DE102008011889A1

DE102008011889A1 - Digitale Strahlformung mit frequenzmodulierten Signalen

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Publication number: DE102008011889A1
Application number: DE102008011889A
Authority: DE
Inventors: Werner Prof. Wiesbeck; Karin Dr. Schuler; Denis Dipl.-Ing. Becker
Original assignee: Universitaet Karlsruhe
Current assignee: Karlsruher Institut fuer Technologie KIT
Priority date: 2008-02-29
Filing date: 2008-02-29
Publication date: 2009-10-01
Also published as: EP2096457B1; EP2096457A2; EP2096457A3; US7961139B2; US20090219208A1

Abstract

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zur Winkelbestimmung und/oder zur Erhöhung der Winkelauflösung oder eines erfassbaren Winkelbereichs beim Betrieb von Antennengruppen mit der Technik der digitalen Strahlformung (DBF) sowie eine Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens. Bei dem Verfahren wird ein Messsignal mit einem Trägersignal und einem frequenzmodulierten Signalanteil über wenigstens eine Antennengruppe direkt oder nach Reflexion an einem oder mehreren Objekten empfangen. Durch Auswertung einer Phasendifferenz im empfangenen Messsignal, die zwischen benachbarten Antennenelementen der Antennengruppe auftritt, wird der Winkel bestimmt, unter dem das Messsignal empfangen wird. Das Verfahren zeichnet sich dadurch aus, dass für die Bestimmung der Phasendifferenz ausschließlich oder zusätzlich zur Auswertung des Trägersignals auch der frequenzmodulierte Signalanteil ausgewertet wird. Mit dem Verfahren und der Vorrichtung lassen sich in kostengünstiger Weise die Winkelauflösung und/oder der eindeutig erfassbare Winkelbereich bei der digitalen Stahlformung erhöhen.

Description

Technisches Anwendungsgebiet
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zur Winkelbestimmung und/oder zur Erhöhung der Winkelauflösung und/oder eines erfassbaren Winkelbereichs beim Betrieb von Antennengruppen mit der Technik der digitalen Strahlformung, bei dem ein Messsignal mit einem Trägersignal und einem frequenzmodulierten Signalanteil über wenigstens eine Antennengruppe direkt oder nach Reflexion an einem oder mehreren Objekten empfangen wird, und ein Winkel, unter dem das Messsignal von der Antennengruppe empfangen wird, durch Auswertung einer Phasendifferenz im empfangenen Messsignal bestimmt wird, die zwischen benachbarten Antennenelementen der Antennengruppe beim Empfang des Messsignals auftritt. Die Erfindung betrifft auch eine Vorrichtung zur digitalen Strahlformung, die für die Durchführung des Verfahrens ausgebildet ist.
Das Verfahren und die Vorrichtung nutzen die Technik der digitalen Strahlformung, auch als DBF (DBF: Digital Beam Forming) bezeichnet, bei der für jeden Empfänger bzw. für jedes als Empfänger dienende Antennenelement die Empfangssignale getrennt digitalisiert und weiterverarbeitet werden, wodurch eine nachträgliche Strahlformung bei der Abtastung eines zu überwachenden Gebietes ermöglicht wird. Mit dem Verfahren der digitalen Strahlformung lässt sich damit der Winkel bestimmen, unter dem bspw. Radarsignale empfangen werden. Bei der bekannten Technik wird dazu die Phasendifferenz an mehreren synchron arbeitenden Empfangs-Antennenelementen in einer Antennengruppe bzw. einem Antennenarray ausgenutzt. Als Messsignale werden bei der bekannten Technik hierbei beliebige Signale mit kleinem Modulationsindex eingesetzt, so dass es sich um quasi monofrequente Signale handelt. Die Signalprozessierung erfolgt monofrequent.
Stand der Technik
So beschreiben K. Schuler, M. Younis, R. Lenz und W. Wiesbeck, „Array Design for Automotive Digital Beamforming Radar System", Proceedings of IEEE International Radar Conference, pp. 435–440, May 2005, ein Verfahren sowie eine Vorrichtung zur Überwachung eines Gebiets mit der Technik der digitalen Strahlformung, bei denen ein Antennenarray mit mehreren Sendern und mehreren Empfängern eingesetzt wird. Das überwachte Gebiet wird mittels Radar abgebildet, wobei in den Dimensionen Entfernung und Winkel die räumliche Lage von Objekten im überwachten Gebiet bestimmt wird. Die Winkelauflösung ergibt sich aus den Phasendifferenzen der zur gleichen Zeit von den verschiedenen Empfängern empfangenen Signale.
Bei den bekannten Realisierungen von DBF-Antennengruppen ist darauf zu achten, dass die durch die maximale Empfangswinkellage ψ_max bestimmte maximale Phasendifferenz Δφ an benachbarten Antennenelementen 2π nicht übersteigt. Aus dieser Forderung ergibt sich der maximal zulässige Abstand d der Antennenelemente der jeweiligen Antennengruppe. Dadurch wird die physi kalische Ausdehnung der Antennengruppen, die sog. Apertur D, durch den maximal zu bestimmenden Empfangswinkel und die Zahl der Antennenelemente der Antennengruppe bzw. des Antennenarrays bestimmt. Die Größe der Apertur D sinkt mit dem maximal zu bestimmenden Empfangswinkel ψ_max. Andererseits ist die Winkeltrennfähigkeit, d. h. die Winkelauflösung, invers an die Größe der Apertur D geknüpft. Die Winkelauflösung Δψ wird mit kleinerer Apertur schlechter. Bei konstanter Anzahl der Antennenelemente in einer DBF-Antennengruppe stehen sich also Winkelauflösung Δψ und der maximal zu bestimmende Empfangswinkel ψ_max entgegen. Wird die obige Randbedingung nicht beachtet, so entstehen Mehrdeutigkeiten bei der Bestimmung des Winkels, sog. grating lobes, wenn die Phasendifferenz Δφ benachbarter Antennenelemente größer als 2π wird.
Beim Betrieb von Antennengruppen mit der Technik der digitalen Strahlformung muss somit bisher entweder ein Kompromiss zwischen der Größe des eindeutig zuordenbaren Winkelbereichs ψ_max und der Winkelauflösung Δψ getroffen oder die Anzahl N der Antennenelemente erhöht werden, so dass über eine große Apertur D hinweg mit relativ kleinen Abständen d der Antennenelemente Phasendifferenzen größer als 2π vermieden werden. Wird die Anzahl N der Antennenelemente erhöht, um eine gute Winkelauflösung Δψ in einem großen eindeutigen Winkelbereich zu erreichen, so steigen jedoch die Kosten eines derartigen Antennenarrays und der dahinter stehenden Radar-Schaltung. Bei gegebener Größe der Antennenelemente ist zudem die Wahl der Abstände d nicht frei, da bei zu kleinen Abständen Verkopplungen der Antennenelemente auftreten, die zusätzliche Fehler bei der Bestimmung des Winkels verursachen.
Darstellung der Erfindung
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein Verfahren zur Winkelbestimmung mittels digitaler Strahlformung sowie eine Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens anzugeben, mit denen die Winkelauflösung und der eindeutig erfassbare Winkelbereich kostengünstig erhöht werden können oder mit denen eine alternative Möglichkeit der Winkelbestimmung bereitgestellt wird.
Die Aufgabe wird mit dem Verfahren gemäß Patentanspruch 1 und der Vorrichtung gemäß Patentanspruch 9 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen des Verfahrens) sowie der Vorrichtung sind Gegenstand der abhängigen Patentansprüche oder lassen sich der nachfolgenden Beschreibung sowie dem Ausführungsbeispiel entnehmen.
Bei dem vorgeschlagenen Verfahren wird ein Messsignal, das neben einem Trägersignal auch einen frequenzmodulierten Signalanteil aufweist, über wenigstens eine Antennengruppe direkt oder nach Reflexion an einem oder mehreren Objekten empfangen. Durch Auswertung einer Phasendifferenz im empfangenen Messsignal, die zwischen benachbarten Antennenelementen der Antennengruppe beim Empfang des Messsignals auftritt, wird der Winkel bestimmt, unter dem das Messsignal von der Antennengruppe empfangen wird. Das vorgeschlagene Verfahren zeichnet sich dadurch aus, dass für die Bestimmung der Phasendifferenz zusätzlich zu der bisher durchgeführten Auswertung des Trägersignals auch der frequenzmodulierte Signalanteil oder ausschließlich der frequenzmodulierte Signalanteil ausgewertet wird.
Wesentlich ist dabei, dass der frequenzmodulierte Signalanteil alleine oder in Kombination mit dem Trägersignal zur Winkelbestimmung beitragen.
Durch die zusätzliche Auswertung des frequenzmodulierten Signalanteils lassen sich Mehrdeutigkeiten bei der Winkelbestimmung erkennen und auflösen, so dass ohne Änderung der Anzahl N der Antennenelemente eine eindeutige Winkelbestimmung über einen größeren Winkelbereich ψ_max als bisher erreicht wird. Mit dem Verfahren lässt sich umgekehrt auch bei gleich bleibendem eindeutig erfassbaren Winkelbereich ψ_max die Winkelauflösung Δψ ohne Änderung der Anzahl N der Antennenelemente erhöhen, da der Abstand d der Antennenelemente ohne Rücksicht auf die bisher auftretenden Mehrdeutigkeiten vergrößert werden kann. Weiterhin kann bei dem vorgeschlagenen Verfahren bei Bedarf auch die Anzahl N der Antennenelemente ohne Änderung des eindeutig zuordenbaren Winkelbereiches ψ_max und der Winkelauflösung Δψ verringert werden.
Wird die Größe des eindeutigen Winkelbereichs ψ_m unter Beibehaltung einer guten Winkelauflösung Δψ bei der bisherigen Technik erhöht, so führt dies zu Phasendifferenzen Δφ an benachbarten Antennenelementen von größer 2π. Mit dem vorgeschlagenen Verfahren lassen sich derartige Phasendifferenzen an benachbarten Antennenelementen von größer als 2π erkennen und somit eindeutig machen. Dies bedeutet, dass bei einer Phasendifferenz von Δφ = n·2π + φ_diff mit n = 0, 1, 2, ... der Faktor n bestimmt werden kann. Diese Bestimmung erfolgt durch die Auswertung des zusätzlichen Signalanteils. Der zusätzliche Signalanteil wird beim vorgeschlagenen Verfahren durch eine Frequenzmodulation des Messsignals erhalten.
Die Bereitstellung eines Messsignals mit einem frequenzmodulierten Signalanteil stellt in der Regel keinen zusätzlichen Aufwand dar, da ein derartiger Signalanteil bei vielen Anwendungen bereits vorhanden ist. So stellt die Frequenzmodulation des Messsignals ein gängiges Verfahren in der Radartechnik dar, um die Entfernungsauflösung zu verbessern. Die Frequenzmodulation wird demnach ohnehin verwendet, wenn mittels der Klasse der gepulsten Cirp- oder FMCW-Radaranlagen die Entfernung zu Objekten bestimmt werden soll. Die Frequenzmodulation wird bei den bisherigen DBF-Prozessierungsverfahren vernachlässigt, da sie üblicherweise bei dieser Anwendung nur einen geringen Frequenzhub aufweist und das Signal damit quasi monofrequent ist. Das vorgeschlagene Verfahren zeichnet sich nun dadurch aus, dass dieser für die Winkelbestimmung bisher vernachlässigte frequenzmodulierte Signalanteil gezielt ausgewertet wird. Das Messsignal wird damit in all seinen Signalanteilen ausgewertet, so dass die bisherige monofrequente Signalprozessierung bei DBF um eine an die Frequenzmodulation angepasste Signalprozessierung ergänzt wird. Die Auswertung zweier Signalanteile in einer Antennengruppe ist äquivalent zur Auswertung zweier verschiedener Antennengruppen, in denen jeweils das gleiche Signal mit nur einem Signalanteil verwendet wird. Damit ersetzt die Auswertung beider Signalanteile den Aufbau einer zweiten Antennengruppe, insbesondere in Fällen, in denen die Bandbreite B der Frequenzmodulation in der Größenordnung der Trägerfrequenz, d. h. etwa zwischen 0,1·f₀ und f₀ liegt.
Bei geeigneter Dimensionierung dieser einen Antennengruppe bzw. bei geeigneter Wahl von Trägerfrequenz f₀ und Bandbreite B der Frequenzmodulation können die erreichbare Winkelauflösung und die Größe des eindeutig abbildbaren Winkelsegments voneinander unabhängig gemacht werden. Für die hohe Sendefrequenz f₀ kann Δφ₀ = 2π·Δr/λ₀ > 2π werden, wenn Δr > λ₀ wird, wobei Δr dem Unterschied in der Entfernung benachbarter Antennenelemente zu einem Punktziel entspricht, von dem das Messsignal eintrifft. Die Eindeutigkeit wird durch die niedrige Modulationsfrequenz f_FM erreicht, da Δφ_FM = 2π·Δr/λ_FM wesentlich kleiner als 2π wird, da λ_FM gegenüber λ₀ sehr groß ist. Bei Multiplikation der beiden Ergebnisse wird die hohe Winkelauflösung durch f₀ und die Eindeutigkeit durch f_FM erzielt. Beide Frequenzen sind bei einem frequenzmodulierten Radarsignal gleichzeitig vorhanden. Die Art der Frequenzmodulation ist dabei nicht entscheidend. So kann es sich beispielsweise um einen Chirp, d. h. eine lineare Modulation, oder auch um eine quadratische Modulation handeln.
Die für die Nutzung des Verfahrens eingesetzte Vorrichtung zur digitalen Strahlformung weist mindestens eine Antennengruppe für den Empfang eines Messsignals, das ein Trägersignal und einen frequenzmodulierten Signalanteil umfasst, und eine Auswerteeinrichtung auf. Die Auswerteeinrichtung wertet das über die Antennengruppe empfangene Messsignal mittels digitaler Strahlformung aus, um zumindest den Winkel zu bestimmen, unter dem das Messsignal von der Antennengruppe empfangen wird. Der Winkel wird durch Auswertung einer Phasendifferenz im empfangenen Messsignal bestimmt, die zwischen benachbarten Antennenelementen der Antennengruppe beim Empfang des Messsignals auftritt. Die Auswerteeinrichtung ist dabei so ausgebildet, dass sie für die Bestimmung der Phasendifferenz ausschließlich oder zusätzlich zu einer Auswertung des Trägersignals auch den frequenzmodulierten Signalanteil auswertet.
Durch die Ausnutzung des frequenzmodulierten Anteils lässt sich der Kompromiss umgehen, der üblicherweise zwischen dem eindeutig abbildbaren Winkelbereich und der erreichbaren Winkelauflösung geschlossen werden muss. Dazu wird die Antennengruppe in Bezug auf die Trägerfrequenz und die Bandbreite des Signals so ausgelegt, dass bspw. mit der herkömmlichen DBF-Prozessierung, im Folgenden auch als CW-DBF bezeichnet, durch Auswertung des Trägersignalanteils eine gute Winkelauflösung und mit der zusätzlichen Auswertung des frequenzmodulierten Signalanteils, im Folgenden auch als FM-DBF bezeichnet, ein großer eindeutiger Winkelbereich erreicht wird. Ohne den obigen Vorteil lässt sich der Winkel auch ausschließlich durch Ausnutzung des frequenzmodulierten Anteils (FM-DBF) bestimmen.
Das Verfahren und die Vorrichtung können dabei vor allem in der Radartechnik vorteilhaft eingesetzt werden. Selbstverständlich sind jedoch auch andere Anwendungsbereiche möglich, wie bspw. eine Anwendung in der Kommunikationstechnik zur Bestimmung der Einfallsrichtung von Sendesignalen, wenn diese niederfrequente Anteile aufweisen.
In einer bevorzugten Ausgestaltung des Verfahrens sowie der Vorrichtung werden somit nicht nur Winkel sondern auch Entfernungen von ein oder mehreren Objekten bestimmt. Hierbei wird, vorzugsweise von ein oder mehreren Sendern der Vorrichtung, ein frequenzmoduliertes Radarsignal als Messsignal ausgesendet und nach Reflexion an ein oder mehreren Objekten in einem überwachten Gebiet über mindestens eine Antennengruppe empfangen. Nach einer Entfernungskompression zur Bestimmung der Entfernung der einen oder mehreren Objekte, an denen das Radarsignal reflektiert wurde, erfolgt dann die Winkelkompression hinsichtlich des Trägerfrequenzanteils und die Winkelkompression hinsichtlich des frequenzmodulierten Anteils. Die Techniken der Entfernungskompression und der Winkelkompression sind dem Fachmann aus der bisher durchgeführten Prozessierung der Signale bei der digitalen Strahlformung bekannt. Die Winkelkompression beruht auf einer diskreten Fourier-Transformation. Im Vergleich zur herkömmlichen DBF-Prozessierung ist bei der Auswertung des frequenzmodulierten Anteils eine Normierung auf λ_FM zu verwenden.
Besonders vorteilhaft lassen sich das Verfahren und die Vorrichtung einsetzen, wenn die Frequenzmodulation in der Größenordnung der Trägerfrequenz gewählt werden kann. In diesem Fall lassen sich die beiden Signalanteile, d. h. der auf der Trägerfrequenz basierende Signalanteil sowie der frequenzmodulierte Signalanteil, ohne weiteres gleichzeitig auswerten. Die Bandbreite der Frequenzmodulation sollte dabei vorzugsweise mindestens 20% der Trägerfrequenz betragen.
Ist eine derartige große Bandbreite der Frequenzmodulation nicht möglich, wie bspw. bei den bisher in der Kraftfahrzeug-Nahbereichs-Radartechnik eingesetzten Messsignalen, so ist der auf der Frequenzmodulation basierende Signalanteil bei der Auswertung sehr klein gegenüber dem auf der Trägerfrequenz basierenden Anteil. In diesem Falle ist es von Vorteil, die beiden Anteile getrennt auszuwerten, wobei dann für die Auswertung des frequenzmodulierten Signalanteils der auf der Trägerfrequenz basierende Signalanteil eliminiert werden sollte. Dies kann durch eine sequentielle Messung erfolgen, bei dem bei der ersten Messung ein Messsignal mit einem Up-Chirp und bei der zweiten Messung ein Messsignal mit einem Down-Chirp eingesetzt wird oder umgekehrt. Durch eine Verknüpfung beider Messungen kann der auf der Trägerfrequenz basierende Signalanteil eliminiert werden, so dass der auf der Frequenzmodulation basierende Signalanteil getrennt ausgewertet werden kann. Eine Elimination des auf der Trägerfrequenz basierenden Signalanteils lässt sich auch durch andere Techniken realisieren und ist nur in Fällen erforderlich, in denen der frequenzmodulierte Signalanteil gegenüber dem auf der Trägerfrequenz basierenden Signalanteil sehr klein ist.
In einer Ausgestaltung, insbesondere wenn die Bandbreite der Frequenzmodulation klein gegenüber der Trägerfrequenz ist, werden für das Verfahren und die Vorrichtung zumindest zwei Antennengruppen eingesetzt, bei denen die Antennenelemente der ersten Antennengruppe auf eine hohe Auflösung durch Auswertung der Trägerfrequenz und die Antennenelemente der zweiten Antennengruppe auf die Eindeutigkeit durch Auswertung des frequenzmodulierten Signalanteils abgestimmt sind. Diese Abstimmung betrifft den Abstand der einzelnen Antennenelemente. Beide Antennengruppen können auch gemeinsame Antennenelemente aufweisen. Es können auch alle Antennenelemente der beiden Antennengruppen übereinstimmen. Besonders vorteilhaft sind die Antennenelemente der ersten Antennengruppe und der zweiten Antennengruppe so aufeinander abgestimmt, dass bei der Prozessierung der digitalen Strahlformung für die Bestimmung des Winkels Mehrdeutigkeiten im Gruppenfaktor der ersten Antennengruppe auf einen bestimmten Wert, vorzugsweise auf Minima oder auf Nullstellen, des Gruppenfaktors der zweiten Antennengruppe fallen.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Das vorgeschlagene Verfahren und die zugehörige Vorrichtung werden nachfolgend anhand eines Ausführungsbeispiels in Verbindung mit den Zeichnungen nochmals näher erläutert. Hierbei zeigen:
1 ein Beispiel für ein Messsignal mit einer Trägerfrequenz und einem frequenzmodulierten Signalanteil, wie es beim vorgeschlagenen Verfahren eingesetzt werden kann;
2 einen beispielhaften Frequenzverlauf für Up- und Down-Chirp;
3 ein Blockdiagramm eines Ausgestaltungsbeispiels der vorliegenden Erfindung; und
4 ein Beispiel für die Gruppenfaktoren der Antennengruppen bei der Ausgestaltung gemäß 3.
Wege zur Ausführung der Erfindung
Das im Folgenden beschriebene Ausführungsbeispiel betrifft eine Anwendung des Verfahrens und der Vorrichtung auf dem Gebiet des Kraftfahrzeug-Nahbereichs-Radars. Auf diesem Gebiet wird üblicherweise ein Messsignal mit einer Trägerfrequenz von f₀ = 24 GHz und einer Bandbreite der Frequenzmodulation von B = 250 MHz oder sogar bis 5 GHz eingesetzt. 1 zeigt ein Beispiel für ein derartiges frequenzmoduliertes Radarsignal, das als gepulstes Chirp-Signal erzeugt wird. Die Auswertung der Phasendifferenzen auf Basis der Trägerfrequenz wird im Folgenden als CW-DBF bezeichnet, die Auswertung auf Basis des frequenzmodulierten Signalanteils als FM-DBF. Um CW- und FM-DBF deutlich voneinander zu trennen, wird in diesem Zusammenhang die zur Trägerfrequenz gehörende Wellenlänge explizit mit λ_CW und die zur Frequenzmodulation gehörige Wellenlänge mit λ_FM bezeichnet. Das Empfangssignal s_R(t) der Antennengruppe ergibt sich zu:
R_Txu, R_Rxv, T_P und A_R bezeichnen hierbei den Abstand vom Objekt zum Empfänger T_xu, den Abstand vom Objekt zum Empfänger R_xv, die Pulsdauer des Radarsignals und die komplexe Amplitude des Empfangssignals. In diesem Empfangssignal lassen sich der CW-Exponentialterm und der FM-Exponentialterm unterscheiden. Beim konventionellen CW-DBF wird die Azimut-Prozessierung anhand des CW-Exponentialterms durchgeführt. Seine Phase hat einen zeitunabhängigen linearen Verlauf zwischen 0 und 2π und sein Eindeutigkeitsbereich ist im Wesentlichen durch die relativ kleine Wellenlänge λ_CW des Trägersignals im Nenner bestimmt.
Der FM-Exponentialterm, der im Folgenden ebenfalls für die Azimut-Prozessierung mit FM-DBF herangezogen wird, hat einen zeitabhängigen quadratischen Verlauf. Sein Eindeutigkeitsbereich ist hingegen bei konstanter Zeit t primär durch die Chirp-Rate k_e = B/(2T_P) im Zähler bestimmt. In beiden Fällen, dem herkömmlichen CW-DBF und dem neuen FM-DBF-Konzept, hängt der tatsächliche Eindeutigkeitsbereich vom Antennenabstand ab. Aus der obigen Gleichung ist ersichtlich, dass zwei Exponentialterme im Empfangssignal enthalten sind, die sich zunächst überlagern und beide grundsätzlich zur Auswertung zur Verfügung stehen.
Im Folgenden wird die Winkelkompressionsfunktion, die sog. Kernel-Funktion, für die Prozessierung frequenzmodulierter Signale mit FM-DBF hergeleitet. Die Winkelkompressionsfunktion für CW-DBF ist aus dem Stand der Technik bekannt, da CW-DBF der bisherigen Vorgehensweise zur Bestimmung des Winkels entspricht.
Auch die Winkelkompression bei FM-DBF erfolgt nach der Entfernungskompression, die ebenfalls von der bisherigen Technik für die Bestimmung der Entfernung von Objekten bekannt ist. Damit kann diese Art der Prozessierung auch als serielle Prozessierung bezeichnet werden. Durch die Pulskompression ist die Zieltrennung in Entfernungsrichtung bereits erfolgt. Das entfernungskomprimierte Signal, an dem die Winkelprozessierung erfolgen soll, sieht für das gepulste Chirp-Signal folgendermaßen aus:
A_T bezeichnet hierbei die die komplexe Amplitude des Sendesignals, τ_nuv die Laufzeit zu Objekt n, ausgehend von Sender T_xu zu Empfänger R_xv. Der erste Exponentialterm ist der CW-Term, der für DBF üblicherweise ausgenutzt wird. Für die Herleitung der Kernel-Funktion zur Winkelkompression für FM-DBF ist er nicht relevant, da diese Winkelkompression nur anhand des FM-Terms erfolgen soll. Aus diesem Grund wird hier nur der FM-Term weiter berücksichtigt.
Die Winkelkompression erfolgt für jede Entfernungszelle einzeln. Betrachtet man eine Entfernungszelle, so ist τ = const für alle Sender-Empfänger-Kombinationen und damit für die Azimutprozessierung nicht relevant. Folglich bleibt nur der Term
zur Auswertung bestehen. Definiert man die Modulationswellenlänge λ_FM zu λFM = 2c₀B
wird aus dem für die Prozessierung relevanten Term
eine zum herkömmlichen DBF analoge Schreibweise.
Hier setzt nun die Winkelkompression mit FM-DBF an. Die Winkelkompression ist analog zum CW-DBF eine Korrelation zwischen dem Empfangssignal und dem konjugiert komplexen einer Referenzfunktion. Die Korrelation wird als Summation über alle Sender und Empfänger über die Multiplikation von Empfangssignal und Referenzsignal im Zeitbereich realisiert. Das winkelkomprimierte Signal f_AC,FM ist dann abhängig vom Fokussierungswinkel ψ₀:
wobei M die Anzahl der Sendeantennen und N die Anzahl der Empfangsantennen bezeichnen. Für die Wegstrecke R_Txu + R_Rxv, wird im Folgenden zur Vereinfachung eine Nährung verwendet. Die Kernel-Funktion K_AC,FM entspricht der geschätzten Strecke vom Sender zum Objekt und zum Empfänger für den Fokussierungswinkel ψ₀. Unter Ausnutzung der Frequenzmodulation ergibt sich das winkelkomprimierte Signal f_AC,FM zu:
k_u,v entspricht dem Faktor einer Belegungsfunktion für die Sendeantenne T_xu und die Empfangsantenne R_xv.
_Tu und y →Rv geben die Positionen, y_Tu und y_Rv die y-Koordinaten der Sendeantenne T_xu und der Empfangsantenne R_xv an. x_Tu und x_Rv bezeichnen die x-Koordinaten der Sendeantenne T_xu und der Empfangsantenne R_xv. ψn bezeichnet den Azimutwinkel des Reflektors n, r0 eine beliebige Entfernung zur Fokussierung. Die Zielentfernung r_n kann als konstant angenommen werden und hat für die Winkelkompression keine Bedeutung. Der erste Exponentialterm innerhalb der Summe repräsentiert den Nahfeldterm. Damit beschreibt diese Gleichung das winkelkomprimierte Signal eines Punktzieles. Dabei sind lediglich die Positionen der Sender und der Empfänger bekannt. Nach der Entfernungskompression ist auch die Zielentfernung r_n bekannt. Der Winkel ψ₀ der Referenzfunktion kann als Testrichtung verstanden werden. Stimmen in dieser Gleichung Testwinkel ψ₀ und Objekwinkel ψ_n überein, ergibt die Winkelkompression ein Maximum mit dem Wert M·N.
Durch diese zusätzliche Auswertung mittels FM-DBF lassen sich Mehrdeutigkeiten im CW-DBF unterdrücken. Prinzipiell ist hierbei eine gleichzeitige Auswertung des CW- und des FM-Phasenterms möglich, wie dies bspw. auf dem Gebiet der SAR-Prozessierung unter dem Begriff der Delta-k-Technik zur Phasenabwicklung bekannt ist. Dazu müssen die Phasenterme Frequenzen in der gleichen Größenordnung haben. Dies ist jedoch bei den im vorliegenden Beispiel eingesetzten typischen Frequenzen und Bandbreiten der Kraftfahrzeug-Radar-Technik nicht der Fall. Aus diesem Grund wird hier mit einem besonderen Verfahren der CW-Phasenterm eliminiert, um damit den FM-Phasenterm unabhängig für die Auswertung bereitzustellen. Hierzu wird nochmals das Empfangssignal nach der Entfernungskompression angeführt:
Der zweite Exponentialterm entspricht dem FM-Term, der mit FM-DBF ausgenutzt werden kann. Ihm überlagert ist jedoch der CW-Term. Beide Terme bedeuten eine Modulation des Empfangssignals über der Sende- und Empfangsgruppe. Dabei ist die Wegstrecke R_Txu + R_Rxv von besonderer Bedeutung. Für Ziele im Fernfeld ist die Wegdifferenz und damit die Phasendifferenz für Antennen entlang der y-Achse proportional zu sin(ψ_n). Hierbei ist der CW-Term schneller veränderlich als der FM-Term, wenn die üblichen Parameter wie bspw. eine Trägerfrequenz f₀ = 24 GHz und k_e = B/(2·T_P) = 500 MHz/(2·0,5 μs) angenommen werden. Die Wellenlängen betragen dann λ_FM = 1,2 m und λ_CW = 12,5 mm. Je weiter die Trägerfrequenz f₀ und die Bandbreite B auseinander liegen, umso deutlicher wird dieser Unterschied. Aus diesem Grund kann bei dem herkömmlichen CW-DBF der FM-Exponentialterm vernachlässigt werden. Möchte man hingegen gerade diesen FM-Exponentialterm ausnutzen, ist der CW-Exponentialterm durch seine hohe Frequenz störend.
Im Folgenden wird ein neues und effizientes Verfahren vorgestellt, um den CW-Exponentialterm und die damit einhergehende Periodizität zu eliminieren. Dabei handelt es sich um zwei sequentielle Messungen, bei denen abwechselnd ein Up- und ein Down-Chirp im Messsignal verwendet wird. An jedem Empfänger werden im Abstand von Δt zwei Messungen durchgeführt. Dabei wird die erste Messung mit einem Up-Chirp und die zweite Messung, zeitverzögert um Δt, mit einem Down-Chirp durchgeführt. 2 zeigt den Frequenzverlauf für Up- und Down-Chirp. Für die Signale gilt
Die Chirp-Raten haben dabei ein umgekehrtes Vorzeichen und es gilt nun:
Diese Definition bewirkt, dass Up- und Down-Chirp zusammen genau die Bandbreite B besitzen. Die durch die Modulation relevante Bandbreite ist damit halbiert worden. Somit ist auch die Modulationswellenlänge jetzt λ_FM = 4c₀/B verdoppelt worden. Für die Berechnung der Empfangssignale wird ein Punktziel angenommen. Daraus ergeben sich an jedem Empfänger jeweils ein Empfangssignal für Up- und Down-Chirp:
Für beide Empfangssignale wird einzeln eine Entfernungskompression durchgeführt. Daraus ergeben sich die beiden entfernungskomprimierten Signale zu:
Die Zeitdauer Δt zwischen dem Up- und Down-Chirp ist durch die Pulswiederholrate PRF mit Δt = 1/PRF, festgelegt. Im Folgenden soll ein stationäres Szenario angenommen werden. Damit kann Δt = 0 angenommen werden, so dass f_RC,down(τ – Δt) = f_RC,down(τ). Zur Eliminierung des CW-Terms werden die beiden entfernungskomprimierten Signale f_RC,up und f_Rc,down konjugiert komplex miteinander multipliziert. Die Wurzel erzeugt aus der Leistungsgröße wieder eine Spannungsgröße
In dem Ergebnis für f_RC,FM ist nun kein CW-Term mehr enthalten.
Das mittels zwei sequentiellen Messungen mit einem Up- und einem Down-Chirp ermittelte, entfernungskomprimierte Signal f_RC,FM hat den gleichen Charakter wie ein einfach entfernungskomprimiertes Signal. Da die Bandbreite auf die Messung mit Up- und Down-Chirp aufgeteilt wird, wird die Entfernungsauflösung hierbei durch B/2 bestimmt. Damit lässt sich durch zwei einfache sequentielle Messungen ein entfernungskomprimiertes Signal gewinnen, welches ohne den CW-Term mit FM-DBF ausgewertet werden kann.
Für die Durchführung des vorgeschlagenen Verfahrens, d. h. der Kombination von FM-DBF und CW-DBF, und die Ausgestaltung der zugehörigen Vorrichtung werden im vorliegenden Beispiel zwei Antennengruppen eingesetzt, wie dies aus dem Blockdiagramm der 3 ersichtlich ist. Die sog. FM-Antennengruppe weist die Empfänger Rx_FM im gegenseitigen Abstand von Δy_R,FM auf. Ihre Anordnung ist bzgl. der Wellenlänge λ_FM gewählt. Das von dieser Antennengruppe erhaltene Empfangssignal wird mittels der vorangehend erläuterten FM-DBF ausgewertet. In der 3 ist dies durch die parallelen Empfangspfade angedeutet. Für jede der beiden Messungen zur Eliminierung des CW-Exponentialterms erfolgt eine Entfernungskompression (RC), eine anschließende konjugiert komplexe Multiplikation (Konj.) und die Winkelkompression (FM-DBF-AC).
Zusätzlich zu dieser FM-Antennengruppe wird eine herkömmliche CW-Antennengruppe verwendet, die die Empfänger Rx_CW im gegenseitigen Abstand von Δy_R,CW aufweist. Sie ist in 3 separat eingezeichnet, wobei in einer Realisierung der Vorrichtung jedoch auch eine oder mehrere Antennen sowohl in der FM- als auch in der CW-Antennengruppe verwendet werden können. Zur Prozessierung der Empfangssignale der CW-Antennengruppe wird ebenfalls eine Entfernungskompression (RC) und eine Winkelkompression (CW-DBF-AC) durchgeführt. Hier wird die aus dem Stand der Technik bekannte herkömmliche Art der Winkelprozessierung für CW-DBF eingesetzt.
Zur Kombination werden die Ergebnisse der beiden Winkelkompressionen multipliziert, so dass am Ende ein prozessiertes Radar-Bild entsteht.
Um die beiden Antennengruppen optimal miteinander zu kombinieren, sollten sie aufeinander abgestimmt sein. Dazu wird die CW-Antennengruppe, hier willkürlich als erste Antennegruppe bezeichnet, so ausgelegt, dass die gewünschte Auflösung der Winkelerfassung erreicht wird. Die zweite Antennengruppe wird so ausgelegt, dass die bei der ersten Antennengruppe entstehenden Mehrdeutigkeiten durch den geeignet gewählten Antennenabstand der zweiten Antennengruppe auf die Nullstellen der zweiten Antennengruppe, d. h. der FM-Antennengruppe, fallen.
Für das folgende Beispiel werden eine FM- und eine CW-Antennengruppe mit jeweils N_FM = N_CW = 3 Empfangsantennen und eine gemeinsame Sendeantenne verwendet. Der Abstand in der FM-Antennengruppe beträgt dabei Δy_R,FM = 0,5·λ_FM = 0,5·4c₀/B = 1,2 m mit B = 500 MHz. In der CW-Antennengruppe beträgt der Abstand Δy_R,CW = 1,5·λ_CW = 18,75 mm. Prinzipiell ist es dabei unerheblich, in welcher Antennengruppe der größere Abstand auftritt. Allerdings ist es im hier gewählten Beispiel sinnvoller, in der FM-Antennengruppe den kleineren Abstand zu verwenden, damit durch die größere Wellenlänge λ_FM diese Antennenanordnung nicht noch größer wird. So bleiben eventuelle Nahfeldfehler möglichst klein.
4 zeigt die Gruppenfaktoren für die FM- und die CW-Antennengruppe sowie das Ergebnis der Überlagerung der beiden Gruppenfaktoren. Da in diesem Ausführungsbeispiel jeweils nur N_CW = N_FM = 3 Antennen verwendet werden, ergibt sich für beiden Gruppenfaktoren ein höheres Nebenmaximum als die auf diesem Gebiet üblichen –13 dB. Die Mehrdeutigkeit des CW-Gruppenfaktors fällt genau auf die Nullstelle des FM-Gruppenfaktors und ist damit in der Überlagerung der beiden Gruppenfaktoren nicht mehr relevant. Zur Überlagerung der beiden Gruppenfaktoren muss die Wurzel aus dem Produkt der beiden linearen Gruppenfaktoren gezogen werden, um weiterhin eine spannungsbezogene Darstellung zu erhalten.
Mit der Ausnutzung des neuartigen FM-DBF und der hier vorgeschlagenen Kombination von FM-DBF und CW-DBF können Mehrdeutigkeiten im CW-DBF unterdrückt werden. Die FM-Antennengruppe wurde in diesem Ausführungsbeispiel so dimensioniert, dass sie eine eindeutige Winkelmessung mit mäßiger Auflösung zulässt. Die CW-Antennengruppe bildet mit wenigen Antennenelementen eine relativ große, dünn besetzte Apertur. Durch die bezogen auf die Wellenlänge λ_CW große Apertur der CW-Antennengruppe wird eine hohe Winkelauflösung erreicht.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Nicht-Patentliteratur

- K. Schuler, M. Younis, R. Lenz und W. Wiesbeck, „Array Design for Automotive Digital Beamforming Radar System”, Proceedings of IEEE International Radar Conference, pp. 435–440, May 2005 [0003]

Claims

Verfahren zur Winkelbestimmung und/oder zur Erhöhung einer Winkelauflösung und/oder eines erfassbaren Winkelbereichs beim Betrieb von Antennengruppen mit der Technik der digitalen Strahlformung (DBF), bei dem – ein Messsignal mit einem Trägersignal und einem frequenzmodulierten Signalanteil über wenigstens eine Antennengruppe direkt oder nach Reflexion an einem oder mehreren Objekten empfangen wird, und – ein Winkel, unter dem das Messsignal von der Antennengruppe empfangen wird, durch Auswertung einer Phasendifferenz im empfangenen Messsignal bestimmt wird, die zwischen benachbarten Antennenelementen der Antennengruppe beim Empfang des Messsignals auftritt, dadurch gekennzeichnet, dass für die Bestimmung der Phasendifferenz ausschließlich oder zusätzlich zu einer Auswertung des Trägersignals auch der frequenzmodulierte Signalanteil ausgewertet wird.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass als Messsignal ein frequenzmoduliertes Radar-Signal eingesetzt wird.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass ein Messsignal mit einer Trägerfrequenz und einer Frequenzmodulation eingesetzt wird, bei dem eine Bandbreite der Frequenzmodulation in der Größenordnung der Trägerfrequenz liegt.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass zwei Antennengruppen eingesetzt werden, von denen eine erste Antennengruppe für eine gegenüber der zweiten Antennengruppe hohe Winkelauflösung durch Auswertung des Trägersignals und die zweite Antennengruppe für eine Auswertung des frequenzmodulierten Signalanteils ausgebildet sind.
Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass ein oder mehrere oder alle Antennenelemente der ersten Antennengruppe auch als Bestandteil der zweiten Antennengruppe eingesetzt werden.
Verfahren nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, dass Abstände der Antennenelemente der ersten und zweiten Antennengruppe so gewählt werden, dass Mehrdeutigkeiten eines ersten Gruppenfaktors bei der Auswertung des Trägersignals mit der ersten Antennengruppe auf Minima, insbesondere auf Nullstellen, eines zweiten Gruppenfaktors bei der Auswertung des frequenzmodulierten Signalanteils mit der zweiten Antennengruppe fallen.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass für eine Eliminierung eines auf dem Träger signal basierenden Terms bei der Auswertung des frequenzmodulierten Signalanteils eine sequentielle Messung durchgeführt wird, bei dem ein erstes Messsignal mit einem Up-Chirp und ein zweites Messsignal mit einem Down-Chirp – oder umgekehrt – eingesetzt werden.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass über eine Auswertung des Messsignals auch eine Entfernung des einen oder der mehreren Objekte bestimmt wird.
Vorrichtung zur digitalen Strahlformung (DBF) mit – mindestens einer Antennengruppe für den Empfang eines Messsignals, das ein Trägersignal und einen frequenzmodulierten Signalanteil aufweist, und – einer Auswerte-Einrichtung, die das über die Antennengruppe empfangene Messsignal mittels digitaler Strahlformung auswertet, um zumindest einen Winkel zu bestimmen, unter dem das Messsignal von der Antennegruppe empfangen wird, wobei der Winkel durch Auswertung einer Phasendifferenz im empfangenen Messsignal bestimmt wird, die zwischen benachbarten Antennenelementen der Antennengruppe beim Empfang des Messsignals auftritt, dadurch gekennzeichnet, dass die Auswerte-Einrichtung so ausgebildet ist, dass sie für die Bestimmung der Phasendifferenz ausschließlich oder zusätzlich zu einer Auswertung des Trägersignals auch den frequenzmodulierten Signalanteil des empfangenen Messsignals auswertet.
Vorrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtung weiterhin eine Sendeeinrichtung umfasst, die das Messsignal in ein zu überwachendes Gebiet aussendet.
Vorrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Sendeeinrichtung als Messsignal ein frequenzmoduliertes Radar-Signal aussendet.
Vorrichtung nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Sendeeinrichtung ein Messsignal mit einer Trägerfrequenz und einer Frequenzmodulation aussendet, bei dem eine Bandbreite der Frequenzmodulation in der Größenordnung der Trägerfrequenz liegt. 1
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 10 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Sendeeinrichtung so ausgebildet ist, dass sie abwechselnd ein erstes Messsignal mit einem Up-Chirp und ein zweites Messsignal mit einem Down-Chirp – oder umgekehrt – aussendet.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 9 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Auswerte-Einrichtung so ausgebildet ist, dass sie eine Entfernung von einem oder mehreren Objekten über eine Auswertung des empfangenen Messsignals bestimmt.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 9 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass zwei Antennengruppen vorhanden sind, von denen eine erste Antennengruppe für eine gegenüber einer zweiten Antennengruppe hohe Winkelauflösung durch Auswertung des Trägersignals und die zweite Antennengruppe für eine Auswertung des frequenzmodulierten Signalanteils ausgebildet sind.
Vorrichtung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass die beiden Antennengruppen ein oder mehrere gemeinsame Antennenelemente aufweisen.
Vorrichtung nach Anspruch 15 oder 16, dadurch gekennzeichnet, dass Abstände der Antennenelemente der ersten und zweiten Antennengruppe so gewählt sind, dass Mehrdeutigkeiten eines ersten Gruppenfaktors bei der Auswertung des Trägersignals mit der ersten Antennengruppe auf Minima, insbesondere auf Nullstellen, eines weiten Gruppenfaktors bei der Auswertung des frequenzmodulierten Signalanteils mit der zweiten Antennengruppe fallen.