DE102007059350B4

DE102007059350B4 - Impedanzabbildende Verstärkerschaltung mit ausschließlich reaktiver Gegenkopplung und Reihenschaltung

Info

Publication number: DE102007059350B4
Application number: DE102007059350A
Authority: DE
Inventors: Dr. Oppelt Ralph; Dr. Vester Markus
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens Healthcare GmbH
Priority date: 2007-12-10
Filing date: 2007-12-10
Publication date: 2012-11-29
Anticipated expiration: 2027-12-11
Also published as: US7737787B2; US20090179705A1; DE102007059350A1

Abstract

Verstärkerschaltung,
– wobei die Verstärkerschaltung ein Transistorelement (2) aufweist, das einen Eingangsanschluss (3), einen Ausgangsanschluss (4) und einen dritten Anschluss (5) aufweist,
– wobei dem Eingangsanschluss (3) ein zu verstärkendes Eingangssignal (E) zugeführt wird,
– wobei am Ausgangsanschluss (4) das verstärkte Eingangssignal (E) als Ausgangssignal (A) abgegeben wird,
– wobei der Eingangsanschluss (3) mit dem Ausgangsanschluss (4) über eine Induktivität (6) verbunden ist,
– wobei der dritte Anschluss (5) über eine Kapazität (7) mit einem Nullpotenzial verbunden ist,
– wobei ein Induktivitätswert (L) der Induktivität (6) und ein Kapazitätswert (C) der Kapazität (7) die Beziehungen

erfüllen, wobei L der Induktivitätswert, C der Kapazitätswert, ω₀ eine mit 2π multiplizierte Nennfrequenz (f), g ein bei der Nennfrequenz (f) wirksamer Verstärkungsfaktor, Z_E die am Eingangsanschluss (3) wirkende gewünschte Eingangsimpedanz und Z_A die am Ausgangsanschluss (4) angeschlossene Ausgangsimpedanz sind.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Verstärkerschaltung,

– wobei die Verstärkerschaltung ein Transistorelement aufweist, das einen Eingangsanschluss, einen Ausgangsanschluss und einen dritten Anschluss aufweist,
– wobei dem Eingangsanschluss ein zu verstärkendes Eingangssignal zugeführt wird,
– wobei am Ausgangsanschluss das verstärkte Eingangssignal als Ausgangssignal abgegeben wird.

Derartige Verstärkerschaltungen sind allgemein bekannt. Bei ihnen ist in der Regel der Eingangsanschluss mit dem Ausgangsanschluss über einen ohmschen Widerstand verbunden. Der dritte Anschluss ist über einen weiteren ohmschen Widerstand mit einem Nullpotential verbunden. Eine derartige Verstärkerschaltung ist beispielsweise aus dem Prospekt „RF & Microwave Signal Processing Components” der Adams-Russell Corporation vom August 1990 bekannt. Dieser Verstärker arbeitet im Prinzip bereits recht gut, weist jedoch insbesondere bei einem relativ kleinen Verstärkungsfaktor schlechte Rauscheigenschaften auf.
Aus der DE 10 2005 038 442 A1 bzw. der korrespondierenden US 2007/0040612 A1 ist ebenfalls eine Verstärkerschaltung der eingangs beschriebenen Art bekannt. Bei dieser Verstärkerschaltung ist der Eingangsanschluss mit dem Ausgangsanschluss über einen Gegenkoppeltransformator verbunden. Eine ähnliche Ausgestaltung ist aus dem Fachbuch „Breitbandige Ferrit-Hochfrequenztransformatoren-Schaltungen und Systeme” von Joachim von Parpart, Hüthig Verlag Heidelberg, 1997 bekannt, siehe dort beispielsweise Seite 125. Diese Verstärkerschaltungen weisen zwar günstige Rauscheigenschaften auf. Sie benötigen jedoch als Richtkoppler möglichst fest gekoppelte Übertrager, weshalb in den Richtkopplern Ferrit verwendet werden muss. Sie sind daher nicht in Umgebungen einsetzbar, in denen starke Magnetfelder herrschen.
Aus der US 5,164,682 A und der US 4,156,173 A sind weitere Verstärkerschaltungen der eingangs beschriebenen Art bekannt.
Auch aus der US 5,805,023 A ist eine Verstärkerschaltung der eingangs genannten Art bekannt. Bei dieser Verstärkerschaltung ist der Eingangsanschluss mit dem Ausgangsanschluss über einen ersten Blindwiderstand verbunden. Der dritte Anschluss ist über einen zweiten Blindwiderstand mit einem Nullpotenzial verbunden. Der zweite Blindwiderstand ist als Induktivität ausgebildet, und der erste Blindwiderstand als Kapazität.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine Verstärkerschaltung zu schaffen, die auch bei einem relativ niedrigen Verstärkungsfaktor rauscharm arbeitet, bei der eine am Ausgang angeschlossene Lastimpedanz sich am Eingang in gleicher Höhe oder um einen Faktor skaliert ausbildet und die auch in magnetfeldbelasteten Umgebungen einsetzbar ist.
Die Aufgabe wird durch eine Verstärkerschaltung mit den Merkmalen des Anspruchs 1 und eine Reihenschaltung mit den Merkmalen des Anspruchs 3 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche 2, 4 und 5.
Der Eingangsanschluss ist mit dem Ausgangsanschluss über eine Induktivität verbunden, der dritte Anschluss mit einem Nullpotential über eine Kapazität. Der Induktivitätswert der Induktivität und der Kapazitätswert der Kapazität erfüllen die Beziehungen
L ist hierbei der Induktivitätswert, C der Kapazitätswert. ω₀ ist eine mit 2π multiplizierte Nennfrequenz. g ist ein bei der Nennfrequenz wirksamer Verstärkungsfaktor. Z_E und Z_A sind die am Eingangsanschluss wirkende gewünschte Eingangsimpedanz und die am Ausgangsanschluss angeschlossene Ausgangsimpedanz.
Das Transistorelement kann nach Bedarf ausgebildet sein. Insbesondere kann es alternativ als Bipolartransistor oder als Feldeffekttransistor ausgebildet sein.
Der Verstärkungsfaktor der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltungen ist frequenzabhängig. Wenn das Eingangssignal monofrequent oder relativ schmalbandig ist, ist die Verwendung einer Verstärkerschaltung in der Regel dennoch ausreichend. Wenn das Eingangssignal hingegen breitbandig ist, wird vorzugsweise eine Reihenschaltung verwendet, bei der zwei Verstärkerschaltungen miteinander in Reihe geschaltet sind. Beider weiteren Verstärkerschaltung ist die Induktivität zwischen dem dritten Anschluss der weiteren Verstärkerschaltung und dem Nullpotential angeordnet. Die Kapazität ist zwischen dem Eingangsanschluss und dem Ausgangsanschluss der weiteren Verstärkerschaltung angeordnet. Bei der weiteren Verstärkerschaltung erfüllen der Induktivitätswert der Induktivität und der Kapazitätswert der Kapazität die Beziehungen
Durch diese Ausgestaltung kompensieren sich die Frequenzabhängigkeiten der Verstärkerschaltungen gegenseitig, so dass über einen großen Frequenzbereich eine zumindest im Wesentlichen konstante Gesamtverstärkung erreicht werden kann.
Auch bei der weiteren Verstärkerschaltung kann das Transistorelement alternativ als Bipolartransistor oder als Feldeffekttransistor ausgebildet sein.
Die beiden Verstärkerschaltungen können nahe beieinander angeordnet sein, insbesondere auch auf einer den Verstärkerschaltungen gemeinsamen gedruckten Schaltungsplatine. Dies ist jedoch nicht erforderlich. In einer anderen Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung kann jede der Verstärkerschaltungen auf je einer eigenen gedruckten Schaltungsplatine angeordnet sein.
Die beiden Schaltungsplatinen können im letztgenannten Fall weit entfernt voneinander angeordnet sein. Die Verstärkerschaltungen sind hierbei über ein geschirmtes Kabel miteinander verbunden, das einen geeigneten Wellenwiderstand aufweist.
Weitere Vorteile und Einzelheiten ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen in Verbindung mit den Zeichnungen. Es zeigen in Prinzipdarstellung:
1 und 2 je eine schematische Ausgestaltung einer Verstärkerschaltung,
3 und 4 je eine vollständige Beschaltung der Verstärkerschaltungen der 1 und 2 und
5 eine Reihenschaltung zweier Verstärkerschaltungen.
Gemäß den 1 und 2 weist eine Verstärkerschaltung 1 ein Transistorelement 2 auf. Das Transistorelement 2 weist einen Eingangsanschluss 3, einen Ausgangsanschluss 4 und einen dritten Anschluss 5 auf.
Bei den Darstellungen gemäß den 1 und 2 ist das Transistorelement 2 als Bipolartransistor ausgebildet. In diesem Fall entspricht der Eingangsanschluss 3 der Basis des Transistorelements 2, der Ausgangsanschluss 4 dem Kollektor des Transistorelements 2 und der dritte Anschluss 5 dem Emitter des Transistorelements 2. Alternativ könnte das Transistorelement 2 als Feldeffekttransistor ausgebildet sein. In diesem Fall entspräche der Eingangsanschluss 3 dem Gate, der Ausgangsanschluss 4 dem Drain und der dritte Anschluss 5 der Source des Feldeffekttransistors.
Dem Eingangsanschluss 3 wird gemäß den 1 und 2 ein Eingangssignal E zugeführt. Das Eingangssignal E weist hierbei entweder eine Nennfrequenz f auf oder liegt in einem Frequenzbereich, der sich von einer Minimalfrequenz fmin bis zu einer Maximalfrequenz fmax erstreckt. Die Nennfrequenz f liegt in diesem Fall in dem durch die Minimalfrequenz fmin und die Maximalfrequenz fmax definierten Frequenzbereich. Sie kann insbesondere gleich dem geometrischen Mittelwert von Minimalfrequenz fmin und Maximalfrequenz fmax sein oder in der Nähe dieses Mittelwerts liegen
Das Eingangssignal E wird mittels des Transistorelements 2 zu einem Ausgangssignal A verstärkt. Das Ausgangssignal A wird am Ausgangsanschluss 4 abgegeben. Wenn das Eingangssignal E die Nennfrequenz f aufweist, ist hierbei das Ausgangssignal A gegenüber dem Eingangssignal E um einen Verstärkungsfaktor g verstärkt. g ist die Leistungsverstärkung der Verstärkerschaltung 1, also das Verhältnis von Ausgangsleistung zu Eingangsleistung.
Der Eingangsanschluss 3 ist gemäß den 1 und 2 mit dem Ausgangsanschluss 4 über einen ersten Blindwiderstand 6 verbunden. Der erste Blindwiderstand 6 ist hierbei gemäß 1 als Induktivität ausgebildet, gemäß 2 als Kapazität. Weiterhin ist der dritte Anschluss 5 über einen zweiten Blindwiderstand 7 mit einem Nullpotenzial 8 verbunden. Der zweite Blindwiderstand 7 ist gemäß 1 als Kapazität ausgebildet, gemäß 2 als Induktivität. Sowohl bei der Ausgestaltung gemäß 1 als auch bei der Ausgestaltung gemäß 2 ist somit einer der Blindwiderstände 6, 7 als Induktivität ausgebildet, der andere der Blindwiderstände 6, 7 als Kapazität.
Im Falle der Ausgestaltung gemäß 1 erfüllt der Induktivitätswert L der Induktivität die Beziehung
Der Kapazitätswert C erfüllt die Beziehung
ω₀ ist hierbei die mit 2π multiplizierte Nennfrequenz f. Sie entspricht also einer Nennkreisfrequenz. Z_E ist die am Eingangsanschluss 3 wirkende, gewünschte Eingangsimpedanz. Z_A ist die am Ausgangsanschluss 4 angeschlossene Ausgangsimpedanz. Sowohl bei der Ausgestaltung gemäß 1 als auch bei der Ausgestaltung gemäß 2 gilt daher die Beziehung L / C = Z_EZ_A
Die Eingangsimpedanz Z_E liegt in der Regel zwischen einem Zehntel und dem zehnfachen der Ausgangsimpedanz Z_A. Oftmals liegen die Eingangsimpedanz Z_E und die Ausgangsimpedanz Z_A bei 50 bis 200 Ohm. Sie können insbesondere gleich groß sein.
Bei den Darstellungen gemäß den 1 und 2 ist nur die Wechselspannungsbeschaltung dargestellt. Bauelemente, die für die Einstellung eines Gleichspannungs-Arbeitspunktes und/oder für eine Gleichspannungsentkopplung innerhalb der Verstärkerschaltungen 1 bzw. nach außen hin erforderlich sind, sind in den 1 und 2 der Einfachheit halber weggelassen worden. Diese Darstellung ist Fachleuten allgemein bekannt und vertraut. Dennoch sind in den 3 und 4 die korrespondierenden vollständigen Beschattungen dargestellt, also einschließlich der Bauelemente, die zur Einstellung des Gleichspannungs-Arbeitspunktes und der Gleichspannungsentkopplung erforderlich sind.
In den 3 und 4 sind im Vergleich zu den 1 und 2 zunächst Koppelkondensatoren 9 vorhanden. Sie weisen Kapazitätswerte C_K auf, welche die Beziehung
erfüllen. ω entspricht hierbei bei monofrequentem bzw. quasi-monofrequentem Eingangssignal E der Nennkreisfrequenz ω₀, bei Betrieb in einem größeren Frequenzband der mit dem Faktor 2π multiplizierten Minimalfrequenz fmin. Das Zeichen „<<” bedeutet hierbei in der Regel einen Unterschied um mindestens eine Größenordnung, also den Faktor 10. Die Kapazitätswerte C_K der Koppelkondensatoren 9 können untereinander gleich sein. Dies ist jedoch nicht zwingend erforderlich.
Weiterhin sind in den 3 und 4 gegenüber den 1 und 2 Drosselinduktivitäten 10 vorhanden. Die Drosselinduktivitäten 10 weisen Induktivitätswerte L_D auf, welche die Bedingung ωL_D >> MAX( 1 / ωC, Z_A) erfüllen. ω ist hierbei wie zuvor definiert. Der Begriff „>>” bedeutet – analog zum Begriff „<<” – in der Regel einen Größenunterschied um mindestens eine Größenordnung, also den Faktor 10. Die Induktivitätswerte L_D der Drosselinduktivitäten 10 können untereinander gleich sein. Dies ist jedoch nicht zwingend erforderlich.
Schließlich sind in den 3 und 4 gegenüber den 1 und 2 Arbeitspunktwiderstände 11 vorhanden. Die Arbeitspunktwiderstände 11 werden nach Bedarf dimensioniert. Der mit dem Eingangsanschluss 3 verbundene Arbeitspunktwiderstand 11 muss hierbei relativ zur an den Eingangsanschluss 3 angeschlossenen Quellimpedanz groß dimensioniert sein, da er anderenfalls das Rauschverhalten der Verstärkerschaltung 1 negativ beeinflussen würde. Er kann gegebenenfalls durch eine Drosselinduktivität ersetzt werden. In der Regel weist die Eingangsimpedanz Z_E den gleichen Wert auf wie die Quellimpedanz, so dass in der Regel die Eingangsimpedanz Z_E als Maßstab zur Dimensionierung des Arbeitspunktwiderstandes 11 (bzw. der den Arbeitspunktwiderstand 11 ersetzenden Drosselinduktivität) herangezogen werden kann.
Die Verstärkerschaltungen 1 der 1 bis 4 wurden unter Zugrundelegung eines Bipolartransistors des Typs BFR193 und mit einer Verstärkung von 10 dB bei 10 MHz simuliert. Es ergab sich eine Rauschzahl von 1,3 dB. Eine vergleichbare Simulation mit ohmschen Gegenkoppelwiderständen lieferte hingegen eine Rauschzahl von ca. 3,7 dB.
Wenn das Eingangssignal E monofrequent oder relativ schmalbandig ist, arbeiten die Verstärkerschaltungen 1 gemäß den 1 bis 4 völlig zufriedenstellend. Wenn das Eingangssignal E jedoch breitbandig ist, also ein Quotient zwischen der Maximalfrequenz fmax und der Minimalfrequenz fmin relativ groß ist, wirkt sich nachteilig aus, dass der Verstärkungsfaktor g bei den Verstärkerschaltungen 1 der 1 bis 4 frequenzabhängig ist. Im Falle eines relativ großen abzudeckenden Frequenzbereichs ist daher eine Ausgestaltung vorzuziehen, wie sie nachfolgend in Verbindung mit 5 näher erläutert ist.
Gemäß 5 sind zwei erfindungsgemäße Verstärkerschaltungen 1 miteinander in Reihe geschaltet. Das Ausgangssignal A der einen Verstärkerschaltung 1 entspricht also dem Eingangssignal E der anderen Verstärkerschaltung 1. Gemäß 5 ist die vorgeordnete Verstärkerschaltung 1, deren Ausgangssignal A der anderen Verstärkerschaltung 1 zugeführt wird, entsprechend 1 bzw. 3 ausgebildet. Die andere Verstärkerschaltung 1, die das Ausgangssignal A der erstgenannten Verstärkerschaltung 1 als Eingangssignal E entgegen nimmt, ist entsprechend 2 bzw. 4 ausgebildet. Die Reihenfolge der beiden Verstärkerschaltungen 1 könnte jedoch auch vertauscht sein.
Die Verstärkungsfaktoren g der Verstärkerschaltungen 1 können unabhängig voneinander gewählt werden. Sie können untereinander (also von der einen Verstärkerschaltung 1 zur anderen Verstärkerschaltung 1) gleich oder ungleich sein. Es ist lediglich zu beachten, dass das Produkt der Verstärkungsfaktoren g der Verstärkerschaltungen 1 gleich einer gewünschten Gesamtverstärkung ist.
Die Reihenschaltung gemäß 5 weist einen relativ flachen Frequenzgang der Gesamtverstärkung auf. Er erstreckte sich bei einer Simulation einer derartigen Reihenschaltung (wieder unter Zugrundelegung des Transistortyps BFR193 und mit einer Gesamtverstärkung von 10 dB bei 10 MHz) über mehr als zwei Oktaven, konkret von 4,2 MHz bis 20,3 MHz. Die Rauschzahl lag weiterhin bei ca. 1,3 dB.
Es ist möglich, die beiden Verstärkerschaltungen 1 von 5 auf einer den Verstärkerschaltungen 1 gemeinsamen gedruckten Schaltungsplatine anzuordnen. Gemäß 5 ist jedoch jede der Verstärkerschaltungen 1 auf je einer eigenen gedruckten Schaltungsplatine 12 angeordnet. Die Schaltungsplatinen 12 können weit voneinander entfernt angeordnet sein. Die Verstärkerschaltungen 1 sind hierbei über ein geschirmtes Kabel 13 (in der Regel ein Koaxialkabel 13) miteinander verbunden, das einen geeigneten Wellenwiderstand aufweist.
In einer besonders bevorzugten Anwendung der vorliegenden Erfindung befindet sich die Verstärkerschaltung 1 (bzw. im Falle einer Reihenschaltung mehrerer Verstärkerschaltungen 1 mindestens eine der Verstärkerschaltungen 1) im Einflussbereich des Grundmagneten einer Magnetresonanzanlage, also des Magneten, der das statische Grundmagnetfeld erzeugt, das zusammen mit dem gyromagnetischen Verhältnis der zu detektierenden Atomkerne die Larmorfrequenz bestimmt. Ganz besonders bevorzugt ist hierbei, wenn diese Verstärkerschaltung(en) 1 in der Nähe einer Lokalspulenanordnung 14 angeordnet ist bzw. sind, insbesondere in diese integriert ist bzw. sind. Die nachgeordnete Verstärkerschaltung 1 (so sie vorhanden ist) kann in diesem Fall beispielsweise nahe einer Auswertungseinrichtung 15 der Magnetresonanzanlage angeordnet sein, insbesondere in diese integriert sein. Das geschirmte Kabel 13 kann sich insbesondere in dieser Ausgestaltung, aber prinzipiell auch bei anderen Ausgestaltungen, über eine erhebliche Länge erstrecken, beispielsweise mehrere Meter.
Bezugszeichenliste

1: Verstärkerschaltungen
2: Transistorelemente
3: Eingangsanschlusse
4: Ausgangsanschlusse
5: dritte Anschlusse
6, 7: Blindwiderstande
8: Nullpotenzial Koppelkondensatoren
10: Drosselinduktivitaten
11: Arbeitspunktwiderstande
12: Schaltungsplatinen
13: geschirmtes Kabel
14: Lokalspulenanordnung
15: Auswertungseinrichtung
A: Ausgangssignal
C, C_K: Kapazitätswerte
E: Eingangssignal
f, fmin, fmax: Frequenzen
g: Verstärkungsfaktoren
L, L_D: Induktivitätswerte
Z_A, Z_E: Impedanzen
ω, ω₀: Kreisfrequenzen

Claims

Verstärkerschaltung, – wobei die Verstärkerschaltung ein Transistorelement (2) aufweist, das einen Eingangsanschluss (3), einen Ausgangsanschluss (4) und einen dritten Anschluss (5) aufweist, – wobei dem Eingangsanschluss (3) ein zu verstärkendes Eingangssignal (E) zugeführt wird, – wobei am Ausgangsanschluss (4) das verstärkte Eingangssignal (E) als Ausgangssignal (A) abgegeben wird, – wobei der Eingangsanschluss (3) mit dem Ausgangsanschluss (4) über eine Induktivität (6) verbunden ist, – wobei der dritte Anschluss (5) über eine Kapazität (7) mit einem Nullpotenzial verbunden ist, – wobei ein Induktivitätswert (L) der Induktivität (6) und ein Kapazitätswert (C) der Kapazität (7) die Beziehungen
erfüllen, wobei L der Induktivitätswert, C der Kapazitätswert, ω₀ eine mit 2π multiplizierte Nennfrequenz (f), g ein bei der Nennfrequenz (f) wirksamer Verstärkungsfaktor, Z_E die am Eingangsanschluss (3) wirkende gewünschte Eingangsimpedanz und Z_A die am Ausgangsanschluss (4) angeschlossene Ausgangsimpedanz sind.
Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Transistorelement (2) als Bipolartransistor oder als Feldeffekttransistor ausgebildet ist.
Reihenschaltung einer Verstärkerschaltung (1) nach Anspruch 1 oder 2 mit einer weiteren Verstärkerschaltung (1), – wobei die weitere Verstärkerschaltung (1) mit folgenden Merkmalen ausgebildet ist; – die weitere Verstärkerschaltung weist ein weiteres Transistorelement (2) auf, das einen weiteren Eingangsanschluss (3), einen weiteren Ausgangsanschluss (4) und einen weiteren dritten Anschluss (5) aufweist; – dem Eingangsanschluss (3) des weiteren Transistorelements (2) wird ein zu verstärkendes Eingangssignal (E) zugeführt, – am Ausgangsanschluss (4) des weiteren Transistorelements (2) wird das verstärkte Eingangssignal (E) als Ausgangssignal (A) abgegeben, – der Eingangsanschluss (3) der weiteren Verstärkerschaltung (1) ist mit dem Ausgangsanschluss (4) der weiteren Verstärkerschaltung (1) über eine weitere Kapazität (6) verbunden; – der dritte Anschluss (5) der weiteren Verstärkerschaltung (1) ist mit dem Nullpotential über eine weitere Induktivität (7) verbunden; – es gelten die Beziehungen
wobei – stets bezogen auf die weitere Verstärkerschaltung (1) – L der Induktivitätswert, C der Kapazitätswert, g ein bei der Nennfrequenz (f) wirksamer Verstärkungsfaktor, Z_E die am Eingangsanschluss (3) wirkende gewünschte Eingangsimpedanz und Z_A die am Ausgangsanschluss (4) angeschlossene Ausgangsimpedanz sind.
Reihenschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass das Transistorelement (2) der weiteren Verstärkerschaltung (1) als Bipolartransistor oder als Feldeffekttransistor ausgebildet ist.
Reihenschaltung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Verstärkerschaltung (1) und die eitere Verstärkerschaltung (1) auf je einer eigenen gedruckten Schaltungsplatine (12) angeordnet ist, dass die Schaltungsplatinen (12) entfernt voneinander angeordnet sind und dass die beiden Verstärkerschaltungen (1) über ein geschirmtes Kabel (13) miteinander verbunden sind, das einen geeigneten Wellenwiderstand aufweist.