DE102007046566B4

DE102007046566B4 - HF-Frontend für ein Radarsystem

Info

Publication number: DE102007046566B4
Application number: DE102007046566A
Authority: DE
Inventors: Hans-Peter 85643 Forstner; Rudolf Dr. 85051 Lachner
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2006-10-05
Filing date: 2007-09-28
Publication date: 2011-07-07
Anticipated expiration: 2027-09-29
Also published as: DE102007046566A1

Abstract

HF-Sende/Empfangs-Schaltung (1', 120) mit – einem Eingang für ein Oszillatorsignal (OSZ), – einer Antenne (3, 130) zum Senden eines Sendesignals (TX) und zum Empfangen eines Empfangssignals (RX), – einem Mischer (11, 127) mit einem HF-Eingang, einem Oszillator-Eingang und einem Ausgang zum Mischen des Empfangssignals (RX) in ein Zwischenfrequenz- oder Basisband, – einem Richtkoppler 10, 128), der mit der Antenne (3, 130), dem Eingang für das Oszillatorsignal (OSZ) und dem Mischer (11, 127) verbunden und dazu ausgebildet ist, das Oszillatorsignal als Sendesignal (TX) an die Antenne (3, 130) und das von der Antenne (3, 130) empfangene Empfangssignal (RX) an den HF-Eingang des Mischers (11, 127) zu koppeln, und mit – einem ersten und einem zweiten Phasenschieber, wobei der erste Phasenschieber (7) dazu ausgebildet ist, die Phase des Sendesignals (TX) abzustimmen und so die Abstrahlrichtung der Antenne zu beeinflussen, und der zweite Phasenschieber (8) dazu ausgebildet...

Description

Die Erfindung betrifft ein Radarsystem, insbesondere eine neue HF-Sende- und Empfangseinheit (”HF-Frontend”) mit einem Richtkoppler, einem Mischer und zumindest einem Phasenschieber.
Bekannte Radarsysteme, die gegenwärtig zur Abstandsmessung in Fahrzeugen zum Einsatz kommen, umfassen im Wesentlichen zwei getrennte Radargeräte, welche in unterschiedlichen Frequenzbändern arbeiten. Für Abstandsmessungen im Nahbereich („Short Range Radar”) werden gegenwärtig nur Radargeräte verwendet, welche in einem Frequenzband um eine Mittenfrequenz von 24 GHz arbeiten. Unter Nahbereich werden dabei Abstände im Bereich von 0 bis ca. 20 Meter vom Fahrzeug verstanden. Für Abstandsmessungen im Fernbereich, d. h. für Messungen im Bereich von ca. 20 Meter bis rund 200 Meter („Long Range Radar”), wird zur Zeit das Frequenzband von 76 GHz bis 77 GHz genutzt. Diese unterschiedlichen Frequenzen sind bei der Erstellung eines einzelnen Konzeptes für ein Radarsystem, welches in mehreren Entfernungsbereichen messen kann, hinderlich und macht im Prinzip zwei getrennte Radargeräte notwendig.
Das Frequenzband von 77 GHz bis 81 GHz eignet sich grundsätzlich ebenfalls für Nahbereichs-Radaranwendungen und ist auch für diesen Zweck von den Behörden zugänglich gemacht worden, so dass nun ein Frequenzbereich von 76 GHz bis 81 GHz für automobile Radaranwendungen im Nah- und Fernbereich zur Verfügung steht. Ein einzelnes Mehrbereichs-Radarsystem, welches Abstandsmessungen im Nah- und Fernbereich mit einer einzigen Hochfrequenz-Sendeeinheit (HF-Frontend) bewerkstelligt, war jedoch bisher aus unterschiedlichen Gründen nicht möglich. Der Hauptgrund dafür liegt darin, dass zum Aufbau bekannter Radarsysteme zur Zeit Schaltungen verwendet werden, welche in III/V-Halbleitertechnologien (z. B. Gallium-Arsenid-Technologien) gefertigt werden. Gallium-Arsenid-Technologien eignen sich zwar sehr gut für die Integration von Hochfrequenzkomponenten, jedoch ist aufgrund technologischer Beschränkungen kein derart hoher Integrationsgrad zu erreichen, wie er beispielsweise bei einer Integration von Silizium möglich wäre. Darüber hinaus wird nur ein Teil der benötigten Elektronik in GaAs-Technologie gefertigt, sodass viele unterschiedliche Komponenten zum Aufbau des Gesamtsystems notwendig sind. Problematisch ist eine hohe Anzahl von Komponenten auch deswegen, da in jeder Komponente, vor allem im Signalpfad nach dem HF-Leistungsverstärker, Verluste und Reflexionen auftreten, die sich negativ auf den Gesamtwirkungsgrad des Radarsystems auswirken. Des weiteren ist es wünschenswert in einem Radarsystem möglichst viele gleichartige Bausteine zu verwenden, die flexibel eingesetzt werden können und für unterschiedliche Funktionen anpassbar sind.
Aus der US 2002/0011947 A1 ist ein Geo- und Bodenradar (GPR) mit einer Streifenleiter-Patchantenne mit einem Schwingkreis und mit einem Koppler, der drei Ports aufweist, bekannt.
Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, für ein Radarsystem eine HF-Sende- und Empfangseinheit (HF-Frontend) zur Verfügung zu stellen, welches große Flexibilität bei hoher Integrationsdichte und hohem Wirkungsgrad gewährleistet.
Diese Aufgabe wird durch eine HF-Sende- und Empfangsschaltung gemäß dem Patentanspruch 1 gelöst. Beispielhafte Ausführungsformen und Weiterbildungen sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
Ein Mehrbereichs-Radarsystem weist einen ersten Betriebsmodus für die Messung in einem ersten Entfernungsbereich (Nahbereich) und einen zweiten Betriebsmodus für die Messung in einem zweiten Entfernungsbereich (Fernbereich) auf. Das Radarsystem umfasst eine Hochfrequenz-Sende- und Empfangseinheit (HF-Frontend) mit einem Oszillator zur Erzeugung eines Sendesignals mit einem ersten Frequenzspektrum im ersten Betriebsmodus und mit einem zweiten Frequenzspektrum im zweiten Betriebsmodus. Es umfasst weiter mindestens eine mit dem HF-Frontend verbundene Antenne und eine Steuer- und Verarbeitungseinheit, welche Steuersignale zur Verfügung stellt, die dem HF-Frontend zugeführt und mit deren Hilfe die Betriebsmodi einstellbar sind. Der verwendete Oszillator ist über einen die Frequenzen beider Frequenzspektren enthaltenden Frequenzbereich mit Hilfe einer Steuerspannung abstimmbar. Ein solcher Oszillator ist nur durch die Verwendung modernster Bipolar- bzw. BiCMOS-Technologien realisierbar. Sämtliche HF-Komponenten, insbesondere das HF-Frontend, können gemeinsam mit den Antennen in einem Chip-Gehäuse (”Package”) untergebracht sein.
In einem Ausführungsbeispiel der Erfindung ist die Empfangscharakteristik der verwendeten Sende- bzw. Empfangsantennen durch ein von der Steuer- bzw. Verarbeitungseinheit erzeugtes Steuersignal umschaltbar. In einem weiteren Ausführungsbeispiel der Erfindung sind für die beiden Betriebsmodi mindestens zwei unterschiedliche Antennen mit unterschiedlicher Sende- bzw. Empfangscharakteristik vorgesehen, wobei abhängig vom Betriebsmodus nur eine der beiden Antennen aktiv ist. Die Umschaltung zwischen den Antennen erfolgt ebenfalls mit Hilfe von Steuersignalen, welche durch die Steuer- und Bearbeitungseinheit erzeugt werden. Ein Mehrbereichs-Radargerät dieser Ausführungsform arbeitet im Zeit-Multiplexbetrieb.
In einem weiteren Beispiel werden die beiden Antennen nicht zeitversetzt aktiviert, sondern sie senden und empfangen gleichzeitig Signale in unterschiedlichen Frequenzbereichen. Dabei ist je ein Frequenzbereich einer Antenne (oder einer Gruppe von Antennen) und einem Messbereich (Nahbereich oder Fernbereich) zugeordnet. Ein Mehrbereichs-Radargerät dieser Ausführungsform arbeitet im Frequenz-Multiplexbetrieb.
Durch die Verwendung der bereits erwähnten modernen Bipolar- bzw. BiCMOS-Herstellungsverfahren wird erstmals eine Integration eines Mehrbereichs-Radarsystems in einer einzigen Halbleitertechnologie möglich. Durch die Verwendung eines in einem sehr breiten Bereich abstimmbaren Sende-Oszillators und einer geeigneten Steuereinheit, welche das Umschalten zwischen Antennen für den Nahbereich und für den Fernbereich oder, bei der Verwendung einer gemeinsamen Antenne für beide Messbereiche, das Umschalten der Empfangscharakteristik einer Antenne ermöglicht, erlaubt die „Vereinigung” von Nahbereichsradar und Fernbereichsradar in einem einzigen Mehrbereichs-Radarsystem bei einer erheblichen Reduzierung von Komponenten. Die damit verbundene Kostenreduktion ist eine wesentliche Voraussetzung für den Einsatz derartiger Radargeräte in Fahrzeugen der unteren und mittleren Preisklasse.
Um die Sende- bzw. Empfangscharakteristik der Antennen beeinflussen zu können, sind in dem HF-Frontend Phasenschieber angeordnet. Ein derartiges HF-Frontend umfasst einen Eingang für ein Oszillatorsignal, eine Antenne zum Senden eines Sendesignals und zum Empfangen eines Empfangssignals, des Weiteren einen Mischer zum Mischen des Empfangssignals in ein Zwischenfrequenz- oder Basisband mit einem HF-Eingang, einem Oszillator-Eingang und einem Ausgang, und einen Richtkoppler der mit der Antenne, dem Eingang für das Oszillatorsignal und dem Mischer verbunden und dazu ausgebildet ist, das Oszillatorsignal als Sendesignal an die Antenne und das von der Antenne empfangene Empfangssignal an den HF-Eingang des Mischers zu koppeln. Das HF Frontend umfasst zusätzlich einen ersten und/oder einem zweiten Phasenschieber, wobei der erste Phasenschieber dazu ausgebildet ist, die Phase des Sendesignals abzustimmen und so die Abstrahlcharakteristik der Antenne zu beeinflussen und der zweite Phasenschieber dazu ausgebildet ist, die Phase des dem Oszillatoreingang des Mischers zugeführten Oszillatorsignals zu bestimmen, wobei der zweite Phasenschieber des HF-Frontends ist dazu ausgebildet ist, abwechselnd eine Phasenverschiebung von 0° und 90° zu erzeugen, sodass am Ausgang des Mischers abwechselnd die Inphasen- und Quadraturkomponenten des ins Zwischenfrequenz- oder Basisband gemischten Empfangssignals bereitgestellt wird.
Zur weiteren Kostenreduktion bei der Integration kann ein HF-Frontend mit einer konfigurierbaren Mischeranordnung vorgesehen sein, die für einen reinen Empfangsbetrieb und für einen kombinierten Sende-Empfangsbetrieb der angeschlossenen Antenne mit Hilfe konfiguriert werden kann. Durch diese Maßnahme entsteht ein vielseitig einsetzbares, ”standardisiertes” HF-Frontend.
Das HF-Frontend umfasst zumindest eine Verteilereinheit zum Verteilen eines Oszillatorsignals (des Lokaloszillators) auf mehrere Signalpfade, zwei oder mehr mit der Verteilereinheit verbundene Mischeranordnungen zum Senden eines Sendesignals oder zum Empfangen eines Empfangssignals, wobei die Mischeranordnung jeweils einen Mischer und einen Verstärker zur Verstärkung des Oszillatorsignals und zur Erzeugung eines Sendesignals aufweisen kann.
Die Mischeranordnung umfasst einen Oszillatoranschluss, dem das Oszillatorsignal zugeführt ist, einen HF-Anschluss zum Anschluss einer Antenne, einem Basisbandanschluss, an dem ein Basisbandsignal zur Verfügung gestellt wird, einen Mischer mit einem mit dem Oszillatoreingang verbundenen ersten Eingang, einem mit der dem HF-Anschluss verbundenen zweiten Eingang und einem mit dem Basisbandanschluss verbundenen Ausgang. Die Mischeranordnung umfasst des Weiteren einen mit dem Oszillatoranschluss und dem HF-Anschluss verbundenen Richtkoppler, der dazu ausgebildet ist, das Oszillatorsignal an die Antenne zu koppeln und ein von der Antenne empfangenes Signal an den zweiten Eingang des Mischers zu koppeln. Die Mischeranordnung umfasst ferner eine Unterbrechereinrichtung zur Unterbrechung des Signalflusses von dem Oszillatoranschluss zu dem HF-Anschluss.
Bei der HF-Sende- und Empfangseinheit (HF-Frontend) kann der Verstärker mit Hilfe eines Steuersignals aktivierbar und deaktivierbar sein. In diesem Fall kann eben dieser Verstärker auch die Unterbrechereinrichtung der Mischeranordnung darstellen. Die Unterbrechereinrichtung kann aber auch durch aufschmelzbare Streifenleitungen gebildet werden. Die durch die Streifenleitungen gebildeten elektrischen Verbindungen können z. B. mit Hilfe eines Lasers unterbrochen (aufgeschmolzen) werden. Derartige nach Art einer Schmelzsicherung funktionierende Unterbrechungseinrichtungen werden auch als ”Laser-Fuses” bezeichnet.
Mit Hilfe der konfigurierbaren Mischeranordnung kann die HF-Sende-/Empfangseinheit einerseits für einen reinen Empfangsbetrieb und andererseits für einen kombinierten Sende-Empfangsbetrieb der angeschlossenen Antenne konfiguriert werden.
Die HF-Sende/Empfangseinheit (das HF-Frontend) kann des weiteren aufweisen: einen Mischer mit einem Signaleingang, dem ein Antennensignal zugeführt ist, einem Oszillatoreingang, dem ein Mischersignal zugeführt ist, und einem Ausgang, an dem ein Basis- oder Zwischenfrequenzsignal bereitgestellt wird. Zusätzlich umfasst das HF-Frontend einen Richtkoppler mit einem ersten HF-Port zum Anschluss einer Antenne, einem zweiten HF-Port, der mit dem Signaleingang des Mischers verbunden ist und an den ein von der Antenne empfangenes Signal gekoppelt ist, einem ersten Oszillator-Port, dem ein Oszillatorsignal zugeführt ist, und mit einem zweiten Oszillator-Port, an den das Oszillatorsignal gekoppelt ist. Das HF-Frontend umfasst des Weiteren eine Reflexionsanordnung, die einen mit dem zweiten Oszillator-Port verbundenen Eingang hat, wobei der Eingang eine komplexe Eingangsimpedanz aufweist, deren Wert derart eingestellt ist, dass am Eingang ein Teil des Oszillatorsignals reflektiert und von dem Richtkoppler an den zweiten HF-Port gekoppelt wird, sodass dieser reflektierte Teil des Oszillatorsignals ein parasitäres, direkt von dem ersten Oszillator-Port an den zweiten HF-Port gekoppeltes Oszillatorsignal destruktiv überlagert. Durch eine derartige Maßnahme kann ein Gleichsignal-Offset am Mischerausgang aufgrund parasitärer Effekte eliminiert werden.
Die Eingangsimpedanz der Reflexionsanordnung kann beispielsweise eine Verzögerungsleitung und einen ohmschen Widerstand aufweisen. Der ohmsche Widerstand kann auch durch den Eingangswiderstand eines komplexeren Bauteils, beispielsweise eines Leistungsteilers, gebildet sein. Die Eingangsimpedanz der Reflexionsanordnung kann also eine Verzögerungsleitung und einen Leistungsteiler aufweisen, der einen einen ohmschen Widerstand umfassenden Eingangswiderstand hat. An einem Ausgang des Leistungsteilers wird z. B. das Mischersignal OSZ_MIX zum Mischen des von der Antenne empfangenen Signals zur Verfügung gestellt.
Die Verzögerungsleitung kann beispielsweise als Streifenleitung ausgebildet sein. In einem Ausführungsbeispiel umfasst die Verzögerungsleitung zumindest zwei parallele Streifenleitungen, die an mehreren Stellen durch Kurzschlussleitungen verbunden sind. Diese Kurzschlussleitungen können, ebenso wie die Streifenleitungen, an Stellen zwischen den Kurzschlussleitungen mit Hilfe eines Lasers durchschmelzbar sein. Diese durchschmelzbaren Stellen werden auch als ”Laser-Fuses” bezeichnet. Zum genauen Einstellen des Wertes des ohmschen Widerstandes kann dieser mit Hilfe eines Lasers abstimmbar sein.
Des weiteren kann die HF-Sende-/Empfangseinheit auf einem einzigen Chip integriert und zusammen mit zumindest einer Antenne in einem Gehäuse (Package) untergebracht sein. Eine derartige Anordnung umfasst einen Antennenchip, der ein Substrat und eine Antennenstruktur umfasst, ein Chip-Gehäuse (Leadframe), das eine Chipmontageoberfläche und ein kapselndes Material umfasst, und einen Hohlraum, der im Substrat in der Nähe der Antennenstruktur angeordnet ist. Durch diesen Hohlraum wird eine gute Abstrahlcharakteristik gewährleistet.
Die Antennenstruktur und zumindest Teile der HF-Schaltungen können im selben Halbleiterkörper oder auch in getrennten Halbleiterkörpern angeordnet sein, die jedoch im selben Chipgehäuse angeordnet sind.
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nachfolgend anhand von Figuren erläutert. Die Figuren und die zugehörige Beschreibung soll helfen, die Erfindung besser zu verstehen. Die in den Figuren dargestellten Elemente sind nicht als Einschränkung zu verstehen, sondern dienen dazu das Prinzip der Erfindung darzustellen. Es zeigt:
1 ein Muli-Range Radarsystem, bei der die selbe Antenne in beiden Betriebsmodi genutzt wird;
2 ein Muli-Range Radarsystem, mit unterschiedlichen Antennen für die beiden Betriebsmodi;
3 eine detailliertere Darstellung der Ausführungsform aus 2;
4 eine detailliertere Darstellung zu der in 3 dargestellten Ausführungsform;
5 eine Alternative zu der in 4 dargestellten Ausführungsform;
6 den inneren Aufbau des Sendeoszillators als Blockschaltbild;
7A eine Mischeranordnung zum Mischen eines Empfangssignales ins Basisband;
7B eine Mischeranordnung für einen kombinierten Sende-/Empfangsbetrieb einer Antenne;
8A eine mit Hilfe eines Steuersignales konfigurierbare Mischeranordnung im kombinierten Sende-/Empfangsbetrieb, wobei die Mischeranordnung einen durch das Steuersignal schaltbaren Verstärker aufweist;
8B eine mit Hilfe eines Steuersignales konfigurierbare Mischeranordnung im reinen Empfangsbetrieb, wobei die Mischeranordnung einen durch das Steuersignal schaltbaren Verstärker aufweist;
9A eine mit Hilfe von Laser-Fuses konfigurierbare Mischeranordnung vor dem Aufschmelzen der Fuses;
9B die Mischeranordnung aus 9A, die durch Aufschmelzen bestimmter Laser-Fuses für den reinen Empfangsbetrieb konfiguriert wurde;
9B die Mischeranordnung aus 9A, die durch Aufschmelzen bestimmter Laser-Fuses für den kombinierten Sende-/Empfangsbetrieb konfiguriert wurde;
10 den schaltbaren Verstärker aus 8A bzw. 8B;
11 ein HF-Frontend mit einer konfigurierbaren Mischeranordnung gemäß den 8A und 8B;
12 zeigt ein konventionelles HF-Frontend mit einem Richtkoppler und einem Mischer;
13 eine Mischeranordnung mit einem Richtkoppler, einem Mischer und einer mit dem Richtkoppler verbundenen Reflexionsanordnung;
14 zeigt die Mischeranordnung gemäß 13 mit einer Reflexionsanordnung, die eine Verzögerungsleitung und einen ohmschen Widerstand umfasst;
15 zeigt die Mischeranordnung gemäß 13 mit einer alternativen Reflexionsanordnung, die eine Verzögerungsleitung und einen Leistungsteiler umfasst;
16 ein weiteres, detailliertes Beispiel der Reflexionsanordnung gemäß 13 in einer vergrößerten Darstellung;
17 eine funktionsgleiche Alternative zu der Mischeranordnung gemäß 13;
18 eine Mischeranordnung mit elektronischen Phasenschiebern;
19 eine Schnittansicht durch einen Chip mit einer integrierten Antennenanordnung;
20 eine Draufsicht des Chips aus 19;
21 eine Schnittansicht eines alternativen Ausführungsbeispiels zu dem Chip aus 19, das eine Schaltung umfasst.
22 ein Blockschaltbild mit einem Teil einer Schaltung des Ausführungsbeispiels aus 21.
23 eine Schnittansicht eines weiteren Ausführungsbeispiels des Chips mit integrierter Antennenanordnung;
24 eine Schnittansicht eines weiteren Ausführungsbeispiels des Chips mit integrierter Antennenanordnung;
25 eine Schnittansicht eines weiteren Ausführungsbeispiels des Chips mit integrierter Antennenanordnung;
26 eine Schnittansicht eines weiteren Ausführungsbeispiels des Chips mit integrierter Antennenanordnung;
27 ein typisches vereinfachtes Blockdiagramm eines monostatischen FMCW-Radarsensors;
28 ein typisches vereinfachtes Blockdiagramm eines Datensenders;
29 ein typisches vereinfachtes Blockdiagramm Datenempfängers;
30 eine Schnittansicht eines weiteren Ausführungsbeispiels des Chips mit integrierter Antennenkonfiguration;
31 zeigt im Schnitt eine Draufsicht auf das in 30 gezeigte Ausführungsbeispiel.
In den Figuren bezeichnen, sofern nicht anders angegeben, gleiche Bezugszeichen gleiche Komponenten bzw. gleiche Signale mit gleicher Bedeutung.
Die 1 zeigt in einem Blockschaltbild die Grundstruktur eines Radarsystems. Das eigentliche Mehrbereichsradargerät MRR umfasst eine Steuer- und Verarbeitungseinheit 110, welche über ein bestimmtes Interface, beispielsweise den Fahrzeugbus BS, mit den übrigen Fahrzeugkomponenten 100 in Verbindung steht. Das Mehrbereichsradargerät MRR umfasst weiter eine Hochfrequenz-Sende/Empfangseinheit (HF Frontend 120) und ein eine oder mehrere Einzelantennen umfassendes Antennenmodul 130. Die Steuer- und Auswerteeinheit 110 ist überwiegend in CMOS-Technik, die Hochfrequenz-Sendeeinheit 120 überwiegend in Bipolar-Technik realisiert. Es ist jedoch auch möglich, beide Teile in einer BiCMOS-Technologie gemeinsam zu integrieren und. Das Mehrbereichsradar umfasst zumindest zwei Entfernungsmessbereiche, einen Nahbereich mit Entfernungen zwischen 0 und ca. 20 Meter und einen Fernbereich mit Entfernungen von rund 20 Meter bis ca. 200 Meter. Da in diesen beiden Messbereichen sowohl die Sende- und Empfangscharakteristiken der aktiven Antennen als auch die benötigte Bandbreite des gesendeten Radarsignals unterschiedlich sind, sind sowohl das Antennenmodul 130 als auch das HF-Frontend 120 mit Hilfe von Steuer-Signalen CF0 und CF1, welche von der Steuer- und Bearbeitungseinheit 110 erzeugt werden, entsprechend dem gewünschten Messbereich konfigurierbar. Wie diese Konfigurationsmöglichkeit im Einzelnen aussehen, wird weiter unten noch erläutert.
Bei einer Messung im Nahbereich ist eine Antenne mit einem eher breiten Abstrahlwinkel und bei der Messung im Fernbereich eine Antenne einem schmalen Abstrahlwinkel bei hohem Antennengewinn wünschenswert. Aus diesem Grund können in der Antenneneinheit 130 beispielsweise Phased-Array-Antennen eingesetzt werden, deren Abstrahl- und Empfangswinkel dadurch verändern lassen, dass unterschiedliche Antennenelemente zwar mit dem gleichen Antennensignal, jedoch mit unterschiedlicher Phasenlage des Sendesignals angesteuert werden. Ein für Phased-Array Antennen geeignetes HF-Frontend wird beispielsweise weiter unten in der Beschreibung zu den 19 bis 21 und 23 bis 26 erläutert. Das Verändern der Abstrahl- bzw. Empfangscharakteristik von Antennen durch eine entsprechende Ansteuerung wird auch als „elektronische Strahlsteuerung” oder als „Digital Beam-Forming” bezeichnet.
Das HF-Frontend 120 umfasst natürlich auch den Hochfrequenzteil, der für den Empfang der reflektierten Radarsignale notwendig ist. Die empfangenen Radarsignale werden mit Hilfe eines Mischers in das Basisband (oder ein Zwischenfrequenzband) gemischt, das Basisbandsignal IF (oder das Zwischenfrequenzsignal) wird dann von dem HF Frontend 120 der Steuer- und Verarbeitungseinheit 110 zugeführt, welche das Basisbandsignal IF digitalisiert und digital weiterverarbeitet. Es können sowohl eine getrennte Sende- und Empfangsantenne (bistatisches Radar) vorgesehen sein, als auch eine gemeinsame Antenne (monostatisches Radar) zum Senden und Empfangen der Radarsignale verwendet werden. Im zweiten Fall ist ein Richtkoppler zum Trennen der gesendeten und der empfangenen Signale notwendig. Der innere Aufbau des HF Frontends 120 und der Antenneneinheiten 130 ist ebenfalls später noch detaillierter ausgeführt.
Eine elektronische Strahlsteuerung (digital beam-forming) erlaubt zwar eine minimale Anzahl von Komponenten, erfordert jedoch einen erheblich größeren Aufwand an Steuerlogik. Aus diesem Grund können für die unterschiedlichen Messbereiche auch unterschiedliche Antennen bzw. unterschiedliche Antenneneinheiten 130a und 130b verwendet werden, wie dies bei dem in der 2 dargestellten Ausführungsbeispiel gezeigt ist. Das Blockschaltbild in der 2 unterscheidet sich von dem in der 1 lediglich darin, dass statt dem über das Steuersignal CF1 konfigurierbaren Antennenmodul 130 zwei Antenneneinheiten 130a und 130b vorhanden sind, deren Abstrahl- bzw. Empfangscharakteristiken nicht einstellbar sind. So ist beispielsweise die Antenne 130a lediglich für Messungen im Nahbereich und die Antenne 130b nur für Messungen im Fernbereich ausgelegt. Die Erzeugung der Sendesignale und das Mischen der empfangenen Signale findet aber in einem gemeinsamen Hochfrequenz-Sendeeinheit 120 statt. Bei der Verwendung von zwei Antennen ist prinzipiell auch die gleichzeitige Messung im Nah- und im Fernbereich (Frequenzmultiplex-Betrieb) statt einer abwechselnden Messung (Zeitmultiplex-Betrieb) möglich.
Die 3 zeigt im Wesentlichen das selbe Ausführungsbeispiel wie die 2, jedoch sind die Steuer- und Verarbeitungseinheit 110 und das HF-Frontend 120 (Sende-/Empfangseinheit) detaillierter dargestellt. Die Steuer- und Verarbeitungseinheit 110 umfasst eine Recheneinheit 111, einen Digital-Analog-Wandler 114, einen Analog-Digital-Wandler 113 mit einem vorgeschalteten Verteilerblock 112, der beispielsweise als Multiplexer ausgebildet sein kann. Die Hochfrequenz-Sendeeinheit 120 umfasst einen Hochfrequenz-Oszillator 121, der das Sendesignal erzeugt, eine Verteilereinheit 122, welche die Signalleistung je nach Betriebsmodus auf eine erste Sende/Empfangsschaltung 123a (”Transceiver-Schaltung”) oder auf eine zweite Sende/Empfangsschaltung 123b (Zeit-Multiplexbetrieb) oder auch auf beide Sende/Empfangsschaltungen 123a und 123b (Frequenz-Multiplexbetrieb) verteilt. Das HF-Frontend 120 kann mit den Antennen 130a, 130b in einem einzigen Chipgehäuse untergebracht sein. Der HF-Oszillator 121 und die Verteilereinheit 122 können jedoch auch getrennt von den übrigen HF-Komponenten in einem eigenen Chip integriert sein. Dies ist insbesondere dann sinnvoll wenn vom Oszillatorsignal erzeugte Sendesignal auf mehrere räumlich voneinander getrennte HF-Frontends 120 verteilt werden soll.
Wie bereits erwähnt weist das Mehrbereichsradargerät einen ersten Betriebsmodus zur Messung von Abständen im Nahbereich und einen zweiten Betriebsmodus zur Messung von Abständen im Fernbereich auf. Der Betriebsmodus wird durch die Recheneinheit 111 mit Hilfe der von ihr zur Verfügung gestellten Steuersignale CT0, CT1 und CT2 bestimmt. Die Steuersignale CT1 und CT2 aktivieren bzw. deaktivieren jeweils die Sende/Empfangsschaltungen 123A und 123B, das Steuersignal CT0 konfiguriert die Verteilereinheit 122 entsprechend dem vorgesehenen Betriebsmodus. Die Recheneinheit 111 erzeugt zusätzlich ein digitales Referenzsignal REF, welches über einen Digital-Analog-Umsetzer 114 dem Oszillator 121 zugeführt ist. Dieses Referenzsignal REF bestimmt die momentane Schwingfrequenz des Ausgangssignals OSZ des Oszillators 121, welches der Verteilereinheit 122 zugeführt ist. Bei einer Messung im Nahbereich ist die Verteilereinheit 122 derart konfiguriert, dass das Sendesignal nur der Sende-/Empfangsschaltung 123a zugeführt wird, welche wiederum durch das Steuersignal CT1 aktiviert ist. Die zweite Sende-/Empfangsschaltung 123b ist durch das Steuersignal CT2 deaktiviert. Die Sende-/Empfangsschaltungen 123a und 123b enthalten im Wesentlichen noch eine Sende-Verstärkerendstufe über welche das Sendesignal den Antennenmodulen 1230a bzw. 130b zugeführt wird. Auf die Struktur der und Sende-/Empfangsschaltungen 123 und deren Vorteile bei ”dezentral” in den einzelnen Sende-/Empfangsschaltungen 123 angeordneten HF-Sendeverstärkern wird später noch detaillierter eingegangen.
Die Sende-/Empfangsschaltung 123a kann darüber hinaus einen oder mehrere Mischer aufweisen, mit dessen Hilfe die von den Empfangsantennen empfangenen Radarsignale ins Basisband (oder in ein Zwischenfrequenzband) gemischt werden. Das Basisbandsignal IF1 wird dann von der Sende-/Empfangsschaltung 123a dem Verteilerblock 112 in der Steuer- und Verarbeitungseinheit 110 zur Verfügung gestellt. Das Basisbandsignal IF1 besteht, je nach Anzahl der Empfangsantennen, aus mehreren Teilsignalen. Das Basisbandsignal IF1 wird von dem Verteilerblock 112 auf einen einen oder mehrere Kanäle aufweisenden Analog-Digital-Wandler 113 verteilt und von diesem Analog-Digital-Wandler 113 in digitaler Form der Recheneinheit 111 zur Verfügung gestellt. Diese Recheneinheit 111 kann dann aus den in den digitalisierten Basisbandsignalen IF0, IF1, ... enthaltenen Informationen Objekte im „Sichtfeld” des Radars erkennen und deren Abstand zum Radargerät berechnen. Diese Daten werden dann über ein Interface, beispielsweise den Fahrzeugbus BS externen Anwendungen im Fahrzeug zur Verfügung gestellt.
Für eine Messung im Fernbereich ist lediglich eine Umschaltung in der Verteilereinheit 122, eine Aktivierung der Sende/Empfangsschaltung 123b und eine Deaktivierung der Sende/Empfangsschaltung 123a mit Hilfe der Steuersignale CT0, CT1 und CT2 notwendig. Das Senden und Empfangen erfolgt dann über die Antennen 130b, welche im vorliegenden Fall als gemeinsame Sende- und Empfangsantennen ausgeführt sind. Aus diesem Grund ist zum Trennen des Sende- und Empfangssignals noch ein Richtkoppler notwendig. Das für die erste, Sende/Empfangsschaltung 123a Gesagte, gilt natürlich analog für die zweite Sende/Empfangsschaltung 123b. Der genauere Aufbau der Sende/Empfangsschaltungen 123a und 123b wird weiter unten anhand einer weiteren Figur noch erläutert.
Das Deaktivieren der Sende/Empfangsschaltungen 123a bzw. 123b kann auf unterschiedliche Weise geschehen. Im einfachsten Fall werden die Schaltungen (oder auch nur Schaltungsteile) von der Versorgungsspannung getrennt. Es ist auch möglich die Mischer in den Sende/Empfangsschaltungen abzuschalten. Unabhängig davon wie die Deaktivierung konkret erfolgt muss jedoch sichergestellt sein, dass die Leistung des Sendesignals nicht reflektiert wird und keine anderen Schaltungskomponenten durch Reflexionen gestört werden.
Die 4 zeigt im Wesentlichen das gleiche Ausführungsbeispiel wie die 3, wobei die Recheneinheit 111, der Verteilerblock 122 und die Sende-/Empfangsschaltungen 123a und 123b detaillierter dargestellt sind. Die Sende/Empfangsschaltungen 123a und 123b umfassen jeweils einen Sendeverstärker 126, dem das Sendesignal zugeführt ist. Diese Sendeverstärker 126 können mehrere Ausgänge aufweisen, von denen mindestens einer mit einer Sendeantenne und mindestens ein zweiter mit einem Mischer 127 verbunden ist. Wenn Störsignale vorhanden sind, die weggefiltert werden müssen, kann optional zwischen Verstärker 126 und Sendeantenne bzw. zwischen Verstärker 126 und Mischer 127 je ein Filter 125 angeordnet sein. In der Sende-/Empfangsschaltung 123a sind die Mischer 127 nicht nur mit dem Verstärker 126 verbunden, sondern auch mit der Empfangsantenne, so dass das empfangene Signal mit Hilfe des Sendesignals in das Basisband gemischt wird.
In dem dargestellten Beispiel sind in dem Antennenmodul 130a eine Sendeantenne und zwei Empfangsantennen vorgesehen. Dies ist lediglich beispielhaft zu verstehen, prinzipiell ist eine beliebige Kombination von Sende- und Empfangsantennen möglich. Es könnten statt getrennten Sende- und Empfangsantennen auch bidirektionale Antennen verwendet werden, wie dies bei dem Antennenmodul 130b der Fall ist.
Die Sende-/Empfangsschaltung 123b unterscheidet sich von der oben beschriebenen Sende/Empfangsschaltung 123a durch die Richtkoppler 128, welche es erlauben die Antennen im Antennenmodul 130b sowohl als Sende- als auch als Empfangsantennen zu nutzen. Die Richtkoppler 128 umfassen vier Anschlüsse, von denen ein erster Anschluss mit dem Verstärker 126, ein zweiter Anschluss mit einem Abschlusswiderstand, ein dritter Anschluss mit einem Mischer 127 und ein vierter Anschluss mit einer Antenne des Antennenmoduls 130b verbunden ist. Das Sendesignal wird von dem Verstärker 126 durch den Richtkoppler 128 an die Antenne geleitet und von dieser ausgesendet. Ein empfangenes Signal wird von der Antenne durch den Richtkoppler 128 an den Mischer 127 weitergeleitet und dort mit Hilfe des ebenfalls dem Mischer 127 zugeführten Sendesignals in das Basisband (bzw. Zwischenfrequenzband) gemischt.
Die Ausgangssignale der Mischer, d. h. die Basisbandsignale IF0, IF1 werden dann durch den Verteilerblock 112 gemultiplext und durch den Analog-Digital-Wandler 113 digitalisiert. Diese digitalisierten Signale werden von dem Analog-Digital-Umsetzer 113 in einem FIFO-Speicher 119 gepuffert und von einem digitalen Signalprozessor 118 weiterverarbeitet. Der FI-FO-Speicher 119 und der digitale Signalprozessor 118 ist Bestandteil der Recheneinheit 111, ebenso ein Taktgenerator 117, der ein Taktsignal für den digitalen Signalprozessor 118 und den Analog-Digital-Wandler 113 zur Verfügung stellt. Die Steuerlogik 116 stellt die Steuersignale CT0, CT1 und CT2 zur Verfügung und steuert ebenfalls einen digitalen Referenz-Signalgenerator 115, der das digitale Referenzsignal REF für den Oszillator 121 erzeugt (siehe oben).
Die Verteilereinheit 122, welche das Oszillatorsignal OSZ auf die Sende-/Empfangsschaltungen 123a und 123a verteilt, umfasst im dargestellten Fall lediglich einen Schalter SW, der beispielsweise als Halbleiterschalter oder als mikromechanischer Schalter ausgeführt sein kann. Dieser Schalter verbindet den Oszillator 121 entweder mit der ersten Sende/Empfangsschaltung 123a oder mit der zweiten Sende/Empfangsschaltung 123b. Zwischen dem Schalter SW und den Sende/Empfangsschaltungen 123a, 123b können ebenfalls Filter 125 angeordnet sein, sofern Störsignale vorhanden sind. Es ist auch möglich den Oszillator mit beiden Sende/Empfangsschaltungen 123a und 123b direkt (d. h. ohne einen Schalter SW vorzusehen) zu verbinden oder einen passiven Leistungsteiler vorzusehen. Die Oszillatorleistung teilt sich dann auf beide Sende/Empfangsschaltungen auf. Wie bereits angesprochen ist es in diesem Falle wichtig, Reflexionen zu verhindern, wenn eine der Sende/Empfangsschaltungen 123a, 123b deaktiviert ist. Geeignete Abschlusswiderstände sind daher an entsprechender Stelle vorzusehen.
Das in 4 dargestellte Ausführungsbeispiel eignet sich für einen sogenannten Zeit-Multiplexbetrieb, d. h. es wird abwechselnd vom ersten Betriebszustand in den zweiten Betriebszustand und wieder zurück gewechselt. Die Frequenzbereiche für Messungen im Nahbereichs im ersten Betriebszustand und für Messungen im Fernbereich im zweiten Betriebszustand können sich dabei prinzipiell überlappen, da immer nur eines der beiden Antennenmodule 130a oder 130b aktiv ist.
Die 5 zeigt ein sehr ähnliches Ausführungsbeispiel, welches im Frequenzmultiplexbetrieb arbeitet. Es unterscheidet sich von dem Ausführungsbeispiel in 4 lediglich durch eine modifizierte Verteilereinheit 122, dem zusätzlichen Referenzsignalgenerator 115' mit dem zusätzlichen Digital-Analog-Wandler 114'. Da im Frequenzmultiplexbetrieb im Nahbereich und im Fernbereich gleichzeitig gemessen wird, ist in diesem Fall kein Multiplexer 112 notwendig, sofern der Analog-Digital-Wandler 113 mehrere Kanäle aufweist, um die in das Basisband gemischten Empfangssignale parallel digitalisieren zu können.
Die Verteilereinheit 122 weist bei dem in 5 dargestellten Ausführungsbeispiel statt eines Schalters einen zusätzlichen Mischer 127' und einen zusätzlichen Oszillator 129 auf. Das Ausgangssignal OSZ des Oszillators 121 wird in der Verteilereinheit 122 einerseits dem Mischer 127' zugeführt und andererseits über einen optionalen Filter 125 auch der Sende/Empfangsschaltung 123b weitergeleitet. Das Spektrum des dem Mischer 127' zugeführten Signalanteils des Oszillatorsignals OSZ wird um die Schwingfrequenz des Hilfsoszillators 129 frequenzverschoben und über einen Filter 125 der Sende/Empfangsschaltung 123a zugeführt. Die Steuerung des Hilfsoszillators 129 erfolgt ebenfalls durch die Recheneinheit 111 mit Hilfe des Referenzsignalgenerators 115' und dem damit verbundenen Digital-Analog-Wandler 114' dessen Ausgangssignal dem Hilfsoszillator 129 zugeführt ist. Mit Hilfe des Mischers 127 und des Hilfsoszillators 129 wird also ein zweites, frequenzverschobenes Sendesignal erzeugt, so dass beide Sende/Empfangsschaltungen 123a und 123b über die beiden Antennenmodule 130a bzw. 130b auf unterschiedlichen Frequenzen gleichzeitig senden und empfangen können. Dadurch wird eine gleichzeitige Messung im Nahbereich und im Fernbereich möglich.
Die 6 zeigt einen möglichen Aufbau des Hochfrequenzoszillators 121, mit dessen Hilfe das Sendesignal erzeugt wird. Es handelt sich dabei im Wesentlichen um einen Phasenregelkreis (PLL), dem das von dem Digital-Analog-Wandler 114 erzeugte analoge Referenzsignal REF' zugeführt ist. Kernstück des Phasenregelkreises ist ein spannungsgesteuerter Hochfrequenzoszillator 143, dessen Ausgangssignal einerseits einem Frequenzteiler 145 und andererseits einem Filter 125 zugeführt ist. Das Ausgangssignal des Filters 125 stellt das Ausgangssignal OSZ des Phasenregelkreises dar. Das Ausgangssignal des Frequenzteilers 145 ist einem Mischer 127 zugeführt, der mit Hilfe eines Hilfsoszillators 144 das Spektrum des frequenzgeteilten Oszillatorsignals um den Betrag der Frequenz des Hilfsoszillators 144 zu einem geringeren Wert hin verschiebt. Das Ausgangssignal des Mischers wird durch einen weiteren Frequenzteiler 146 noch einmal nach unten geteilt. Das Ausgangssignal dieses weiteren Frequenzteilers 146 repräsentiert also das Oszillatorsignal des Hochfrequenzoszillators 143, welches mit Hilfe des Phasen-Frequenz-Detektors 141 mit dem zuvor erwähnten Referenzsignal REF' verglichen wird. Dieser Phasen-Frequenz-Detektor 141 erzeugt eine Steuerspannung abhängig von der Frequenz- und Phasendifferenz zwischen dem Ausgangssignal des Frequenzteilers 146 und dem Referenzsignal REF'. Diese Steuerspannung ist einem Schleifenfilter 142 zugeführt, dessen Ausgang direkt mit dem spannungsgesteuerten Hochfrequenzoszillator 143 verbunden ist. Der spannungsgesteuerte Hochfrequenzoszillator 143 wird also abhängig von der Phasen- bzw. Frequenzdifferenz zwischen dem Ausgangssignal des Frequenzteilers 146, welches das Oszillatorsignal repräsentiert, und dem Referenzsignal REF' angesteuert. Die Phase und die Frequenz des Ausgangssignals OSZ des Phasenregelkreises steht also in einer festen Beziehung zur Phase und zur Frequenz des Referenzsignals REF'. Der spannungsgesteuerte Hochfrequenzoszillator 143 muss in einem breiten Frequenzbereich abstimmbar sein, im vorliegenden Fall im Bereich von 76 GHz bis 81 GHz, also einer Bandbreite von 5 GHz. Da sich aufgrund von Temperatureffekten und anderen parasitären Effekten auch die Mittenfrequenz verschieben kann ist in der Praxis eine Bandbreite von 8 GHz oder mehr notwendig, was nur mit der weiter oben bereits erwähnten modernen Bipolar- oder BiCMOS-Technologie zu erreichen ist.
Wie in den 3 bis 5 zu sehen ist, können Antennen 130, 130a, 130b entweder als Sendeantenne, als Empfangsantenne oder als kombinierte Sende-/Empfangsantenne eingesetzt werden. Bei reinen Sendeantennen wird ein Sendesignal TX durch Verstärkung direkt aus dem Oszillatorsignal OSZ des spannungsgesteuerten Lokaloszillators 121 erzeugt und dieses Sendesignal TX der Antenne zugeführt. Bei einer reinen Empfangsantenne ist ein Empfangsmischer 127 notwendig, der ein Empfangssignal RX ins Basisband mischt und das entsprechenden Basisbandsignal IF zur Verfügung stellt. Bei kombinierten Sende-/Empfangsantennen ist zusätzlich ein Richtkoppler 128 notwendig, um das Sendesignals TX und das Empfangssignal RX zu trennen. Die Antennen können – je nach Anwendungsfall – auch mit der HF-Sende- und Empfangseinheit (dem HF-Frontend) in einem Chip-Gehäuse angeordnet sein. Ein diesbezügliches Beispiel ist in der 21 abgebildet.
Wie beispielsweise in 4 oder 5 zu sehen ist, wird das Oszillatorsignal OSZ in der Sende-/Empfangsschaltung 123b (bzw. 123a) zunächst mit Hilfe des Sendeverstärkers 126 verstärkt, um die notwendige Sendeleistung zu Verfügung zu stellen. Das verstärkte (HF-)Oszillatorsignal wird dann den einzelnen Antennen und den Mischern zugeführt, wobei an jeder Komponente (Splitter, Koppler, Mischer, etc...) Reflexionen und Verluste auftreten, was sich wiederum negativ auf den Wirkungsgrad des Gesamtsystems auswirkt.
Die 7 bis 9 zeigen unterschiedliche Mischeranordnungen 300 mit einem Richtkoppler 128 und einem Mischer 127, welche beispielsweise für den Aufbau einer Sende-/Empfangsschaltung (ähnlich 123b) verwendet werden können. Jede dieser Anordnungen 300 umfasst einen HF-Anschluss 301, einen Oszillatoranschluss 302 und einen Basisbandanschluss 303. Dem Oszillatoranschluss 302 wird das Oszillatorsignal OSZ oder ein bereits verstärktes Oszillatorsignal zugeführt, der HF-Anschluss ist mit der Antenne verbunden, welche entweder das Sendesignal TX abstrahlt und/oder ein Empfangssignal RX empfängt. Am Basisbandanschluss 303 wird ein Basisbandsignal IF zur weiteren Verarbeitung zur Verfügung gestellt, wobei das Basisbandsignal IF durch Mischen mit dem Oszillatorsignal OSZ aus dem Empfangssignal RX erzeugt wird. Die damit aufgebaute Sende/Empfangsschaltung ist in 11 mit dem Bezugszeichen 123c versehen. Die Sende/Empfangsschaltung 123c kann die Sende/Empfangsschaltung 123a oder 123b in den 3 oder 4 ersetzen, um einen besseren Gesamtwirkungsgrad zu erzielen.
Die in 7A dargestellte Mischeranordnung zeigt eine einfache Mischeranordnung 300, welche als wesentliche Komponente lediglich einen Mischer 127 enthält. Ein erster Eingang des Mischers 127 ist mit dem Oszillatoranschluss 302 der Mischeranordnung verbunden, dem das Oszillatorsignal des Lokaloszillators (VCO) zugeführt ist. Ein zweiter Eingang des Mischers 127 ist mit dem HF-Anschluss 301 verbunden, dem das Empfangssignal RX der Antenne zugeführt ist. Ein Ausgang des Mischers ist mit dem Basisbandanschluss 303 verbunden an dem das Basisbandsignal IF zur Verfügung steht. Die eben beschriebene Anordnung kann offensichtlich nur zum Empfang verwendet werden, ein Senden ist nicht möglich.
Soll die Antenne als kombinierte Sende-/Empfangsantenne arbeiten, ist noch ein Richtkoppler 128 notwendig, wie dies in 7B dargestellt ist. Die dort gezeigte Anordnung 300 umfasst als wesentliche Komponenten einen Richtkoppler 128 und einen Mischer 127. Das Oszillatorsignal OSZ ist dem Oszillatoranschluss 302 der Mischeranordnung 300 zugeführt, der wiederum mit einem ersten Anschluss des Richtkopplers 128 verbunden ist.
Das Oszillatorsignal OSZ wird durch den Richtkoppler 128, wie es die Pfeile in der 7B andeuten, sowohl zur Antenne, als auch zum Mischer 127 weitergeleitet. Der Richtkoppler 128 koppelt also das an dem ersten Anschluss einfallende Oszillatorsignal OSZ an einen vierten Anschluss des Richtkopplers 128 und an einen zweiten Anschluss des Richtkopplers 128. Der vierte Anschluss ist mit dem HF-Anschluss 301 und damit mit der Antenne 130 verbunden, der zweite Anschluss mit dem ersten Eingang des Mischers 127.
Ein empfangenes Antennensignal RX gelangt über den HF-Anschluss 301 zu dem vierten Anschluss des Richtkopplers und wird durch den Richtkoppler 128 über dessen dritten Anschluss an den zweiten Eingang des Mischers 127 gekoppelt. Der Mischer 127 erzeugt aus dem empfangenen Antennensignal RX und dem Oszillatorsignal OSZ das Basisbandsignal IF und stellt es an dem Basisbandanschluss 303 zur weiteren Verarbeitung zur Verfügung.
Wenn nun aus systemtechnischen Gründen die Antennenkonfiguration variiert werden soll oder unterschiedliche Anwendungen unterschiedliche Systemarchitekturen (und damit auch eine unterschiedliche Antennen- und Mischerkonfiguration) erfordern, so ist es wünschenswert, dass für diese unterschiedliche Mischerkonfigurationen keine unterschiedlichen Hardwarelösungen notwendig sind, sondern dieselbe Mischerhardware für unterschiedliche Anwendungen konfigurierbar ist. Die 8A und 8B zeigen eine Mischeranordnung, die durch ein Steuersignal Spa zwischen einem reinen Empfangsbetrieb und einem kombinierten Sende-/Empfangsbetrieb umschaltbar ist. Die 8A zeigt dabei die Einstellungen und den Signalfluss für den kombinierten Sende-/Empfangsbetrieb und die 8B für den reinen Empfangsbetrieb.
Die in den 8A und 8B dargestellte konfigurierbare Mischeranordnung 300 umfasst neben dem Richtkoppler 128 und dem Mischer 127 einen Abschlusswiderstand R und einen schaltbaren Verstärker 310. Analog zu den Mischeranordnungen aus den 7A und 7B umfassen die Mischeranordnungen 300 aus den 8A und 8B einen HF-Anschluss 301, einen Oszillatoranschluss 302 und einen Basisbandanschluss 303. Der HF-Anschluss 301 ist einerseits mit der Antenne und andererseits mit dem vierten Anschluss des Richtkopplers 128 verbunden. Der Oszillatoranschluss 302 ist mit dem Eingang des Verstärkers 310 und mit dem ersten Eingang des Mischers 127 verbunden, sodass das dem Oszillatoranschluss 302 zugeführte Oszillatorsignal OSZ sowohl zum Mischer 127 als auch zum Verstärker 310 gelangt. Der Basisbandanschluss 303 ist wie in den bereits beschriebenen Fällen mit dem Mischerausgang verbunden.
Der Ausgang des Verstärkers 310 ist mit dem ersten Anschluss des Richtkopplers 128 verbunden. Bei dem in der 8A dargestellten Fall ist der Verstärker durch ein Steuersignal Spa aktiviert (Spa=on). Das Steuersignal Spa kann zwei Logikpegel annehmen (on, off), die den Verstärker entweder aktivieren oder deaktivieren. Bei aktiviertem Verstärker 310 wird das verstärkte Oszillatorsignal ähnlich dem in der 7B dargestellten Fall an den vierten Anschluss des Richtkopplers 128 weitergeleitet und als Sendesignal TX über die Antenne abgestrahlt. Ein Teil der Leistung des verstärkten Oszillatorsignals wird über den zweiten Anschluss des Richtkopplers 128 an den Abschlusswiderstand R geleitet. Dieser muss derart dimensioniert sein, dass keine Signalleistung reflektiert wird.
Das Empfangssignal RX gelangt von der Antenne über den Richtkoppler 128 (wie von den Pfeilen angezeigt) zu dem zweiten Eingang des Mischers 127, wo es mit Hilfe des Oszillatorsignals OSZ in das Basisband gemischt wird. Ein Teil der Signalleistung des Empfangssignals RX wird durch den Richtkoppler 128 an den Ausgang des Verstärkers geleitet. Das Signal RX muss daher am Verstärkerausgang durch eine geeignete Impedanz terminiert sein, um unerwünschte Reflexionen zu vermeiden.
Die 8B zeigt den Fall, dass die Mischeranordnung 300 als reiner Empfangsmischer arbeitet. Dabei ist der Verstärker 310 durch einen entsprechenden Pegel (Spa=off) des Steuersignals Spa deaktiviert und es kann kein Sendesignal zur Antenne gelangen. Das Empfangssignal RX wird analog zu dem in 8A gezeigten Fall verarbeitet.
Die in den 8A und 8B dargestellte Mischeranordnung erlaubt also eine Umschaltung von einem kombinierten Sende-/Empfangsbetrieb in einen reinen Empfangsbetrieb durch das Steuersignal Spa. Es kann folglich die gleiche Hardwarekomponente in unterschiedlichen Systemkonfigurationen eingesetzt werden. Dies kann beispielsweise bei Mehrfachmischerchips eingesetzt werden, die in unterschiedlichen Konfigurationen ausgeliefert werden sollen.
Das in den 9A bis 9C dargestellte Ausführungsbeispiel erlaubt keine wiederholbare Konfiguration der Mischeranordnung 300, sondern nur eine einmalige Konfiguration durch das Durchschmelzen von Laser-Fuses 350 bis 355 oder das Aufbringen einer optionalen, abschließenden Metallisierung, durch welche die letzten fehlenden Verbindungen hergestellt werden. Unter eine Laser-Fuse wird im Allgemeinen ein bestimmter Abschnitt einer Metallisierung (z. B. ein Teil einer Streifenleitung) verstanden, bei dem mit Hilfe eines Lasers die Metallisierung lokal entfernt werden kann. Die zeigt die Grundkonfiguration, aus der durch Aufschmelzen von Laser-Fuses 350 bis 355, entweder die Anordnung aus 9B oder die Anordnung aus 9C hergestellt werden kann. Die Anordnung aus 9B ist identisch mit der Anordnung aus 7A, die Anordnung aus 9C entspricht der Anordnung aus der 7B.
Um von der Grundkonfiguration zu einem reinen Empfangsmischer zu gelangen, wie dies in 7A bzw. 9B dargestellt ist, müssen die Fuses 350, 352, 353 und 355 aufgeschmolzen werden. Um von der Grundkonfiguration zu einem kombinierten Sende-/Empfangsmischer zu gelangen, wie dies in 7B bzw. 9C dargestellt ist, müssen die Fuses 351 und 354 aufgeschmolzen werden.
Anstelle von Laser-Fuses 350 bis 355 können auch Leiterbahnunterbrechungen vorgesehen sein. An jenen Stellen, an denen im zuvor beschriebenen Fall die Fuses nicht aufgeschmolzen werden, werden in diesem Fall die fehlenden Brücken durch das Aufbringen einer Metallisierung hergestellt.
Die 10 zeigt ein Ausführungsbeispiel für den durch das Steuersignal Spa aktivierbaren bzw. deaktivierbaren Verstärker. Das Oszillatorsignal OSZ und das verstärkte Oszillatorsignal, das Sendesignal TX sind dabei differentielle, d. h. erdfreie Signale. Das Oszillatorsignal OSZ wird wie von dem Pfeil angedeutet an den beiden Anschlüssen eingespeist. Bei der ersten Verstärkerstufe 311 handelt es sich um einen Emitterfolger, dessen Ausgangssignal durch den Differenzverstärker 313 nochmals verstärkt wird. Der Stromspiegel 314 arbeitet als Stromquelle für den Differenzverstärker 313. Durch das Abschalten der Stromquelle kann der Verstärker deaktiviert werden. Zu diesem Zweck kann beispielsweise ein Schalter 315 vorgesehen sein, der den Strom im Referenzzweig des Stromspiegels 314 abschaltet. Das Ausgangssignal TX steht an den Ausgangsklemmen wieder als symmetrisches, d. h. erdfreies Signal zur Verfügung.
Die 11 zeigt ein Beispiel eines HF-Frontends 120, das als mögliche Alternative oder Ergänzung zu den in den 3 bis 5 gezeigten HF-Frontends 120 verstanden werden kann. Die in der 4 und 5 gezeigten Sende-/Empfangsschaltungen 123a und 123b (Transceiver-Schaltungen) können durch die Sende-/Empfangsschaltungen 123c der in 11 gezeigten Sende/Empfangseinheit 120 ersetzt werden, da diese im Wesentlichen die selbe Funktion erfüllen.
Das HF-Frontend 120 aus 11 kann einen HF-Oszillator (z. B. einen spannungsgesteuerten Lokaloszillator) umfassen, der nach Maßgabe des analogen Referenzsignals REF' ein Oszillatorsignal OSZ bereitstellt. Das Oszillatorsignal OSZ ist der Verteilereinheit 122 zugeführt, welche die Signalleistung je nach Betriebsmodus auf die daran angeschlossenen Sende-/Empfangsschaltungen verteilt. Im vorliegenden Beispiel ist der Übersicht halber lediglich die Sende-/Empfangsschaltung 123c dargestellt. Prinzipiell können auch zwei oder mehrere Einheiten an die Verteilereinheit 122 angeschlossen werden (siehe auch 3 bis 5).
Die Sende/Empfangsschaltung 123c umfasst ein optionales Filter 125, an dessen Ausgang zwei oder mehrere der oben beschriebenen und in den 8A und 8B dargestellten Mischeranordnungen 300 angeschlossen sind. Anstelle des Filters 125 ist auch eine weitere Verteilereinheit (HF-Splitter) oder eine einfache Parallelschaltung der Mischeranordnungen 300 möglich. Die Mischeranordnung ist des Weiteren mit einer oder mehreren Antennen (130) verbunden und stellt die ins Basisband gemischten Empfangssignal IF0, IF1 zur weiteren Verarbeitung zur Verfügung.
Der wesentliche Unterschied zu der in den 4 und 5 dargestellten Beispielen besteht darin, dass die Verstärkung des HF-Sendesignales nicht „zentral” vor der Verteilung auf die einzelnen Antennenzweige stattfindet (wie beispielsweise in der Sende-/Empfangsschaltung 123b in 4), sondern „dezentral” in jeder einzelnen Mischeranordnung 300, nach der Verteilung des uriverstärkten HF-Sendesignales. Dies bringt neben einer nicht unbeachtlichen Verbesserung des Wirkungsgrades der Gesamten Sende-/Empfangseinheit 120 auch eine wesentliche Flexibilisierung des Radarsystems mit sich. Dadurch, dass lediglich unverstärkte HF-Signale auf die einzelnen Zweige aufgeteilt, und die Verstärkung in jedem Zweig so nah wie möglich an der Antenne stattfindet, werden die Verluste in den Splittern, Mischern, Kopplern, etc. wesentlich verringert. Dadurch, dass die Mischeranordnungen (300) durch ein Steuersignal Spa (das zB aus dem Steuersignal CT3 abgeleitet wird) konfigurierbar ist, ergibt sich eine enorme Flexibilisierung und Skalierbarkeit des Gesamtsystems.
Bei den meisten der bisher gezeigten Mischeranordnungen mit Mischer und Richtkoppler in den 4, 5, 8 und 11 ist ein Ausgang des Richtkopplers mit einem Abschlusswiderstand so abgeschlossen, dass keine Reflexionen am Abschlusswiderstand auftritt. Im Folgenden wird erläutert, wie mit Hilfe einer gezielten Fehlanpassung eines Ports des Richtkopplers ein unerwünschter Gleichsignal-Offset am Mischerausgang verhindert werden kann.
12 zeigt eine Mischeranordnung mit einem Richtkoppler 10 und einem Mischer 11 (vgl. z. B. Mischeranordnung 300 in 7b oder Mischeranordnung 127, 128 in den 3, 4, oder 11). Der Richtkoppler 10 ist beispielsweise ein ”ratrace coupler” mit vier Ein-/Ausgängen bzw. Ports A, B, C und D. Ein erster Port des Richtkopplers 10 wird nachfolgend als ”erster Oszillator-Port” A bezeichnet. Diesem ist ein Oszillatorsignal OSZ zugeführt, das beispielsweise von einem lokalen HF-Oszillator stammt und durch einen HF-Verstärker 2 verstärkt ist. Der zweite Port des Richtkopplers 10 wird nachfolgend als ”zweiter Oszillator-Port” B bezeichnet. Dieser ist mit einem Oszillatoreingang des Mischers 11 verbunden. Der dritte Port des Richtkopplers 10 wird nachfolgend als ”zweiter HF-Port” C bezeichnet, der mit einem Signaleingang des Mischers 11 verbunden ist. Der vierte Port, des Richtkopplers wird als ”erster HF-Port” D bezeichnet und dient zum Anschluss einer Antenne 3.
Das dem ersten Oszillator-Port A des Richtkopplers 10 zugeführte Oszillatorsignal OSZ soll einerseits von der Antenne 3 als Sendesignal TX abgestrahlt werden und gleichzeitig als Mischersignal OSZ_MIX zum Mischen der von der Antenne 3 empfangenen Signale in das Zwischenfrequenzband dienen. Hierzu ist der Richtkoppler so gestaltet, dass ein am ersten Oszillator-Port A einfallendes Signal sowohl an den zweiten Oszillator-Port B als auch an den ersten HF-Port D gekoppelt wird. Der zweite HF-Port C soll gegenüber einem am ersten Oszillator-Port A einkommenden Signal OSZ möglichst gut isoliert sein. Die miteinander gekoppelten Ports sind in der Figur entsprechend den Signalflussrichtungen durch die Pfeile mit durchgezogener Linie gekennzeichnet. Wird das Mischersignal OSZ_MIX nicht dem Richtkoppler 10 entnommen sondern extern zugeführt, ist der zweite Oszillator-Port entsprechend mit einer Abschlussimpedanz zu terminieren (vgl. 3, 4, 11).
Während des Betriebs der Anordnung gelangt ein von der Antenne empfangenes Antennensignal RX zum ersten HF-Port D des Richtkopplersund wird von dort als Empfangssignal RF an den zweiten HF-Port C und an den ersten Oszillator-Port A gekoppelt. Das Empfangssignal RF wird so dem Signaleingang des Mischers 11 zugeführt, in dem es mit Hilfe des Mischersignals OSZ_MIX in das Zwischenfrequenzband (oder Basisband) gemischt wird. Ein so erhaltenes Zwischenfrequenzsignal (bzw. Basisbandsignal) IF steht an einem Ausgang des Mischers 11 zur weiteren Verarbeitung zur Verfügung. Ein Teil des Antennensignals RX wird typischerweise zurück an den ersten Oszillator-Port A gekoppelt. Dieser Teil des Antennensignals RX sollte, beispielsweise am Ausgang des HF-Leistungsverstärkers 2, durch einen geeigneten Abschlusswiderstand terminiert werden, um unerwünschte Reflexionen zu vermeiden.
Ein realer Richtkoppler besitzt keine idealen Eigenschaften in Bezug auf die Durchgangsdämpfung und die Isolation der Ports. So wird beispielsweise das am ersten Oszillator-Port A einkommende Oszillatorsignal OSZ nicht nur – wie gewünscht – an den zweiten Oszillator-Port B und den ersten HF-Port D weitergeleitet, sondern – als parasitärer Effekt – ein kleinerer Signalteil auch an den zweiten HF-Port C. Dieser kleinere Signalteil des Oszillatorsignals OSZ, der unerwünschterweise an den zweiten HF-Port C gekoppelt ist, ist in 12 durch das Bezugszeichen OSZ_THRU und den Pfeil mit der strichpunktierten Linie gekennzeichnet. Dieser Signalteil OSZ_THRU überlagert sich am Signaleingang des Mischers 11 mit dem von der Antenne 3 stammenden Empfangssignal RF. Beim Mischen mit dem Mischersignal OSZ_MIX verursacht der unerwünschte Signalteil OSZ_THRU des Oszillatorsignals ein Gleichsignal (”DC-Signal”) am Mischerausgang, das dem eigentlichen Zwischenfrequenzsignal IF überlagert ist. Dieser Gleichsignal-Offset (”DC-Offset”) ist umso größer, je höher die abzustrahlende Leistung des Oszillatorsignal OSZ ist.
Speziell bei aktiven Mischern ist dieser Gleichsignal-Offset ein Problem, da dadurch die abstrahlbare Leistung beschränkt wird. Bei Radaranwendungen wird durch diese Beschränkung der abstrahlbaren Leistung auch das Sichtfeld (”field of view”) des Radarsensors eingeschränkt. 13 zeigt eine Mischeranordnung 1 mit einem Mischer 11, einem Richtkoppler 10 und einer Reflexionsanordnung 12, die mit dem Richtkoppler 10 verbunden ist. Dem ersten Oszillator-Port A des Richtkopplers 10 ist ein (abzustrahlendes) Oszillatorsignal OSZ zugeführt. Der Richtkoppler 10 koppelt dieses Signal einerseits als Sendersignal TX an den ersten HF-Port D, von dem aus es an die Antenne 3 weitergeleitet wird, und andererseits an den zweiten Oszillator-Port B, der in diesem Ausführungsbeispiel mit dem Eingang einer Reflexionsanordnung 12 verbunden ist. Der durch den Richtkoppler 10 an den zweiten Oszillator-Port B gekoppelte Signalanteil des Oszillatorsignals OSZ ist also dem Eingang der Reflexionsanordnung 12 zugeführt.
Der zweite HF-Port C ist, wie in 12, mit dem Signaleingang des Mischers 11 verbunden. Ein Antennensignal RX wird von dem Richtkoppler 10 von dem ersten HF-Port D an den zweiten HF-Port C gekoppelt und gelangt von dort aus als Empfangssignal RF an den Signaleingang des Mischers 11. Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel ist das dem Oszillatoreingang des Mischers zugeführte Mischersignal OSZ_MIX als externes Signal der HF-Sende/Empfangsschaltung zugeführt und beispielsweise durch einen (nicht gezeigten) externen Leistungsteiler aus dem Oszillatorsignal OSZ abgeleitet.
Der Eingang der Reflexionsanordnung weist eine komplexe Eingangsimpedanz auf, deren Wert derart eingestellt ist, dass am Eingang ein Teil OSZ_REF des Oszillatorsignals reflektiert wird. Die Phase und der Betrag des reflektierten Teils OSZ_REF des Oszillatorsignals sind dabei durch die Eingangsimpedanz bestimmt. Dieser reflektierte Teil OSZ_REF des Oszillatorsignals wird vom Richterkoppler 10 von dessen zweiten Oszillator-Port B an den zweiten HF-Port C gekoppelt (dargestellt durch den Pfeil mit der gestrichelten Linie), sodass er das parasitäre, direkt vom Oszillator-Port A an den zweiten HF-Port C gekoppeltes Oszillatorsignal OSZ_THRU (dargestellt durch den Pfeil mit der strichpunktierten Linie) destruktiv überlagert. Bei einer optimalen Einstellung der komplexen Eingangsimpedanz lässt sich eine vollkommene Auslöschung des parasitären Oszillatorsignals OSZ_THRU an dem mit dem zweiten HF-Port C verbundenen Signaleingang des Mischers 11 erreichen, wodurchder unerwünschte Gleichsignal-Offset am Mischerausgang eliminiert wird.
Ein Realisierungsbeispiel der Reflexionsanordnung 12 ist in 14 dargestellt. In diesem Beispiel umfasst die Reflexionsanordnung 12 eine Verzögerungsleitung TL und einen damit verbundenen ohmschen Widerstand R_T. Die Verzögerungsleitung TL und der ohmsche Widerstand R_T sind beispielsweise in Serie zwischen den zweiten Oszillator-Port B des Richtkopplers 10 und einem Referenzpotenzialanschluss (z. B. Masse) geschaltet. Die Eingangsimpedanz der dargestellten Reflexionsanordnung 12 wird durch die Verzögerungsleitung TL und durch den ohmschen Widerstand R_T bestimmt, wobei der ohmsche Widerstand R_T maßgeblich den Realteil der Eingangsimpedanz und damit den Betrag des reflektierten Signalsanteils OSZ_REF und die Verzögerungsleitung TL dessen Phase bestimmt.
15 zeigt ein gegenüber dem HF-Frontend in 14 abgewandeltes Frontend, bei dem der ohmsche Widerstand R_T der Reflexionsanordnung 12 durch den Eingangswiderstand eines Leistungsteilers P gebildet. Wie bei dem Beispiel gemäß 14 wird ein Teil des am Eingang der Reflexionsanordnung einfallenden Signals derart reflektiert und an den zweiten HF-Port C gekoppelt, dass sich am Signaleingang des Mischers 11 der reflektierte Teil OSZ_REF dem parasitären, vom ersten Oszillator-Port A an den zweiten HF-Port C gekoppelten Oszillatorsignal OSZ_THRU destruktiv überlagert. Im Vergleich zu dem in 14 dargestellten Ausführungsbeispiel bietet die Verwendung des Leistungsteilers D die Möglichkeit, das an den zweiten Oszillator-Port B des Richtkopplers 10 gekoppelte Oszillatorsignal OSZ_MIX weiter zu verwenden und beispielsweise ein Ausgangssignal OSZ_MIX1 des Leistungsteilers P dem Oszillatoreingang des Mischers 11 zuzuführen. Dies bietet den Vorteil, dass – anders als bei dem Beispiel aus 14 – das Mischersignal OSZ_MIX nicht extern der Mischeranordnung 1 zugeführt werden muss.
Ein Realisierungsbeispiel für die Streifenleitung TL und der Leistungsteiler P der Reflexionsanordnung 12 ist in 16 im Detail dargestellt. Das an dem ersten Oszillator-Port A des Richtkopplers 10 einfallende Oszillatorsignal OSZ wird durch den Richtkoppler 10 an den zweiten Oszillator-Port B und dadurch an den Eingang der Reflexionsanordnung 12 gekoppelt. Dieses Eingangssignal der Reflexionsanordnung 12 ist in diesem Beispiel mit OSZ_MIX bezeichnet. Am Ausgang des Leistungsteilers P wird ein von dem Eingangssignal OSZ_MIX der Reflexionsanordnung 12 abhängiges Oszillatorsignal OSZ_MIX1 zur Verfügung gestellt, das beispielsweise dem Oszillatoreingang des Mischers 11 zugeführt werden kann, wie dies bei dem in der 15 gezeigten Beispiel der Fall ist.
Die Verzögerungsleitung 2 gemäß 16 umfasst im Wesentlichen parallel verlaufende Streifenleitungen, die an mehreren Stellen durch Kurzschlussleitungen verbunden sind, sodass eine ”leiterförmige” Struktur entsteht wobei die Kurzschlussleitungen die ”Sprossen” der Leiterstruktur darstellen. Die beiden parallelen Streifenleitungen sind an den Stellen zwischen den Kurzschlussleitungen durchtrennbar. Das gleiche gilt für die Kurzschlussleitungen selbst. Das Durchtrennen der Streifenleitungen kann beispielsweise durch Aufschmelzen mit einem Laser realisiert werden. Die durchschmelzbaren Stellen der Streifenleitungen werden dann als ”Laser-Fuses” bezeichnet.
Aus der Darstellung in der 16 wird deutlich, dass sich abhängig davon, welche der Laser-Fuses durchgetrennt werden, unterschiedliche Längen für die Verzögerungsleitung TL ergeben. Je nach Länge der Streifenleitungen und je nach Anzahl der Kurzschlussleitungen ergibt sich eine Vielzahl möglicher Längen für die Verzögerungsleitung TL. Die notwendige Phase für das reflektierte Signal OSZ_REF, und damit die notwenige Länge der Verzögerungsleitung TL, kann empirisch bestimmt und die Länge der Verzögerungsleitung TL kann durch Aufschmelzen bestimmter Laser-Fuses entsprechend eingestellt werden.
Der mit der Verzögerungsleitung TL verbundene Leistungsteiler P ist in dem Beispiel als passives Bauelement mit einem ersten Widerstand R_T und mit einem oder mehreren weiteren Widerständen R1, R2 realistisch. Ein erster Anschluss des ersten Widerstandes R_T ist mit der Verzögerungsleitung TL verbunden. Dieser erster Widerstand R_T bestimmt im Wesentlichen den Realteil des Eingangswiderstandes der Reflexionsanordnung 12 und damit den Betrag des reflektierten Signals OSZ_REF. Zur genauen Abstimmung des Wertes des ersten Widerstandes R_T kann dieser Widerstand mit Hilfe eines Lasers während des Produktionsprozesses einstellbar sein. Ein zweiter Anschluss des ersten Widerstandes R_T ist mit den weiteren Widerständen R₁, R₂ verbunden, die jeweils zwischen dem ersten Widerstand R_T und je einem Ausgang des Leistungsteilers geschaltet sind. Die Widerstandsverhältnisse der weiteren Widerstände R1, R2 bestimmen im Wesentlichen das Teilungsverhältnis des Leistungsteilers.
Entsprechend der Verzögerungsleitung TL kann auch der Richtkoppler 10 mit Hilfe von Streifenleitungen (”microstriplines”) aufgebaut sein. In diesem Fall kann die gesamte Mischeranordnung 1 – gegebenenfalls zusammen mit weiteren HF-Komponenten wie z. B. der Antenne – in einem einzigen Chip integriert sein. Dies erlaubt die Produktion von kompakten und damit kostengünstigen Radarsystemen, insbesondere für den Einsatz im Automobilbereich.
Bei der anhand von 16 erläuterten Anordnung werden mit Hilfe der Verzögerungsleitung TL und des ohmschen Widerstandes R_T Betrag und Phase der Eingangsimpedanz der Reflexionsanordnung eingestellt. Durch separates Abstimmen der von Verzögerungsleitung TL und des Widerstandes R_T können Betrag und Phase getrennt voneinander eingestellt werden, wodurch der Betrag und die Phase der an der Reflexionsanordnung 12 reflektierten Welle eingestellt werden können. Diese Realisierungsmöglichkeit ist selbstverständlich lediglich als Beispiel zu verstehen. Es bestehen auch andere Realisierungsmöglichkeiten, bei denen Real- und Imaginärteil der Eingangsimpedanz der Reflexionsanordnung 12 separat angepasst werden können. Dies ist z. B. bei einer Parallelschaltung aus einer Kapazität (z. B. einem Varaktor) und einem (ebenfalls elektronisch abstimmbaren) Widerstand der Fall. Im Allgemeinen wird die Eingangsimpedanz jedoch durch ein komplexeres Netzwerk aus ohmschen und kapazitiven Bauelementen (zumindest teilweise elektronisch variierbar) bestimmt.
Ein abstimmbarer ohmscher Widerstand könnte beispielsweise mit Hilfe einer PIN-Diode (P-Intrinsic-N Diode) oder auch durch die Kollektor-Emitter-Strecke eines Bipolartransistors bzw. die Drain-Source-Strecke eines Feldeffekttransistors realisiert werden. Die tatsächlich verfügbaren Möglichkeiten können allerdings durch den verwendeten Herstellungsprozess beschränkt sein.
Alternativ zu durch Laser abstimmbaren Bauelementen können alternativ auch elektronisch variierbare Bauelemente zum elektronischen Abstimmen des Leitungsabschlusses am zweiten Oszillatorport B verwendet werden. Das Einstellen der Phase, das bei der in 16 dargestellten Anordnung durch Anpassung der Länge der Verzögerungsleitung geschieht, kann mit Hilfe eines Varaktors oder mit einer elektronisch variierbaren Verzögerungsleitung erreicht werden. Dies hat den Vorteil, dass die Eingangsimpedanz der Reflexionsanordnung 12 nicht einmalig bei der Herstellung, sondern auch während des Betriebs der HF-Sende/Empfangs-Schaltung angepasst werden kann, beispielsweise um eine Drift von Bauteileigenschaften des Richtkopplers oder der Reflexionsanordnung auszugleichen.
In 17 ist als Blockschaltbild ein weiteres Ausführungsbeispiel der HF-Sende/Empfangs-Schaltung dargestellt. Die Mischeranordnung 1 gemäß 17 unterscheidet sich von dem in 14 dargestellten Ausführungsbeispiel dadurch, dass an den zweiten Oszillator-Port B statt der Reflexionsanordnung 12 ein Verstärker 121 und ein Phasenschiebenetzwerk 122 gekoppelt sind. Bei diesem Ausführungsbeispiel wird nicht der von dem ersten Oszillatorport A an den zweiten Oszillatorport B gekoppelte Teil des Oszillatorsignals OSZ reflektiert, sondern es wird ein gegenüber dem Oszillatorsignal OSZ derart verstärktes und phasenverschobenes Kompensationssignal OSZ₂ am zweiten Oszillatorport B eingespeist, dass dieses Kompensationssignal OSZ₂ zu einem Teil durch den Richtkoppler 10 an den zweiten HF-Port C gekoppelt wird und dort ein parasitäres, direkt von dem ersten Oszillatorport A an den zweiten HF-Port C gekoppeltes Signal OSZ_THRU destruktiv überlagert. Damit wird die gleiche Wirkung, nämlich die (zumindest teilweise) Auslöschung des parasitären, direkt von dem ersten Oszillatorport A an den zweiten HF-Port C gekoppelten Signals, erreicht wie in den zuvor beschriebenen Ausführungsbeispielen mit der Reflexionsanordnung 12.
Dazu wird von dem Oszillatorsignal OSZ ein Teil OSZ₁, der beispielsweise über einen zweiten Teiler 4 von dem Oszillatorsignal OSZ abgezweigt wird, dem Verstärker 121 zugeführt. Der Verstärkerausgang ist über ein Phasenschiebernetzwerk 122 mit dem zweiten Oszillatorport B verbunden. Die Verstärkung des Verstärkers 121 und die Phasenverschiebung des Phasenschiebernetzwerks 122 sind jeweils so gewählt, dass der von dem zweiten Oszillatorport B an den zweiten HF-Port C gekoppelte Teil des Ausgangssignals OSZ₂ des Phasenschiebernetzwerks 122 jenen parasitären Signalanteil OSZ_THRU des Oszillatorsignals kompensiert, d. h. durch destruktive Überlagerung zumindest teilweise auslöscht. Der von dem zweiten Oszillatorport B an den ersten Oszillatorport A zurückgekoppelte Anteil des Ausgangssignal des Phasenschiebers 122 muss selbstverständlich an geeigneter Stelle terminiert werden um unerwünschte Reflexionen zu vermeiden.
Der Verstärker 121 kann ein Verstärker mit variabler Verstärkung (”variable gain amplifier”) sein. Die Phasenverschiebung des Phasenschiebernetzwerks 122 kann ebenfalls einstellbar sein. Dazu können in dem Phasenschiebernetzwerk beispielsweise Varaktoren verwendet werden. Sind die Verstärkung des Verstärkers 121 und die Phasenverschiebung des Phasenschiebernetzwerks 122 elektronisch einstellbar so besteht, wie auch bei der oben beschriebenen Reflexionsanordnung 12, die Möglichkeit, die Mischeranordnung 1 während des Betriebs so abzustimmen, dass am Ausgang des Mischers 11 kein Gleichsignal-Offset entsteht bzw. dieser Offset möglichst klein gehalten wird.
Alternativ können Betrag und Phase des in den zweiten Oszillatorport B eingespeisten Signals OSZ₂ auch mit Hilfe eines Quadraturmischers erfolgen. In diesem Fall erfüllt der Quadraturmischer die Funktion der Serienschaltung aus Verstärker 121 und Phasenschiebernetzwerk 122 gemäß 17.
In der 18 ist eine weitere Mischeranordnung 1' dargestellt. Diese Mischeranordnung umfasst im Vergleich zur Mischeranordnung aus 13 die Merkmale der Mischeranordnung aus 8 (dezentraler, schaltbarer Verstärker) und darüber hinaus einen ersten und einen zweiten elektronischen Phasenschieber 7, 8.
Ein Oszillatorsignal OSZ eines HF-Lokaloszillators (vgl. z. B. 11) ist einerseits über den ersten Phasenschieber 7 und den dezentralen Sendeverstärker 2 dem ersten HF-Port des Richtkopplers 10 zugeführt und wird von diesem an die Antenne gekoppelt und andererseits über den zweiten Phasenschieber 8 dem Mischer 11 zugeführt. Das Mischersignal OSZ_MIX kann also eine phasenverschobene Version des Oszillatorsignals OSZ sein, das Sendesignal TX eine verstärkte und phasenverschobene Version des Oszillatorsignals OSZ. Die Phasenverschiebung der Phasenschieber 7 und 8 können elektronisch z. B. mit Hilfe eines Mikrocontrollers einstellbar sein. Es sind unterschiedliche Implementierungsmöglichkeiten für derartige elektronische Phasenschieber denkbar, z. B. mit Hilfe von MEMS (micro electromechanical systems) oder mit Hilfe von RC-Verzögerungsgliedern, bei denen die Phasenverschiebung durch eine Variation einer Kapazität einstellbar ist. Elektronisch variable Kapazitäten können wiederum durch Varaktoren gebildet sein. Eine weitere Möglichkeit zur Realisierung eines Phasenschiebers wäre die Verwendung eines IQ-Modulators.
Sollen mit Hilfe mehrerer Mischeranordnungen 1' mehrere ein Array bildende Antennen jeweils phasenversetzt angesteuert werden um eine bestimmte Abstrahlcharacteristik zu erreichen erlaubt es der erste Phasenschieber 7, Fertigungstoleranzen bei der Positionierung der Antennen auszugleichen.
Beim Empfang reflektierter Radarsignale RX zeigt sich das Problem, dass das ins Basisband gemischte Empfangssignal IF nicht nur dann eine geringe Amplitude bzw. eine geringe Leistung aufweist, wenn das empfangene Signal schwach ist, sondern auch wenn das empfangene Signal und das Mischersignal OSZ_MIX (zumindest annähernd) orthogonal sind. Es kann also nicht immer unterschieden werden, ob das Empfangssignal RX tatsächlich eine geringe Amplitude aufweist oder lediglich orthogonal zum Mischersignal OSZ_MIX ist. Um dieses Problem zu vermeiden kann mit Hilfe des zweiten Phasenschiebers 8 das Mischersignal OSZ_MIX abwechselnd um 0° und um 90° phasenverschoben werden, wodurch man am Mischerausgang abwechselnd die In-Phase- und die Quadratur-Komponente des Empfangssignals im Basisband erhält. Mit Hilfe des zweiten Phasenschiebers 8 lässt sich folglich auf einfache Weise die komplexe Amplitude des Empfangssignal im Basisband bestimmen. Wird eine derartige Mischeranordnung z. B. in einem Radarsystem gemäß 3 eingesetzt können, die Sollwerte der Phasenverschiebungen von der Steuer- und Verarbeitungseinheit berechnet und vorgegeben (z. B. ein Mikrocontroller oder ein digitaler Signalprozessor) werden.
Alternativ könnte der zweite Phasenschieber 8 statt mit dem Oszillator-Eingang des Mischers 11 auch mit dem HF-Eingang des Mischers 11 verbunden werden. Der zweite Phasenschieber 8 ist dann in dem Zweig zwischen Richtkoppler 10 und den HF-Eingang des Mischers 11 angeordnet.
Die oben erläuterte Erzeugung von In-Phase- und die Quadratur-Komponente des Empfangssignals durch eine Abwechselnde Ansteuerung des Mischers mit um 90° phasenversetzten Oszillatorsignalen ist auch in einer reinen Empfangsschaltung anwendbar. In diesem Fall kann auf den Richtkoppler 10 verzichtet werden. Eine derartige Empfangsschaltung umfasst zumindest einen Eingang für ein Oszillatorsignal OSZ, eine Antenne 3 zum Empfangen eines Empfangssignals RX und einen Mischer 11 zum Mischen des Empfangssignals (RX) in ein Zwischenfrequenz- oder Basisband mit einem HF-Eingang, einem Oszillator-Eingang und einem Ausgang. Sie umfasst des Weiteren einen Phasenschieber 8 der zwischen den Eingang für das Oszillatorsignal OSZ und den Oszillator-Eingang des Mischers 11 geschaltet ist, wobei der Phasenschieber 8 dazu ausgebildet ist, abwechselnd eine Phasenverschiebung von 0° und 90° zu erzeugen, sodass am Ausgang des Mischers abwechselnd die In-Phasen- und Quadraturkomponente des ins Zwischenfrequenz- bzw. ins Basisband gemischten Empfangssignals RX bereitgestellt wird.
Werden mehrere Single-Chip Frontends in einem definierten Abstand auf einem Substrat (z. B. einem PCB-board) aufgebracht, lässt sich durch die flexible Ansteuermöglichkeit ein „Phased-Array” zur elektronischen Strahl-Steuerung (Digital Beam-Forming) einfach realisieren.
In einem Chip integrierte Antennenstrukturen können in einer Vielzahl von Anwendungen eingesetzt werden. Neben Radarsystemen sind auch Kommunikationseinrichtungen mit Antennen ausgestattet, um eine drahtlose Kommunikation zwischen Einrichtungen in vernetzten Systemen wie beispielsweise drahtlosen PAN-(personal area network), drahtlosen LAN-(local area network) und dergleichen zu ermöglichen.
Wie bereits erwähnt werden bei herkömmlichen Radar-, Funk- oder drahtlosen Kommunikationssystemen diskrete Komponenten individuell gekapselt oder individuell mit niedrigen Integrationsniveaus auf Leiterplatten, Bausteinen oder Substraten montiert. Dies führt üblicherweise zu signifikanten Verlusten bei jenen hohen Arbeitsfrequenzen. Gleichzeitig wird die Miniaturisierung der Systeme wichtiger, da in den jeweiligen Umgebungen Robustheit und Zuverlässigkeit gefordert sind. Dementsprechend besteht ein Bedarf, diese Elektronikbauelemente dichter zu packen. Dies wirft jedoch eine Reihe von Herausforderungen für die Designer auf, da Hochfrequenzgeräte in hermetisch verschlossene Bausteine integriert werden müssen, während gleichzeitig verschlechternde Effekte auf die Emissionscharakteristiken und die Effizienz der angewendeten Antennen auf ein Minimum reduziert werden.
Ein weiterer Aspekt der Erfindung besteht also in einer Technologie zum Integrieren von Antennenstrukturen in einen Baustein (d. h. in einem Chip-Package) und zum Verbessern des Emissionsverhaltens von Radarantennenstrukturen, die in dem Gehäuse bzw. Chip-Package gekapselt sind.
19 zeigt eine elektronische Vorrichtung 40, die einen Antennenchip 420 mit einem Substrat 425 und eine Antennenstruktur 430 aufweist. Der Antennenchip 420 ist in einem Baustein 440 (Chip-Package), der eine leitende Chipmontageoberfläche 450 zum Montieren des Antennenchips aufweist, und ein kapselndes Material 460 integriert oder darin gekapselt. Das kapselnde Material kann zum Beispiel eine bei dem industriellen Kapseln von integrierten Schaltungen verwendete typische Kunststofform sein, ist aber nicht darauf beschränkt. Zwischen der Antennenstruktur 430 und der Chipmontageoberfläche 450 ist ein erster Hohlraum 500 in dem Substrat 425 in der Nähe der Antennenstruktur 430 angeordnet. Die Substrathöhe kann an die individuelle Arbeitswellenlänge λ angepasst werden. Bevorzugt beträgt die Substrathöhe ein Viertel der Arbeitswellenlänge (λ/4), um eine Abstrahlung in der Richtung der Vorderseite des Antennenchips zu unterstützen. Eine derart realisierte Antennenanordnung kann beispielsweise als Antenne 130, 130a, 130b, etc. bei den Radarsystemen der 1 bis 5 und 11 eingesetzt werden.
Die Antennenstruktur 430 kann aus einem beliebigen geeigneten Material oder einer beliebigen geeigneten Kombination von Materialien ausgebildet sein, einschließlich beispielsweise dielektrischer oder isolierender Materialien wie etwa Quarzglas (SiO₂), Siliziumnitrid, Imide, PCB als tragendes und/oder einbettendes Material und leitender Materialien wie Aluminium, Kupfer, Gold, Titan, Tantal und anderer oder Legierungen aus jenen Leitern als aktive Antennenmaterialien. Das Antennensubstrat 425 kann aus Halbleitermaterialien wie etwa Silizium, GaAs, InP oder GaN ausgebildet sein, insbesondere wenn weitere Schaltungskomponenten in den Antennenchip 420 integriert werden sollen. Andere Arten von Substrat, wie etwa Glas, Polystyrol, Keramiken, teflonbasierte Materialien, FR4 oder ähnliche Materialien zählen ebenfalls dazu.
20 zeigt im Schnitt eine Draufsicht des oben beschriebenen Beispiels. Die Gestalt der Antennenstruktur 430 sollte als ein Beispiel und als nicht-einschränkend angesehen werden. Die Antennenstruktur 430 kann die Form einer Vielzahl von Antennentypen wie beispielsweise Patch-, gefalteter Dipol, Schmetterling, Leckwelle usw. annehmen.
Der Hohlraum 500 neben der Antennenstruktur verbessert signifikant die Emissions- und/oder Empfangscharakteristik der Antenne und gestattet somit das Reduzieren der angelegten Leistung, um eine bestimmte Strahlungsleistung oder im Fall des Empfangs ein verbessertes Signal-Rausch-Verhältnis zu erzielen. Gleichzeitig wird die Homogenität des Strahlungsfeldes entfernt von der Antenne (d. h. des Fernfelds) verbessert. Zudem gestattet die elektronische Vorrichtung 40 eine hohe Packungsdichte der Antennenstruktur, was zu weiterer Miniaturisierung der Gesamtsysteme führt, die die Antennenstruktur verwenden. Trotz des hohen Packungsdichte wird die Emissions- und/oder Empfangscharakteristik der Antenne verbessert und die mechanische Robustheit und Zuverlässigkeit der Antennenstruktur kann garantiert werden.
Bei einem Ausführungsbeispiel wird der erste Hohlraum 500 durch Ätzen des Substrats 425 unter der Antennenstruktur 430 produziert. Im Fall von Siliziumsubstraten wird der erste Hohlraum bevorzugt durch einen Volumenätzprozess aus einer unteren Oberfläche des Substrats gegenüber der Antennenstruktur ausgebildet. Der Silizium-Volumenätzprozess kann unter Verwendung eines TMAH- oder KOH-Nassätzprozesses oder ein Plasmaätzen zum Wegätzen des Volumensiliziums durchgeführt werden.
Der erste Hohlraum 500 weist in der Regel eine Größe auf, die ähnlich groß oder größer ist als die der Antennenstruktur 430. Wenn die Gestalt des ersten Hohlraums vertikal auf die Antennenstruktur projiziert wird, ist sie, beispielsweise, rund um 1/10 größer als die größte Abmessung der Antenne. Es können auch Hohlräume verwendet werden, die signifikant größer sind als die Antennenstruktur. Der Hohlraum kann auch segmentiert sein, um zum Beispiel die mechanische Stabilität der Baugruppe zu verbessern.
Bei dem in 23 gezeigten Beispiel umfasst die elektronische Vorrichtung weiterhin einen zwischen der Antennenstruktur 430 und dem kapselnden Material 460 angeordneten zweiten Hohlraum 510. Der zweite Hohlraum dient der Verbesserung der Emissionscharakteristik der Antenne, da ohne einen Hohlraum das kapselnde Material oder die Form in direktem Kontakt mit der Antennenstruktur stehen würde, was die Emissions-/Empfangscharakteristik verschlechtern könnte.
Es gibt eine Vielzahl an Optionen, um einen zweiten Hohlraum zu realisieren. Bei einem Ausführungsbeispiel wird eine zusätzliche Kappe 470 vor dem Kapseln der Vorrichtung auf der Antennenstruktur 430 angeordnet, d. h. vor dem Aufbringen des kapselnden Materials 460 oder der Formmasse. Eine geeignete Kappe zu diesem Zweck ist beispielsweise ein SU8-Rahmen. Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel wird der zweite Hohlraum unter Verwendung des Kapselungsmaterials in Form eines kapselnden Deckels 465 (siehe 25) realisiert, der mit dem Antennenchip 430 nicht in direktem Kontakt steht.
Bei dem in 21 gezeigten weiteren Ausführungsbeispiel umfasst die elektronische Vorrichtung weiterhin einen an der Chipmontageoberfläche 450 des Chip-Package 440 montierten Hochfrequenzschaltungschip 520. Die Schaltung stellt die Sendesignale für die Antennenstruktur 430 zur Verfügung und verarbeitet die von der Antennenstruktur 430 empfangenen Signale. Sie kann weitere elektronische Teile und Komponenten umfassen, die erforderlich sind, um ein Radarsystem (alternativ auch ein Funk- oder drahtloses Kommunikationssystem) in Kombination mit der Antennenstruktur zu realisieren, das heißt Oszillatoren, Mischstufen, Frequenzteiler usw.
Bei der in 21 gezeigten Ausführungsform sind der Hochfrequenzschaltungschip 520 und der Antennenchip 430 mit Drahtbond-Zwischenverbindungen 525 verbunden. Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel sind der Hochfrequenzschaltungschip 520 und der Antennenchip 430 in einer Flipchip-Konfiguration mit Höckern verbunden. Beispielsweise könnte der HF-Schaltungschip 520 umgekehrt auf dem Antennenchip 420 außerhalb des Bereichs der Antennenstruktur 430 platziert sein. Eine Kombination aus der Antennenstruktur mit aktiven Schaltungsblöcken auf einem gemeinsamen Chip kann ein weitere Ausführungsbeispiel darstellen.
22 zeigt ein Blockschaltbild eines beispielhaften Empfängerteils, der auf dem HF-Schaltungschip 520 integriert sein kann. Diese Schaltung sollte als ein nichteinschränkendes Beispiel angesehen werden. Es handelt sich um ein Beispiel zusätzlich zu denen in den 1 bis 18 gezeigten. Die Schaltung umfasst einen rauscharmen Empfänger (LNA – Low Noise Amplifier) 700, eine erste Mischstufe 710, einen Zwischenfrequenzverstärker 720, einen spannungsgesteuerten Oszillator 730, Verstärker 740, 750, 760, 770, 780, einen ersten Frequenzteiler 810, einen zweiten Frequenzteiler 820 und zwei zweite Mischstufen 830, 840. Die Schaltung ist mit einem externen Phasenregelkreis 850 verbunden.
Die HF-Schaltung 520 kann von einem zusätzlichen Resonatorchip 530 zum Filtern der empfangenen Signale begleitet werden, der beispielsweise ein BAW-Filter (bulk acoustic wave) oder ein DR-Filter usw. sein kann.
Um ein hohes Integrationsniveau der elektronischen Komponenten auf der HF-Schaltung 520 zu erzielen, wird es bevorzugt, aber nicht notwendigerweise, in SiGe-Technologie realisiert.
Bei Radarsystemen können aufgrund der in dem Zielarbeitsfrequenzbereich von etwa 76 bis 81 GHz auftretenden kleinen Wellenlängen sehr kleine Antennen verwendet werden. Bei Radaranwendungen ist eine typische Antennenfläche kleiner als 2 mm².
Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel werden die HF-Schaltung 520 und der Antennenchip 420 auf einem einzelnen Chip unter Verwendung eines einzelnen Substrats integriert, was zur weiteren Miniaturisierung der elektronischen Vorrichtung beitragen und Produktionskosten reduzieren kann. Je nach den technischen Anforderungen, den gewählten Arbeitsparametern und dergleichen jedoch kann es vorteilhaft sein, für die Antenne und die Schaltung getrennte Chips zu verwenden, wie oben beschrieben.
27 zeigt eine mit einer Antenne innerhalb eines gemeinsamen Si-Substrats integrierte Radarsende- und -empfangsschaltung. Die Höhe der Hohlräume und die Kappen (z. B. Kappe 470 in 23) über und/oder unter der Antenne können justiert werden, um bevorzugte Strahlung und/oder Empfang zu der oberen Oberfläche oder unteren Oberfläche der Struktur zu berücksichtigen (30, 31). Im Fall von Strahlung/Empfang zu der unteren Oberfläche können Öffnungen in dem Chipträger vorgesehen sein.
Die Antennenstruktur 430 kann so verwendet werden, dass sie als eine Radarantenne gemäß einer Vielzahl von Prinzipien arbeitet, nämlich Dauerstrich-, Dauerstrich-/Doppler-, FMCW-(Frequency Modulated Continuous Wave) und Impulsmodus. Von diesen sind der Dauerstrich- und der Dauerstrich-/Dopplermodus am häufigsten. Der FMCW-Modus eignet sich zum Detektieren des Abstands von einem Zielobjekt, wohingegen Impulsmodus bevorzugt werden kann, wenn Energieverbrauch des Sensors auf ein Minimum reduziert werden sollte.
24 zeigt eine elektronische Vorrichtung 40 mit einem Antennenchip 420 mit einem Substrat 425 und einer Antennenstruktur 430. Der Antennenchip 420 ist in ein Gehäuse (Chip-Package) 440, das eine Chipmontageoberfläche 450 zum Montieren des Antennenchips und ein kapselndes Material 460 aufweist. Das kapselnde Material kann eine typische Kunststofformmasse sein, die beim industriellen Kapseln integrierter Schaltungen verwendet wird, ist aber nicht darauf beschränkt.
Geeignete Formmassen sind beispielsweise CEL 9240 HF, EME G770I, EME G760D-F, KMC 2520L.
Wie aus 25 ersichtlich ist, kann das kapselnde Material als Alternative auch die Form eines Deckels 465, bevorzugt eines Metalldeckels, mit einer Öffnung 466 zum Abstrahlen der Signalleistung annehmen. Als weitere Alternative umfasst der Deckel 465 keine Öffnung 466, doch umfasst statt dessen die Chipmontageoberfläche 450 eine Öffnung neben dem Hohlraum 500 in dem Antennensubstrat 425 ähnlich der in 30 gezeigten Ausführungsform. Dadurch beträgt der Abstand zwischen der Antennenstruktur und dem Deckel bevorzugt ein Viertel der Arbeitswellenlänge, um Strahlung in der Richtung der Rückseite des Antennenchips zu unterstützen.
Falls das kapselnde Material eine Kunststofformmasse (24) ist, bedeckt eine Kappe 470 die Antennenstruktur 430. Ein zweiter Hohlraum ist zwischen der Antennenstruktur 430 und der Kappe 470 angeordnet. Der zweite Hohlraum dient der Verbesserung der Emissionscharakteristik der Antenne, da ohne Hohlraum das Formmaterial 460 mit der Antennenstruktur in direktem Kontakt stehen würde, was die Emissionscharakteristik verschlechtern könnte. Diese Ausführungsform kann mit anderen Merkmalen wie weiter oben bezüglich anderer Ausführungsformen beschrieben kombiniert werden.
Wegen der geringen Größe der Antennenstruktur 430 ist es möglich, die elektronische Vorrichtung mit einem sehr kleinen Volumen von nur einigen wenigen mm³ auszulegen. Ein bevorzugter Baustein für kleine elektronische Systeme ist der TSLP (Thin Small Leadless Package). Dementsprechend umfasst bei einer Ausführungsform die Vorrichtung einen TSLP-Baustein. Ein geeigneter TSLP-Baustein ist, beispielsweise, von der Firma Infineon Technologies, München, Deutschland, erhältlich. Die Höhe des Bausteins beträgt 0,4 mm, die Breite 1,5 mm und die Länge 2,3 mm.
Die oben beschriebene elektronische Vorrichtung kann auch in anderen als den für Radaranwendungen üblichen Frequenzbereichen verwendet werden und ist nicht auf dem Bereich von rund 76 bis 81 GHz beschränkt.
26 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel unter Verwendung eines TSLP (Thin Small Leadless Package). Um den Chip-Package 440 mit einer (nichtdargestellten) Leiterplatte zu verbinden, umfasst der Baustein 440 Kontaktstege 485. Der Antennenchip 420 ist unter Verwendung von Drahtbonds 525 direkt mit den Kontaktstegen 85 verbunden.
27 zeigt ein typisches vereinfachtes Blockdiagramm eines monostatischen FMCW-Radarsensors. Ein VCO 910, der über einen Vorteiler 920 und den Abstimmeingang 930 an einen externen PLL angeschlossen sein kann, erzeugt die Frequenzrampen (frequency sweep). Ein Pufferverstärker 940 verstärkt das VCO-Ausgangssignal und isoliert den VCO von dem Rest der Schaltung. Das verstärkte Signal wird einem Richtkoppler 950 zugeführt, der einen Teil des Signals in die Antenne 970 speist, wo sie abgestrahlt wird, und einen anderen Teil zu dem LO-Eingang der Mischstufe 960. Das ankommende Signal wird von der Antenne 970 in den Koppler 950 gespeist, wo ein Teil an den HF-Eingang der Mischstufe 960 weitergeleitet wird, wo er demoduliert wird. Bei einer einfacheren Implementierung kann der Sendeempfangsblock 980 auch eine Diode sein.
28 zeigt ein typisches vereinfachtes Blockdiagramm eines Datensenders. Ein VCO 1010, der über einen Voruntersetzer 1020 und den Abstimmeingang 1030 mit einem externen PLL verbunden sein kann, erzeugt das LO-Signal. Ein Pufferverstärker 1040 verstärkt das VCO-Ausgangssignal und isoliert den VCO von dem Rest der Schaltung. Über ein fakultatives Filter 1050 wird das LO-Signal dem LO-Eingang zu einer Aufwärtskonvertierungsmischstufe 1060 zugeführt, wo das LO-Signal mit einem Datensignal 1100 moduliert wird. Nach dem Filtern mit einem Filter 1070 und Verstärkung 1080 wird das HF-Signal der Antenne zugeführt, wo es abgestrahlt wird.
29 zeigt ein typisches vereinfachtes Blockdiagramm eines Datenempfängers. Ein VCO 1110, der über einen Vorteiler 1120 und den Abstimmeingang 1030 mit einem externen PLL verbunden sein kann, erzeugt das LO-Signal. Ein Pufferverstärker 1140 verstärkt das VCO-Ausgangssignal und isoliert den VCO von dem Rest der Schaltung. Über ein fakultatives Filter 1150 wird das LO-Signal dem LO-Eingang zu einer Abwärtskonvertierungsmischstufe 1160 zugeführt, wo das über Antenne 1190, Filter 1180, und LNA 1170 ankommende Signal demoduliert wird.
Eine Kombination aus 28 und 29 auf einem gemeinsamen Chip ist ebenfalls möglich. Dies kann mit zwei individuellen Antennen erfolgen, die auf gegenüberliegenden Seiten des Chips liegen, oder durch eine gemeinsame Antenne, die über einen Schalter oder ein Duplexfilter mit dem Sende- und Empfangsblock verbunden ist.
30 zeigt eine elektronische Vorrichtung 410 mit einem Antennenchip 420 mit einem Substrat 425 und eine Antennenstruktur 430 ähnlich der Vorrichtungen aus den 19 bis 21 und 23 bis 26. Der Antennenchip 420 ist in ein Chup-Package 440, der eine leitende Chipmontageoberfläche 450 zum Montieren des Antennenchips aufweist, und ein kapselndes Material 460 integriert oder darin gekapselt. Unter der Antennenstruktur 430 ist ein erster Hohlraum 500 im Substrat 425 angeordnet. Um der Antennenstruktur 430 zusätzliche mechanische Stabilität zu verleihen, wird die Antennenstruktur 430 von einer Membran 435 getragen, die die Antennenstruktur 430 von dem ersten Hohlraum 500 in dem Substrat 425 trennt. Bevorzugt ist die Membran aus nichtleitendem Material hergestellt, beispielsweise Siliziumoxid oder Siliziumnitrid. Die Membran 435 kann auch mehrere Schichten aus den gleichen oder unterschiedlichen Materialien umfassen.
Die in 30 gezeigte elektronische Vorrichtung umfasst weiterhin einen zwischen der Antennenstruktur 430 und dem kapselnden Material 460 angeordneten zweiten Hohlraum 510. Der zweite Hohlraum 510 ist mit einer zusätzlichen Kappe 470 versehen, die vor dem Kapseln der Vorrichtung auf der Antennenstruktur 430 platziert wird, das heißt vor dem Aufbringen der Formmasse 460. Eine geeignete Kappe für diesen Zweck ist beispielsweise ein SU8-Rahmen, der mit einer leitenden inneren Oberfläche 475 versehen worden ist, um die von der Antennenstruktur 430 emittierte Strahlung zu reflektieren. Die Höhe der Kappe 470 kann an die individuelle Arbeitswellenlänge angepasst werden. Bevorzugt beträgt die Höhe der Kappe 470 ein Viertel der Arbeitswellenlänge, um eine Strahlung in Richtung der Rückseite des Antennenchips zu unterstützen.
Damit die Strahlung in Richtung der Rückseite des Antennenchips emittiert werden kann, umfasst die Chipmontageoberfläche 450 Öffnungen 455 neben dem Hohlraum 500 in dem Antennensubstrat 425. 31 zeigt im Schnitt eine entsprechende Draufsicht auf die in 30 gezeigte Ausführungsform. Dadurch wird eine Antennenöffnung 455a im Systemträger zum Übertragen von Strahlung von der Antennenstruktur verwendet, wohingegen eine Antennenöffnung 455b in dem Systemträger zum Empfangen von Strahlung verwendet wird.
Bei der in 30 gezeigten Ausführungsform sind die Schaltung 520 und der Antennenchip 420 auf einem einzelnen Chip unter Verwendung eines einzelnen Substrats integriert, was dazu beitragen kann, die elektronische Vorrichtung weiter zu miniaturisieren und Produktionskosten zu reduzieren. Dabei ist die Schaltung 520 bevorzugt eine SiGe-Schaltung.
Der in 30 gezeigte Baustein ist ein TSLP (Thin Small Leadless Package). Um das Chip-Package 440 mit einer nicht gezeigten Leiterplatte zu verbinden, umfasst der Baustein 440 Stegzwischenverbindungen 485. Der Antennenchip 420 ist unter Verwendung von Drahtbonds 525 direkt mit den Kontaktstegen 485 verbunden.
Es versteht sich, dass die in den 19 bis 31 oben dargestellte beispielhafte elektronische Vorrichtung unter Verwendung verschiedener Arten von Chipherstellungs- und Kapselungstechnologien konstruiert werden kann und dass die Erfindung nicht auf irgendwelche hierin erörterten spezifischen Chipherstellungs- und Kapselungstechnologien beschränkt ist.

Claims

HF-Sende/Empfangs-Schaltung (1', 120) mit – einem Eingang für ein Oszillatorsignal (OSZ), – einer Antenne (3, 130) zum Senden eines Sendesignals (TX) und zum Empfangen eines Empfangssignals (RX), – einem Mischer (11, 127) mit einem HF-Eingang, einem Oszillator-Eingang und einem Ausgang zum Mischen des Empfangssignals (RX) in ein Zwischenfrequenz- oder Basisband, – einem Richtkoppler 10, 128), der mit der Antenne (3, 130), dem Eingang für das Oszillatorsignal (OSZ) und dem Mischer (11, 127) verbunden und dazu ausgebildet ist, das Oszillatorsignal als Sendesignal (TX) an die Antenne (3, 130) und das von der Antenne (3, 130) empfangene Empfangssignal (RX) an den HF-Eingang des Mischers (11, 127) zu koppeln, und mit – einem ersten und einem zweiten Phasenschieber, wobei der erste Phasenschieber (7) dazu ausgebildet ist, die Phase des Sendesignals (TX) abzustimmen und so die Abstrahlrichtung der Antenne zu beeinflussen, und der zweite Phasenschieber (8) dazu ausgebildet ist, die Phase des dem Oszillatoreingang des Mischers (11, 127) zugeführten Oszillatorsignals (OSZ) zu bestimmen, und wobei der zweite Phasenschieber (8) dazu ausgebildet ist, abwechselnd eine Phasenverschiebung von 0° und 90° zu erzeugen, sodass am Ausgang des Mischers abwechselnd die Inphasen- und Quadraturkomponenten des ins Zwischenfrequenz- oder Basisband gemischten Empfangssignals (RX) bereitgestellt wird.
HF-Sende/Empfangs-Schaltung nach Anspruch 1, wobei die HF-Sende/Empfangs-Schaltung in einem Chip-Package angeordnet ist.
HF-Sende/Empfangs-Schaltung nach Anspruch 2, bei der in dem Chip-Package auch die Antenne integriert ist.