DE102005029353A1 - Steuerschaltung für spannungsgesteuerte Halbleiterschalter vorzugsweise in Halbbbrückenkonfiguration - Google Patents

Steuerschaltung für spannungsgesteuerte Halbleiterschalter vorzugsweise in Halbbbrückenkonfiguration Download PDF

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Abstract

Steuerschaltung für spannungsgesteuerte Halbleiterschalter, insbesondere für MOSFET und IGBT, welche vorzugsweise in Halbbrückenkonfiguration angeordnet sind. Spannungsgesteuerte Halbleiterschalter weisen eine kapazitive Kopplung des Steueranschlusses (Gate) zu den stromführenden Anschlüssen (Drain und Source) auf. Bei einem schnellen Spannungsanstieg zwischen Drain D und Source S (z. B. beim Schließen der Halbleiterschalter) erfolgt durch die kapazitive Kopplung zwischen dem Steueranschluss G und dem stromführenden Anschluss (beispielsweise Drain D) ein unerwünschter Spannungseintrag in den Steueranschluss G. Aufgabe ist es daher, eine Steuerschaltung bereitzustellen, welche für spannungsgesteuerte Halbleiterschalter ein schnelles, sicheres Abschalten der Halbleiterschalter mit geringem Aufwand ermöglicht. Es wird hierfür eine zwischen Ansteuerschaltung 1 und Steueranschluss G des Halbleiterschalters liegende Schaltungsanordnung verwendet, welche kurzzeitig, beginnend mit dem Ausschalten des Halbleiterschalters eine umgekehrt zur Einschaltspannung des Halbleiterschalters gepolte Spannung an den Steueranschluss G des Halbleiterschalters anlegt. Die umgekehrt gepolte Spannung liegt dabei während des Ausschaltens bzw. eine kurze Zeitdauer nach dem Ausschalten des Halbleiterschalters an. Eine mögliche Realisierung der Schaltungsanordnung ist eine Parallelschaltung 2 einer Spannungsbegrenzungsschaltung und wenigstens eines kapazitiven Bauteils C1.

Description

  • Die Erfindung betrifft eine Steuerschaltung für spannungsgesteuerte Halbleiterschalter, insbesondere für MOSFET und IGBT, welche vorzugsweise in Halbbrückenkonfiguration angeordnet sind.
  • Halbbrückenkonfigurationen von spannungsgesteuerten Halbleiterschaltern, beispielsweise IGBT- oder Feldeffekttransistor-Halbbrücken werden in Pulswechselrichtern oder Gleichspannungswandlern eingesetzt. Eine Halbbrücke gemäß dem Stand der Technik ist in 1 beispielhaft für n-Kanal-MOSFET dargestellt. Um eine pulsweitenmodulierte Spannung UA am Ausgang der Halbbrücke ausgeben zu können, muss am Gate der Halbleiterschalter eine Spannung UG bereitgestellt werden, die je nach gewünschtem Schaltzustand ein sicheres Ein- oder Ausschalten gewährleistet.
  • Vorbekannt sind dazu Gegentaktendstufen mit bipolaren Transistoren oder MOSFETs. Diese Endstufen werden entweder aus einer auf Referenzpotential bezogenen Hilfsspannungsquelle vorsorgt, wobei für den oberen Zweig eine Bootstrap-Beschaltung erforderlich ist, oder es erfolgt eine Versorgung aus zwei potentialgetrennten Hilfsspannungsquellen, wie in 2 dargestellt.
  • Spannungsgesteuerte Halbleiterschalter wie MOSFET und IGBT weisen eine kapazitive Kopplung des Steueranschlusses (Gate) zu den stromführenden Anschlüssen (Drain und Source) auf. Die bei realen Bauteilen vorhandene Kapazität zwischen Gate und Source wird als Miller-Kapazität bezeichnet. Bei einem schnellen Spannungsanstieg zwischen Drain D und Source S, wie er beim Schließen der Halbleiterschalter auftritt, erfolgt durch die kapazitive Kopplung zwischen dem Steueranschluss G und dem stromführenden Anschluss (beispielsweise Drain D) ein Spannungseintrag in den Steueranschluss G. Wird dieser so groß, dass die Steuerspannung des Halbleiterschalters überschritten wird, so öffnet der Halbleiterschalter erneut. Zum Vermeiden dieses Effektes ist zur Ansteuerung der Halbleiterschalter ein Betrieb mit Gegentaktendstufen aus bipolaren Hilfsspannungsquellen vorbekannt. Hierbei wird eine Ansteuerung der Gates der Halbleiterschalter mit positiven Spannungen im Einschaltfall und negativen Spannungen im Ausschaltfall realisiert.
  • Die Bereitstellung einer negativen Spannung am Gate für den Ausschaltfall kompensiert den Effekt eines Spannungseintrages aufgrund der Miller-Kapazität in das Gate beim Umschalten der Halbleiterschalter. Der Aufwand für die Bereitstellung der zwei (bzw. bei typischen Mehrfachanordnungen der Halbbrücken mehreren) potentialgetrennten, bipolaren Hilfsspannungsquellen ist sehr groß. Daher wird für kostengünstige bzw. baugrößenoptimale Anwendungen darauf verzichtet und statt dessen die o. g. Variante mit einer Hilfsspannung und Bootstrap-Beschaltung genutzt.
  • Der beschriebene Effekt des Spannungseintrages in das Gate wird dabei entweder hingenommen, wodurch kurzzeitig Querströme über T1 und T2 entstehen, oder es wird die Anstiegsgeschwindigkeit der Spannung durch geeignete Maßnahmen (z. B. größere Gate-Widerstände RG) reduziert. Beide Maßnahmen führen zu erhöhter Verlustleistung in T1 und T2.
  • Vorbekannt ist aus der DE 103 06 809 eine Schaltungsanordnung zum Steuern des Betriebes einer Halbbrücke durch Ansteuerung mit pulsweitenmodulierten Ansteuersignalen. Die Schaltungsanordnung weist zwei Treiberschaltungen mit jeweils einer Hilfsspannungsquelle auf, welche die Ansteuerung der Halbleiterschalter (MOSFET) realisiert. Zur Verminderung des Effektes des Spannungseintrages in das Gate ist in den Gate-Zweig der Treiberschaltung ein induktives Element aufgenommen. Das induktive Element soll den Stromfluss aus dem Gate bei Abschalten der Halbleiterschalter stabilisieren und somit ein Aufladen der kapazitiven Kopplung zwischen dem Steueranschluss sowie den stromführenden Anschlüssen minimieren. Die Verwendung einer Induktivität im Ansteuerkreis bewirkt jedoch eine Einschaltverzögerung, welche insbesondere bei hohen Frequenzen nachteilig ist. Ein weiterer Nachteil der Schaltung ist, dass Induktivitäten schwierig in Schaltkreise integrierbar sind.
    •
  • Aufgabe der Erfindung ist es, eine Steuerschaltung bereitzustellen, welche für Halbleiterschalter, vorzugsweise in Halbbrückenanordnung, ein schnelles, sicheres Abschalten der Halbleiterschalter mit geringem schaltungstechnischen Aufwand ermöglicht.
  • Diese Aufgabe wird bei gattungsgemäßen Ansteuerschaltungen erfindungsgemäß durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruches 1 gelöst.
  • Die erfindungsgemäße Steuerschaltung besteht dabei aus einer Ansteuerschaltung, welche ein pulsweitenmoduliertes Signal abgibt und dies über eine Schaltungsanordnung zum Modifizieren des zeitlichen Verlaufes dieses Signals zum Steueranschluss des Halbleiterschalters weiterleitet. Die zwischen Ansteuerschaltung und Steueranschluss des Halbleiterschalters liegende Schaltungsanordnung weist dabei eine Parallelschaltung aus wenigstens einem kapazitiven Bauelement und einer Spannungsbegrenzungsschaltung auf, wobei die Parallelschaltung über einen Widerstand mit dem gemeinsamen Knoten von Ansteuerschaltung, Schaltungsanordnung und Halbleiterschalter verbunden ist. Durch die zwischen Ansteuerschaltung und Steueranschluss des Halbleiterschalters liegende Schaltungsanordnung liegt beginnend mit dem Ausschalten des Halbleiterschalters eine umgekehrt zur Einschaltspannung des Halbleiterschalters gepolte Spannung, die der Größe der Ladespannung des Kondensators entspricht, am Steueranschluss des Halbleiterschalters an. Die umgekehrt gepolte Spannung liegt dabei während des Ausschaltens bzw. eine kurze Zeitdauer nach dem Ausschalten des Halbleiterschalters an. Die Zeitdauer der umgekehrt zur Einschaltspannung des Halbleiterschalters gepolten Spannung ist dabei abhängig von der Dimensionierung des kapazitiven Elementes sowie vom Wert der Spannung, auf den die Spannungsbegrenzungsschaltung die Aufladung des kapazitiven Elementes begrenzt und von der Entladung über den die Parallelschaltung mit dem gemeinsamen Knoten verbindenden Widerstand bzw. eine dort angeordnete Stromsenke. In vorteilhafter Weise wird durch die kurzzeitig anliegende, umgekehrt zur Einschaltspannung gepolte Spannung am Steueranschluss der Spannungseintrag in das Gate aufgrund der Miller-Kapazität kompensiert. Die Schaltungsanordnung weist dabei einen geringen Aufwand auf und erzeugt ohne weitere Hilfsspannungsquellen zum Zeitpunkt des Ausschaltens eine für das sichere Abschalten günstige, umgekehrt zur Einschaltspannung gepolte Spannung am Steueranschluss. Der Effekt des Spannungseintrags in den Steueranschluss aufgrund der Miller-Kapazität ist zeitlich auf den Ausschaltvorgang begrenzt. Die Schaltungsanordnung kompensiert dabei über diesen Zeitraum den Spannungseintrag in den Steueranschluss. Mittels der Dimensionierung der Bauelemente ist die umgekehrt zur Einschaltspannung gepolte Spannung am Steueranschluss hinsichtlich der Spannungsgröße und Zeitdauer einstellbar.
  • In einer weiteren Ausgestaltung ist die Spannungsbegrenzungsschaltung hinsichtlich der Spannungsgrenze einstellbar und wird an den jeweiligen Betriebspunkt in Abhängigkeit von der Schaltfrequenz bzw. vom Tastverhältnis des pulsweitenmodulierten Signals angepasst.
  • Des weiteren kann der Widerstand, der die Auf- bzw. Entladezeit des Kondensators mitbestimmt, steuerbar ausgeführt sein.
  • In einer bevorzugten Ausführungsform ist die Spannungsbegrenzungsschaltung eine Zehner-Diode, welche für Halbleiterschalter mit positiver Einschaltspannung in Richtung auf den Steueranschluss gesehen in Sperrrichtung gepolt ist. Die Zehner-Diode begrenzt dabei die Aufladung des kapazitiven Elementes auf die Zehner-Spannung.
    •
  • Weitere Einzelheiten der Erfindung werden in der Zeichnung anhand von schematisch dargestellten Ausführungsbeispielen beschrieben.
  • Hierbei zeigen:
  • 1 eine Halbbrückenanordnung von zwei Halbleiterschaltern gemäß dem Stand der Technik,
  • 2 eine Halbbrückenanordnung mit Ansteuerschaltung gemäß dem Stand der Technik,
  • 3 die erfindungsgemäße Ansteuerschaltung mit einem Zweig der Halbbrücke,
  • 4 eine Darstellung der Spannungsverläufe an einem kapazitiven Element der Ansteuerschaltung und an einem Steueranschluss eines Halbleiterschalters.
  • In 1 ist eine Anordnung von zwei Halbleiterschaltern (T1, T2), welche hier als n-Kanal-MOSFETs ausgeführt sind, dargestellt. Beide werden von pulsweitenmodulierten Signalen angesteuert, welche am Steueranschluss des jeweiligen Halbleiterschalters (T1, T2) anliegen, jedoch invers zueinander verlaufen. Diese Ansteuerung erzeugt eine pulsweitenmodulierte Ausgangsspannung UA, da invers zueinander abwechselnd die Halbleiterschalter T1 und T2 ein- bzw. ausgeschalten werden. Für den Fall, dass T1 durchschaltet und T2 ausgeschalten ist, fällt über T2 die gesamte Betriebsspannung UB ab und für den umgekehrten Fall (T1 aus, T2 ein) wird der Ausgang gegen Masse durchgeschalten. Es ergibt sich daher in Abhängigkeit vom pulsweitenmodulierten Signal eine ebenfalls pulsweitenmodulierte Ausgangsspannung UA.
  • Die Darstellung erfolgt hierbei beispielhaft für eine Ausführung der Halbleiterschalter als n-Kanal-MOSFETs. Es können jedoch bei entsprechend angepasster Ansteuerung ebenfalls p-Kanal-MOSFETs oder IGBT's verwendet werden. Die erfindungsgemäße Ausführung ist nicht auf einen der dargestellten Fälle begrenzt, sondern umfasst allgemein alle verwendbaren Halbleiterschalter.
  • 2 zeigt zwei Halbleiterschalter (T1, T2) in einer Halbbrückenanordnung mit jeweils einer zugehörigen Ansteuerschaltung 1. Die Ansteuerschaltungen 1 erzeugen ein pulsweitenmoduliertes Signal für die Steueranschlüsse der Halbleiterschalter T1, T2 mit Hilfe jeweils einer Hilfsversorgungsspannung UH1 und UH2. Ein Impulsgenerator 3 generiert Ansteuerimpulse für die Transistoren TR1 und TR2. Die Pulsfolge liegt dabei den Eingängen der Transistoren TR1 und TR2 an, welche unterschiedliche Polaritäten aufweisen. Durch die unterschiedlichen Polaritäten der Transistoren TR1 und TR2 wird bei gleichem Ansteuerimpuls jeweils einer der Transistoren leitend, während der andere Transistor sperrt. Es wird damit ein pulsweitenmoduliertes Ansteuersignal PWM mit der Spannung der Hilfsspannungsquelle UH1, UH2 und mit einer Pulsfolge, entsprechend dem vom Impulsgenerator generierten Signal, erzeugt. Das pulsweitenmodulierte Ansteuersignal PWM liegt über einen Gate-Widerstand RG am Steueranschluss G des jeweiligen Halbleiterschalters T1, T2 an.
  • 3 zeigt den unteren Zweig der in 1 und 2 dargestellten Halbbrücke mit dem Halbleiterschalter T2. Dargestellt ist hierbei nur der untere Zweig der Halbbrücke, wobei der obere äquivalent aufgebaut ist. Für die Erläuterung wird daher nur auf den dargestellten unteren Zweig Bezug genommen. Der Halbleiterschalter T2 ist mit einer zu 2 erläuterten Ansteuerschaltung 1 versehen und generiert am Ausgang der Ansteuerschaltung 1 ein pulsweitenmoduliertes Ansteuersignal PWM für den Halbleiterschalter T2. Zwischen dem Steueranschluss G des Halbleiterschalters T2 und der Ansteuerschaltung 1 ist in Reihenschaltung zu diesen eine Parallelschaltung 2 aus einer Spannungsbegrenzungsschaltung, welche hier als in Sperrrichtung geschaltete Zehner-Diode D1 ausgeführt ist und eines kapazitiven Bauteils – Kondensator C1 –, angeordnet. Die Parallelschaltung 2 der Spannungsbegrenzungsschaltung und des Kondensators C1 ist mittels eines Widerstandes R1 mit einem gemeinsamen Knoten K der Ansteuerschaltung 1 sowie des Halbleiterschalters T2 verbunden. Die Wirkungsweise der Schaltung wird im Zusammenhang mit 4, in welcher die Spannungsverläufe UG am Steueranschluss des Halbleiterschalters T2 und UC1 der Spannung über dem Kondensator C1 dargestellt sind, nachfolgend näher erläutert.
  • Wie bereits beschrieben weisen Halbleiterschalter wie MOSFET und IGBT eine kapazitive Kopplung des Steueranschlusses G (Gate) zu den stromführenden Anschlüssen (D Drain und S Source) auf. Diese als Miller-Kapazität bezeichnete kapazitive Kopplung führt bei schnellem Spannungsanstieg, wie er beim Schließen des Halbleiterschalters T1, T2 auftritt, zu einem Spannungseintrag in den Steueranschluss G.
  • Der Effekt des Spannungseintrages in den Steueranschluss G des jeweils geschlossenen bzw. schließenden Halbleiterschalters T1, T2 bei schnellem Spannungsanstieg aufgrund der Miller-Kapazität besteht jedoch nur für einen kurzen Zeitraum während bzw. kurz nach dem Umschaltvorgang. Daher wird erfindungsgemäß als Lösung eine Schaltung vorgeschlagen, die die negative Vorspannung des Gates G über einen Kondensator C1 ohne die Notwendigkeit von zusätzlichen Hilfsspannungen erzeugt. Eine Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltung zeigt 3. Im Einschaltfall des Halbleiterschalters T2 wird über die als Gegentaktendstufe ausgeführte Ansteuerschaltung 1 der Steueranschluss G des Halbleiterschalters T2 auf die Hilfsversorgungsspannung UH2 abzüglich der über dem Kondensator C1 abfallenden Spannung UC1 aufgeladen. Der Transistor TR1 schaltet durch, während gleichzeitig der Transistor TR2 sperrt und somit der ansteuerschaltungsseitige Anschlusspunkt der Parallelschaltung 2 von Kondensator C1 und Zehner-Diode D1 auf dem Potential UH2+ liegt. Bei Inbetriebnahme der Schaltung ist die Spannung UC1 über dem Kondensator C1 als Null anzunehmen (Beginn der Phase 1 4). Im weiteren Einschaltverlauf der Gegentaktendstufe wird C1 über den Widerstand R1 aufgeladen (Phase 1 in 4). Die Spannung UC1, auf welche der Kondensator C1 aufgeladen wird, wird über die parallel zu dem Kondensator C1 geschaltete Zehner-Diode D1 begrenzt (Phase 2 in Bild 4), so dass eine ausreichende Spannung UG zur Einschaltung des Halbleiterschalters T2 am Gate G anliegt. Im Ausschaltfall schaltet der Transistor TR2 der Gegentaktendstufe auf Bezugspotential durch. Der ansteuerschaltungsseitige Anschlusspunkt der Parallelschaltung 2 von Kondensator C1 und Zehner-Diode D1 wird auf das gemeinsame Bezugspotential des Knotens K gezogen. Am Steueranschluss G liegt damit die negative Kondensatorspannung an (Beginn Phase 3 in Bild 4). Diese entspricht der zuvor erreichten Ladespannung UC1 = UD1 abzüglich der vom Gate aufgenommenen Ladung. Im weiteren Zeitverlauf sinkt die Spannung UC1 über dem Kondensator C1 aufgrund der Entladung durch R1 weiter ab. Dies wird jedoch bei geeigneter Dimensionierung erst wirksam, wenn der im Moment des Ausschaltens (durch Einschaltung des jeweils anderen Halbleiterschalters hier T1) entstehende Spannungsanstieg am Ausgang der Halbbrücke abgeschlossen ist (Phase 3 in 4). Das Ausschaltverhalten entspricht damit einer kurzzeitigen Ansteuerung der Halbleiterschalter mit negativer Hilfsspannung, ohne dass eine zusätzliche Hilfsspannungsquelle gebraucht würde. Beim Wiedereinschalten (Phase 4 in 4) steht wieder die Spannung der Hilfsversorgungsspannung UH2+ abzüglich der über dem Kondensator C1 abfallenden Spannung UC1 für das Gate G zur Verfügung.
  • In einer vorteilhaften Dimensionierung der Schaltungsanordnung ist der Kondensator C1 deutlich größer als die Gate-Kapazität der Halbleiterschalter T1 bzw. T2 gewählt, um die o. g. Spannungsänderung aus dem Laden bzw. Entladen der Gate-Kapazität (kapazitiver Spannungsteiler) gering zu halten.
  • Die Spannungsänderung über C1 innerhalb einer Einschalt-te bzw. Ausschaltdauer ta wird durch die Zeitkonstante des RC-Gliedes τ = C1·R1 sowie durch die Einschalt- te bzw. Ausschaltdauer ta des pulsweitenmodulierten Ansteuersignals PWM bestimmt. Ist die Zeitkonstante deutlich größer als die maximale Einschalt-te bzw. Ausschaltdauer ta, wird C1 nicht mehr vollständig ent- bzw. auf die Spannung der Zehner-Diode D1 aufgeladen. In diesen Fällen nähert sich die Spannung einem konstanten Wert an, der über das Verhältnis von Einschalt-te bzw. Ausschaltdauer ta bestimmt wird und auf die Zehner-Diodenspannung UD begrenzt wird: Uc1 = Minimum(UD, UH·te/(te + ta))
  • Dies hat zur Folge, dass für kleine Einschaltdauern te die Spannung UC1 über C1 unter die Zehner-Diodenspannung UD absinkt und damit nicht mehr die volle negative Gate-Vorspannung erreicht wird. Der Einsatz der erfindungsgemäßen Anordnung ist damit für hohe Schaltfrequenzen vorrangig dort sinnvoll, wo ein nach unten und oben begrenztes Tastverhältnis dauerhaft bzw. im Hauptbetriebsbereich vorliegt, z. B. in Gleichspannungswandlern oder bei entsprechend dimensionierten Pulswechselrichtern. Die vorgeschlagene Schaltungsanordnung ist auch außerhalb des oben beschriebenen, nach oben und unten begrenzten Tastverhältnisses einsetzbar. Die Steigerung des Wirkungsgrades durch Minimieren der Verluste ist für ein nach unten und oben begrenztes Tastverhältnis besonders spürbar.
    • 1
    Ansteuerschaltung
    2
    Parallelschaltung
    3
    Impulsgenerator
    PWM
    pulsweitenmoduliertes Ansteuersignal
    C1
    Kondensator
    R1
    Widerstand
    RG
    Gate-Widerstand
    T1, T2
    Halbleiterschalter
    TR1, TR2
    Transistoren
    D1
    Zehner-Diode
    G
    Gate/Steueranschluss
    S
    Source
    D
    Drain
    UH; UH1; UH2
    Hilfsversorgungsspannung
    UC1
    Spannung über C1
    UD1
    Spannung über D1
    UG
    Spannungsverlauf/Spannung
    τ
    Zeitkonstante (C1·R1)
    K
    Knoten
    UD
    Zehner-Diodenspannung (Durchbruchsspannung)

Claims (8)

  1. Steuerschaltung für spannungsgesteuerte Halbleiterschalter, die stromführende Anschlüsse und einen Steueranschluss aufweisen, wobei eine Ansteuerschaltung, ein pulsweitenmoduliertes Ansteuersignal zur Ansteuerung der Halbleiterschalter erzeugt und eine elektrisch mit dem Steueranschluss (G) des Halbleiterschalters und der Ansteuerschaltung verbundene Schaltungsanordnung zwischen dem Steueranschluss und einer Ansteuerschaltung in Reihenschaltung angeordnet ist, die das pulsweitenmodulierte Ansteuersignal in dessen zeitlichem Verlauf modifiziert, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltungsanordnung, die das pulsweitenmodulierte Ansteuersignal (PWM) in dessen zeitlichem Verlauf modifiziert, aus einer Parallelschaltung (2) einer Spannungsbegrenzungsschaltung und wenigstens einem kapazitiven Bauteil (C1) besteht, wobei die Parallelschaltung (2) der Spannungsbegrenzungsschaltung und des wenigstens einen kapazitiven Bauteils (C1) über wenigstens einen Widerstand (R1) mit einem gemeinsamen Knoten (K) der Ansteuerschaltung (1) und/oder der Halbleiterschalter (T1, T2) verbunden ist.
  2. Steuerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Spannungsbegrenzungsschaltung eine Zehner-Diode (D1) oder eine Diodenstrecke oder eine Transistoranordnung ist.
  3. Steuerschaltung nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, dass für den Fall der Spannungsbegrenzungsschaltung mittels einer Zehner-Diode (D1) in der Parallelschaltung (2) diese Zehner-Diode (D1) ausgehend von der Ansteuerschaltung (1) in Richtung Steueranschluss (G) des Halbleiterschalters (T1, T2) gesehen für Halbleiterschalter mit positiver Einschaltspannung (beispielsweise n-Kanal-MOSFETs) in Sperrrichtung und für Halbleiterschalter mit negativer Einschaltspannung (beispielsweise p-Kanal-MOSFETs) in Durchlassrichtung gepolt ist.
  4. Steuerschaltung nach Anspruch 1–3, dadurch gekennzeichnet, dass die Spannungsbegrenzungsschaltung hinsichtlich des Spannungswertes variabel einstellbar ist.
  5. Steuerschaltung nach Anspruch 1–4, dadurch gekennzeichnet, dass die Spannungsbegrenzungsschaltung aus einem Widerstand besteht.
  6. Steuerschaltung nach Anspruch 1–5, dadurch gekennzeichnet, dass die Parallelschaltung aus Kapazitiven Element (C1) und Spannungsbegrenzungsschaltung anstelle des Widerstandes (R1) über eine Stromsenke mit dem gemeinsamen Knoten (K) verbunden ist.
  7. Steuerschaltung nach Anspruch 1–6, dadurch gekennzeichnet, dass die Parallelschaltung (2) über wenigstens einen Gate-Widerstand (RG) mit dem Steueranschluss (G) des Halbleiterschalters (T2) verbunden ist.
  8. Steuerschaltung nach Anspruch 1–7, dadurch gekennzeichnet, dass die Halbleiterschalter (T1, T2) in einer Halbbrückenkonfiguration geschalten sind.
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