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Technisches
Gebiet
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein elektronisches Vorschaltgerät mit einem
Hochsetzsteller zum Betrieb einer Entladungslampe, beispielsweise
einer Niederdruckentladungslampe.
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Elektronische
Vorschaltgeräte
zum Betrieb von Entladungslampen sind in vielfältigen Ausführungen bekannt. I.d.R. enthalten
sie eine Gleichrichterschaltung zur Gleichrichtung einer Wechselspannungsversorgung
und Aufladen eines häufig
als Zwischenkreiskondensator bezeichneten Kondensators. Die an diesem
Kondensator anliegende Gleichspannung dient zur Versorgung eines
Wechselrichters bzw. Inverters (im Folgenden Inverter), der die
Entladungslampe betreibt. Grundsätzlich
erzeugt ein Inverter aus einer gleichgerichteten Wechselspannungsversorgung
oder einer Gleichspannungsversorgung eine Versorgungsspannung für die mit
hochfrequentem Strom zu betreibende Entladungslampe. Ähnliche
Vorrichtungen sind auch für
andere Lampentypen bekannt, beispielsweise in Form von elektronischen
Transformatoren für
Halogenlampen.
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Hochsetzstellerschaltungen
zur Netzstromoberschwingungsreduzierung von Entladungslampen sind
an sich bekannt. Sie weisen eine Speicherdrossel, ein Schaltelement,
eine Diode und einen Zwischenkreiskondensator auf. Der Zwischenkreiskondensator
versorgt beispielsweise eine Entladungslampe über eine Inverterschaltung.
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Darstellung
der Erfindung
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Der
Erfindung liegt das technische Problem zugrunde, ein verbessertes
elektronisches Vorschaltgerät
mit einem Hochsetzsteller anzugeben.
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Die
Erfindung betrifft ein elektronisches Vorschaltgerät für eine Lampe
mit einem Hochsetzsteller, welcher eine Speicherdrossel, eine Diode,
einen Zwischenkreiskondensator und ein Schaltelement aufweist, dadurch
gekennzeichnet, dass es dazu ausgelegt ist,
- • das Schaltelement
im Hochsetzsteller beim Erreichen eines maximalen Stromwertes des
durch das Schaltelement fließenden
Stromes auszuschalten, und
- • das
Schaltelement durch einen Sprung des Potentiales zwischen der Speicherdrossel
und der Diode im Anschluss an die Abmagnetisierung der Speicherdrossel
einzuschalten,
so dass der Hochsetzsteller selbsterregt
oszilliert.
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Bevorzugte
Ausgestaltungen der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen angegeben
und werden im Folgenden näher
erläutert.
Die Offenbarung bezieht sich dabei stets sowohl auf die Verfahrenskategorie,
als auch die Vorrichtungskategorie der Erfindung.
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Für die Funktion
eines Hochsetzstellers sind die Ein- und Ausschaltzeitpunkte des
Schaltelementes von großer
Bedeutung. Die Erfindung beruht auf der Erkenntnis, dass sich für den Betrieb
der Wert des Stromes durch die Speicherdrossel als Indikator für die Ein-
und Ausschaltzeitpunkte des Schaltelementes eignen kann.
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Das
Schaltelement sorgt im eingeschalteten Zustand für einen ansteigenden Stromfluss
in der Speicherdrossel bis zu einem einstellbaren maximalen Wert.
Dabei wird die Speicherdrossel aufmagnetisiert. Das erfindungsgemäße elektronische
Vorschaltgerät
ist so ausgelegt, dass der Strom durch die Speicherdrossel, bei
eingeschaltetem Schaltelement, etwa mittels eines Mess-(Shunt-)Widerstandes,
erfasst und beim Erreichen dieses maximalen Wertes das Schaltelement
ausgeschaltet wird. Die Diode leitet nach dem Ausschalten des Schaltelementes
den in der Speicherdrossel eingeprägten Strom in den Zwischenkreiskondensator.
Dieser Strom nimmt mit der Zeit ab. Ist die Speicherdrossel vollständig abmagnetisiert,
so fließt
kein Strom mehr durch diese, und die in Serie geschaltete Diode sperrt.
Das Potential zwischen der Speicherdrossel und der Diode springt
vom Versorgungspotential des Zwischenkreiskondensators zu einem
Potential mit deutlich kleinerem Betrag, welches dem momentanen
Potential der gleichgerichteten Wechselspannungsversorgung entspricht.
Dieser Potentialsprung kann als Indikator für einen Einschaltzeitpunkt
des Schaltelementes dienen. Die Erfindung ist so ausgelegt, dass
das Schaltelement nun eingeschaltet wird. Es fließt wieder
Strom durch das Schaltelement und die Speicherdrossel. Dabei wird
die Speicherdrossel erneut aufmagnetisiert.
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Der
geschilderte Ablauf eines solchen Ein- und Ausschaltzyklus kann
sich ohne eine Zwangssteuerung des Schaltelementes wiederholen.
Man kann von einer „selbsterregten" Oszillation sprechen. Damit
ist das erfindungsgemäße Vorschaltgerät steuerungs-
und schaltungstechnisch besonders einfach. Weiter ist es auch besonders
robust gegenüber
Toleranzen der Speicherdrosselinduktivität.
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Vorzugsweise
wird der Sprung des Potentiales zwischen der Speicherdrossel und
der Diode im Anschluss an die Abmagnetisierung der Speicherdrossel
mit mindestens einem Auskoppelkondensator erfasst. Dieser Potentialsprung
kann als Indikator für
den Einschaltzeitpunkt des Schaltelementes dienen. In Serie zu diesem
Auskoppelkondensator kann ein Widerstand geschaltet sein.
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Die
Zeitkonstante aus diesem Widerstand und dem Auskoppelkondensator
ist so groß,
dass es während
der Abmagnetisierung der Speicherdrossel nicht zu einer vollständigen Aufladung
bzw. Entladung des Auskoppelkondensators kommt.
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Bei
einer alternativen Ausführungsform
wird die Abmagnetisierung mit einer zur Speicherdrossel sekundären Spule
detektiert.
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Der
vorzugsweise für
die Strommessung zur Ermittlung des Ausschaltzeitpunktes des Schaltelementes
verwendete Messwiderstand kann in Serie zum Schaltelement, vorteilhafterweise
in der Verbindung zwischen dem Schaltelement und dem Bezugspotential,
liegen.
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Vorzugsweise
weist eine Ausführung
der Erfindung eine erste Signalleitung auf, welche den Steuereingang
des Schaltelementes mit einer Steuerschaltung des Hochsetzstellers
verbindet. Dabei kann die Signalleitung direkt mit dem Steuereingang des
Schaltelementes verbunden sein, oder aber mittelbar über eine
Schaltung, welche das Schaltelement schaltet, oder einen oder mehrere
Widerstände.
So kann der Hochsetzsteller mittels dieser Signalleitung von der
Steuerschaltung blockiert werden.
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Eine
bevorzugte Ausführungsform
der Erfindung weist einen Widerstand zwischen dem Versorgungspotential
des Zwischenkreiskondensators und dem Steuereingang des Schaltelementes
auf. Wenn am Zwischenkreiskondensator eine ausreichende Spannung
anliegt, so kann das Schaltelement über diesen Widerstand eingeschaltet
werden. Das heißt, dass
die Oszillation selbständig
anschwingen kann und keine besonderen Steuersignale nötig sind.
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Eine
bevorzugte Ausführungsform
der Erfindung weist ein Schwellwertelement zur Ansteuerung des Schaltelementes
auf. Der Steuereingang dieses Schwellwertelementes ist vorzugsweise über den Auskoppelkondensator
und zumindest einen Widerstand an das Potential zwischen Speicherdrossel und
Diode angeschlossen. Über
diesen Pfad kann der Sprung des Potentiales zwischen Speicherdrossel
und Diode im Anschluss an die Abmagnetisierung der Speicherdrossel
als Eingangssignal für
das Schwellwertelement dienen. Weiter ist der Steuereingang des
Schwellwertelementes mit dem Potential zwischen dem Schaltelement
und dem Messwiderstand über
zumindest einen Widerstand verbunden. Über diesen Pfad kann das Schwellwertelement
in Abhängigkeit
vom Strom durch das Schaltelement gesteuert werden. Damit der Steuereingang
des Schwellwertelementes in der Zeit, in der das Schaltelement eingeschaltet
ist, auf einem definierten Potential liegt, kann er über eine
Serienschaltung aus einem Widerstand und einer Diode mit dem Bezugspotential
verbunden sein. Der Knoten zwischen diesem Widerstand und der Diode
ist dabei mit der Serienschaltung aus dem Auskoppelkondensator und
zumindest einem Widerstand verbunden. So kann sichergestellt werden,
dass der Anstieg der Spannung über
dem Messwiderstand die zeitliche Abhängigkeit des Ansteuerpotentiales
des Schwellwertelementes bestimmt, während das Schaltelement eingeschaltet
ist.
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Mit
einer solchen Verschaltung der Bauelemente läuft ein Zyklus des Hochsetzstellers
wie folgt ab: In einem ersten Zeitabschnitt ist das Schaltelement
eingeschaltet. Über
den in Serie zum Schaltelement geschalteten Messwiderstand wird
der Strom durch das Schaltelement gemessen. Dieser entspricht in
diesem ersten Zeitabschnitt auch dem Strom durch die Speicherdrossel.
Das am Messwiderstand abgegriffene Potential wird einem Steuereingang
des Schwellwertelementes, eventuell über einen oder mehrere Widerstände, als
Eingangssignal zugeführt. Übersteigt
der Wert des Stromes ein vorgegebenes Maximum, so wird das Schwellwertelement
geschaltet. Die erforderliche Verbindung zum Bezugspotential kann über die
im vorangehenden Absatz vorgestellte Serienschaltung aus einer Diode und
einem Widerstand hergestellt werden. Der maximale Strom hängt von
der gewählten
Dimensionierung der Bauteile der Schaltung ab und ist insofern vorgebbar.
Insbesondere können
diese Bauteile sein: Der Messwiderstand, ein Widerstand, über den
die Spannung über
dem Messwiderstand abgegriffen und dem Steuereingang des Schwellwertelementes zuführt wird,
und der Wider stand, welcher in Serie zu der Diode die Verbindung
zum Bezugspotential herstellt. Der Ausgang des Schwellwertelementes
ist mit dem Steuereingang des Schaltelementes verbunden und schaltet
dieses aus. Das Potential zwischen der Speicherdrossel und der Diode
springt mit dem Ausschalten des Schaltelementes auf etwa das Versorgungspotential
des Zwischenkreiskondensators. Dies markiert das Ende des ersten
Zeitabschnittes.
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In
einem folgenden zweiten Zeitabschnitt bleibt das Schwellwertelement
durch den Auskoppelkondensator in seinem Zustand, weil das Potential zwischen
der Speicherdrossel und der Diode erst wieder zurückspringt,
wenn die Speicherdrossel abmagnetisiert ist und das Schwellwertelement über den
Auskoppelkondensator in seinem Zustand gehalten wird. Das Schaltelement
bleibt dabei ausgeschaltet. Dieser Zustand hält an, solange die Speicherdrossel
abmagnetisiert. Wenn das Schaltelement nicht dauerhaft von dem Schwellwertelement ausgeschaltet
wäre, könnte das
Schaltelement über die
Spannung am Zwischenkreiskondensator vorzeitig wieder eingeschaltet
werden, sobald die Speicherdrossel abmagnetisiert ist. Das Potential
zwischen der Speicherdrossel und der Diode springt vom Versorgungspotential
des Zwischenkreiskondensators zu einem Potential mit deutlich kleinerem Betrag,
welches dem momentanen Potential der gleichgerichteten Wechselspannungsversorgung entspricht.
Das Schwellwertelement wird über
den Auskoppelkondensator geschaltet. Das Schaltelement wird eingeschaltet
und ein neuer Zyklus beginnt.
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Der
obigen Beschreibung kann man entnehmen, dass der Takt des Hochsetzstellers
durch die Dauer der Abmagnetisierung der Speicherdrossel bestimmt
wird. Es werden keine weiteren Zeitglieder gebraucht.
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Da
beim erstmaligen Anlegen einer Versorgungsspannung der Auskoppelkondensator
und der Zwischenkreiskondensator direkt von der Versorgungsspannung
aufgeladen werden, kann das Ansteuerpotential des Schwellwertelementes
in einer Zeit, die deutlich länger
ist als die Periodendauer der Ein-/Ausschaltzyklen des Hochsetzstellers
im Betrieb, nicht die Schaltschwelle passieren. Das Schwellwertelement
kann ohne weiteres nicht geschaltet werden, bis der Zwischenkreiskondensator auf
den betragsmäßig höchsten Momentanwert
der Versorgungsspannung geladen ist. Während dieser Zeit ist der Hochsetzsteller
blockiert.
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Vorzugsweise
verfügt
daher eine Ausführungsform
der Erfindung mit einem Schwellwertelement über eine zweite Signalleitung,
welche mit dem Steuereingang des Schwellwertelementes und mit der
Steuerschaltung verbunden ist. Dabei kann diese zweite Signalleitung über den
Widerstand aus der Serienschaltung aus der Diode und dem Widerstand, welche
den Steuereingang des Schwellwertelementes mit dem Bezugspotential
verbindet, mit dem Steuereingang des Schwellwertelementes verbunden sein. Über die
zweite Signalleitung kann das Schwellwertelement von der Steuerschaltung
geschaltet werden. Damit ist der Hochsetzsteller während des erstmaligen
Aufladens des Zwischenkreiskondensators nicht mehr blockiert.
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Die
Verwendung von Transistoren als einfache Ausführungsform eines Schwellwertelementes kann
den Nachteil haben, dass der maximale Strom durch die Speicherdrossel
von der eventuell nicht zu vernachlässigenden Toleranz der Schaltschwelle
des Transistors abhängt.
Der Transistor kann dabei auch eine Treiberfunktion für das Schaltelement
haben.
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Bei
einer weiteren bevorzugten Ausführungsform
der Erfindung wird daher ein Komparator als Schwellwertelement eingesetzt
und diesem vorzugsweise eine Treiberschaltung nachgeschaltet. So kann
die Abhängigkeit
der Einschaltstromschwelle des Schwellwertelementes von Bauteiltoleranzen und
Temperaturabhängigkeiten
verringert werden. Eine Treiberschaltung besteht üblicherweise
aus mehreren Bauteilen und kann unter anderem auch einen oder mehrere
Transistoren aufweisen.
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Wie
weiter oben schon einmal beschrieben kann der Steuereingang des
Schwellwertelementes über
einen Widerstand und eine Diode mit dem Bezugspotential verbunden
sein, wobei der Widerstand an den Steuereingang des Schwellwertelementes angeschlossen
ist. An dem Knoten zwischen diesem Widerstand und der Diode kann
die Serienschaltung aus Auskoppelkondensator und Widerstand anknüpfen. Vorzugsweise
wird bei einer Ausführungsform der
Erfindung zu dem Widerstand am Steuereingang ein Kondensator parallel
geschaltet. Der Kondensator wirkt als differenzierendes Element,
so dass der Sprung des Potentiales im Anschluss an die Abmagnetisierung
der Speicherdrossel differentiell auf den Eingang des Komparators übertragen
wird, was die Ansteuerung beschleunigen kann.
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An
einem Eingang des Komparators liegt ein Referenzsignal, an dem anderen
Eingang liegen die interessierenden Signale an, welche von dem Messwiderstand
und dem Auskoppelkondensator erzeugt werden. Vorzugsweise ist diesem
Signaleingang eine Gleichspannung überlagert, die das Potential
dieses Eingangs weiter vom Bezugspotential abhebt. Dazu kann der
Eingangsknoten des Komparators beispielsweise über einen Widerstand an das
Versorgungspotential des Komparators angeschlossen werden.
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Bei
einer bevorzugten Ausführungsform
der Erfindung ist das Referenzsignal proportional zum Momentanwert
der Versorgungsspannung. Damit kann die Stromaufnahme des Hochsetzstellers
annähernd
sinusförmig
gestaltet werden.
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Es
ist oft wünschenswert,
Hochsetzsteller wahlweise direkt an der Netzversorgung oder an einem
Phasenanschnittdimmer zu betreiben. Dabei muss der Hochsetzsteller
eventuell seinen Betrieb an eine Versorgung mit oder ohne Phasenanschnittdimmer
anpassen. Dies kann beispielsweise der Fall sein, wenn der Betrieb
des Hochsetzstellers in einem der beiden Fälle nicht normenkonform bzgl.
Netzstromoberschwingungen verläuft
oder der Hochsetzsteller in einem der beiden Fälle ohne eine Umstellung seines
Betriebes nicht effektiv arbeitet. Dem elektronischen Vorschaltgerät muss es
dann möglich
sein, zu erkennen, ob es direkt an der Netzversorgung oder an einem
Phasenanschnittdimmer betrieben wird; es können sich dann entspre chende
Betriebsparameter einstellen, beispielsweise die Abschaltstromschwelle.
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Der
Betrieb an einem Phasenanschnittdimmer verändert die an dem elektronischen
Vorschaltgerät
anliegende Versorgungsspannung in charakteristischer Weise. Dies
wird von der Erfindung ausgenutzt. Phasenanschnittdimmer liefern
die Netzversorgung erst nach einer einstellbaren Zeit innerhalb
einer jeden Netzhalbwelle an das Vorschaltgerät. Während des Phasenanschnittes
liegt keine Eingangsspannung an dem Vorschaltgerät an. Nach diesem Zeitpunkt
liegt in etwa die ursprüngliche
Versorgungsspannung an. Die Spannung am Eingang des elektronischen
Vorschaltgerätes
weist im Anschluss an den Phasenanschnitt eine steile Flanke auf;
es treten Sprünge
in der Versorgungsspannung auf.
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Eine
Ausführungsform
der Erfindung weist einen zwischen eine Netzleitung und das Bezugspotential
des Vorschaltgerätes
angeschlossenen Differenzierer auf. Dieser Differenzierer koppelt
die Spannungssprünge
in der Versorgungsspannung aus. An seinem Ausgang treten im Falle
eines Spannungssprunges betragsmäßig relativ
große
Spitzenspannungen auf. Diese Spitzenspannungen können nach einer eventuellen
Weiterverarbeitung, beispielsweise in Form einer Spitzenwerterkennung,
einer Steuerschaltung des Hochsetzstellers zugeführt werden, welche dann die
Betriebsparameter des Hochsetzstellers entsprechend einstellen kann.
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Beim
wahlweisen Betrieb von Hochsetzstellern an einem Phasenanschnittdimmer
oder direkt an der Netzversorgung ergeben sich besondere Probleme.
Ist beispielsweise der Hochsetzsteller ausschließlich auf den Betrieb an einem
Phasenanschnittdimmer, wie der aus der
EP 1 465 330 A2 , ausgelegt,
so kann hier bei fehlendem Phasenanschnittdimmer folgendes Problem
auftreten: Ab dem Zeitpunkt innerhalb einer Netzhalbwelle des Versorgungsnetzes,
zu dem der Zwischenkreiskondensator ausreichend aufgeladen ist,
wird üblicherweise
die Stromzufuhr der Entladungslampe während der verblei benden Zeit
dieser Halbwelle unterbrochen. Da ein Phasenanschnitt beim direkten
Betrieb am Versorgungsnetz fehlt, ist es möglich, dass schon relativ früh innerhalb
einer Netzhalbwelle der Hochsetzsteller keinen weiteren Strom aufnimmt.
Der Leistungsfaktor als Quotient aus Wirkleistung und Scheinleistung
ist klein. Weiter muss unter anderem nach der Norm IEC 61000-3-2
eine Stromaufnahme über
90° Phasenlage
hinaus sichergestellt sein.
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Vorzugsweise
detektiert das elektronische Vorschaltgerät mittels des Differenzierers,
ob ein Phasenanschnittdimmer vorgeschaltet ist. Arbeitet das Vorschaltgerät direkt
an der Netzversorgung, werden die Betriebsparameter des Hochsetzsteller so
eingestellt, dass dieser normenkonform arbeiten kann. Dies kann
durch eine Absenkung der Abschaltstromschwelle des Hochsetzstellers
geschehen. Der Hochsetzsteller nimmt dann einen Strom niedrigerer Amplitude
auf. Um den Zwischenkreiskondensator auf seinen Maximalwert aufzuladen,
wird nun über
einen längeren
Zeitraum innerhalb einer Netzhalbwelle Strom von dem Hochsetzsteller
aufgenommen. Die Abschaltstromschwelle kann, um der Norm zu entsprechen,
so eingestellt werden, dass die Stromaufnahme des Hochsetzstellers
sich bis jenseits der 90° Phasenlage
erstreckt.
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Je
länger
das Zeitintervall der Stromaufnahme innerhalb einer Netzhalbwelle
ist, desto größer ist auch
der Leistungsfaktor des Vorschaltgerätes. Vorzugsweise sind die
Betriebsparameter – insbesondere
die Abschaltstromschwelle – des
Hochsetzstellers so eingestellt, dass die Stromaufnahme in Abwesenheit
eines Phasenanschnittdimmers mindestens während der halben Dauer einer
Netzhalbwelle erfolgt.
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Bei
einer besonders einfachen und daher bevorzugten Ausführungsform
der Erfindung weist der Differenzierer eine Serienschaltung aus
einem Kondensator und einem Widerstand auf. Diese Serienschaltung
kann an eine der Netzleitungen in Serie zum Bezugspotential des
elektronischen Vorschaltgerätes
geschaltet werden. Von dem Knoten zwischen dem Widerstand und dem
Kondensator kann ein weiterer Kondensator zu der anderen Netzleitung geschaltet
werden. An dem Widerstand liegt bei geeigneter Dimensionierung von
Kapazität
und Widerstand eine zur differenzierten Versorgungsspannung proportionale
Spannung an. Ein Vorteil dieser einfachen Implementierung ist die
geringe Anzahl an benötigten
Bauteilen.
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Vorzugsweise
ist zu dem Widerstand aus der im vorstehenden Absatz beschriebenen
Differenziererschaltung eine Spitzenwerterfassungsschaltung parallel
geschaltet. Wird der Hochsetzsteller an einem Phasenanschnittdimmer
betrieben, so kann mit dem über
dem Widerstand erfassten Spitzenwert die Steuerung des Hochsetzstellers
angesteuert werden, beispielsweise mittels eines an die Spitzenwerterfassung
angeschlossenen Schaltelementes.
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Kurze Beschreibung
der Zeichnungen
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Im
Folgenden soll die Erfindung anhand von Ausführungsbeispielen näher erläutert werden.
Die dabei offenbarten Einzelmerkmale können auch in anderen Kombinationen
erfindungswesentlich sein. Die vorstehende und die folgende Beschreibung
beziehen sich auf die Vorrichtungskategorie und die Verfahrenskategorie
der Erfindung, ohne dass dies im Einzelnen noch explizit erwähnt wird.
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1 zeigt
eine Hochsetzstellerschaltung. Diese ist als Bestandteil eines erfindungsgemäßen elektronischen
Vorschaltgerätes
aufzufassen.
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2a,
b, c zeigen relevante Strom- und Spannungsverläufe der Schaltungsanordnung
aus 1.
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3 zeigt
ein eine Modifikation der Schaltungsanordnung aus 1.
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4a,
b, c zeigen relevante Strom- und Spannungsverläufe der Schaltungsanordnung
aus 3.
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5 zeigt
eine Schaltungsanordnung zur Detektion eines Phasenanschnittes in
der Versorgungsspannung.
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Bevorzugte
Ausführung
der Erfindung
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1 zeigt
eine Hochsetzstellerschaltung. Diese ist als Bestandteil eines erfindungsgemäßen elektronischen
Vorschaltgerätes
aufzufassen.
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An
der Schaltungsanordnung liegt eine über einen Wechselspannungseingang
AC zugeführte und
mit einem Gleichrichter GL gleichgerichtete Spannung zwischen einem
Knoten V1 und einem Bezugspotential GND an.
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An
den Ausgang des Gleichrichters ist eine erste Serienschaltung aus
einer Speicherdrossel L, einer Diode D1 und einem Zwischenkreiskondensator
C2 geschaltet.
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Die
Verbindung zwischen der Speicherdrossel L und der Diode D1 stellt
einen Knoten V2 dar. Zwischen dem Knoten V2 und dem Bezugspotential GND
ist eine Serienschaltung aus einem Schaltelement T1 und einem (Mess-
oder Shunt-) Widerstand Rsense geschaltet. Das Schaltelement T1
kann als MOSFET ausgeführt
sein. Der Widerstand Rsense ist mit dem Bezugspotential GND verbunden.
Ein Knoten V8 liegt auf dem Potential des Steuereingangs des Schaltelementes
T1.
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Zwischen
den Steuereingang des Schaltelements T1 und das Bezugspotential
GND ist ein Schwellwertelement T2 geschaltet. Das Schwellwertelement
T2 kann als (Bipolar-)Transistor ausgeführt sein. Weiter unten folgt
ein Ausführungsbeispiel
mit einem Komparator als Schwellwertelement. Ein Knoten V7 liegt
auf dem Potential des Steuereinganges des Schwellwertelementes T2.
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Ein
Widerstand R3 verbindet einen Knoten V4 zwischen T1 und Rsense mit
dem Knoten V7.
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Zwischen
dem Knoten V2 und dem Bezugspotentail GND liegt eine Serienschaltung
aus einem Auskoppelkondensator C1, einem Widerstand R1 und einer
Diode D3. Ein Knoten V6 liegt auf der Verbindung zwischen dem Widerstand
R1 und der Diode D3.
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Zwischen
dem Knoten V6 und dem Knoten V7 liegt ein Widerstand R2. Ein Knoten
V3 liegt auf der Verbindung zwischen der Diode D1 und dem Kondensator
C2.
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Zwischen
den Knoten V3 und das Bezugspotential GND ist eine Serienschaltung
aus einem Widerstand R4 und einer Diode D2 geschaltet. Der Verbindungsknoten
zwischen der Diode D2 und dem Widerstand R4 ist mit dem Steuereingang
des ersten Schaltelements T1 verbunden. Die Diode D2 ist als Zener-Diode
ausgeführt.
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Eine
Signalleitung IS ist mit dem Knoten V6 verbunden. Diese kann kurzzeitig
von einer Steuerschaltung auf das Bezugspotential GND gesetzt werden.
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Eine
zweite Signalleitung SD ist mit dem Steuereingang des Schaltelementes
T1 verbunden. Mit dieser Signalleitung kann die Steuerschaltung den
Hochsetzsteller blockieren.
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2a zeigt
das Potential am Knoten V6 und am Knoten V4 als Funktionen der Zeit.
Durch die Speicherdrossel L fließt ein Strom (L. Mittels des
Widerstandes Rsense wird am Knoten V4 eine zu dem Strom IL durch
die Speicherdrossel L proportionale Spannung gemessen. An dem Knoten
V6 bildet das Potential den Magnetisierungszustand der Speicherdrossel
L ab. Dies wird durch den Auskoppelkondensator C1 geleistet. Wird
die Speicherdrossel aufmagnetisiert, so wird der Auskoppelkondensator
C1 entladen. Das Potential an dem Knoten V6 entspricht dabei in
etwa dem Bezugspotential GND, weil es von der Diode D3 auf eine
der Durchlassspannung entsprechenden negativen Wert bzgl. des Bezugspotentiales
GND geklemmt wird. Wird dann die Speicherdrossel L abmagnetisiert,
so wird der Auskoppelkondensator C1 geladen. An dem Knoten V6 bildet
sich ein Potential aus, dass deutlich über dem Bezugspotential GND
liegt. Der Auskoppelkondensator C1 ist so dimensioniert, dass die
Zeitkonstante aus der Kapazität
C1 und dem Widerstand R1 so groß ist,
dass es während
der Abmagnetisierung der Speicherdrossel L, im Zeitintervall tb,
nicht zu einer vollständigen Aufladung
des Auskoppelkondensators C1 kommt und das Potential an dem Knoten
V6 oberhalb der Einschaltschwelle des Schwellwertelementes T2 bleibt.
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In
den 2a, b, c sind Intervalle ta und tb und Zeitpunkte
t1 und t2 eingezeichnet, welche den relevanten Zeitabschnitten entsprechen.
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2b zeigt
den Strom IL durch die Speicherdrossel L als Funktion der Zeit. 2c zeigt
das Potential an dem Knoten V7 als Funktion der Zeit.
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In
der Phase ta ist das Schaltelement T1 eingeschaltet und das Schwellwertelement
T2 ausgeschaltet. Das am Knoten V4 anliegende Potential wächst proportional
zu dem Strom IL durch die Speicherdrossel. Das Potential an dem
Knoten V6 entspricht dabei in etwa dem Bezugspotential GND. Wenn
das Potential am Knoten V7, welcher über den Widerstand R3 mit dem
Knoten V4 verbunden ist, die Einschaltschwellenspannung des Schwellwertelementes
T2 überschreitet,
so wird das Schwellwertelement T2 eingeschaltet und das Schaltelement
T1 ausgeschaltet. Damit ist auch der maximale Strom durch den Hochsetzsteller
begrenzt. Der entsprechende Zeitpunkt t2 definiert das Ende des
Zeitintervalls ta.
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Im
Anschluss an den Zeitpunkt t2 folgt das Zeitintervall tb. Das Schwellwertelement
T2 wird zu dem Zeitpunkt t2 mittelbar durch das Potential an dem
Knoten V4 über
den Widerstand R3 eingeschaltet. Dabei wird das Schaltelement T1
von dem Schwellwertelement T2 ausgeschaltet. An dem Knoten V6 springt
das Potential zum Zeitpunkt t2 auf einen Wert, der deutlich über dem
Bezugspotential GND liegt. Die Speicherdrossel wird während des Zeit intervalls
tb abmagnetisiert. Es fließt
ein Strom durch C1, R1 und R2 zum Steuereingang des Schwellwertelementes
T2 und hält
diesen eingeschaltet solange der Abmagnetisierungsstrom fließt. Das
Schaltelement T1 ist ausgeschaltet, da an seinem Steuereingang das
Potential nicht mehr die Einschaltschwelle überschreitet.
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Das
Zeitintervall tb endet mit der vollständigen Abmagnetisierung der
Speicherdrossel L. Damit springt das Potential am Knoten V2 auf
das Potential am Knoten V1 am Ende des Zeitintervalls tb. Dieser Sprung
definiert den Zeitpunkt t1 und bedingt über den Auskoppelkondensator
C1, den Widerstand R1 und die Diode D3 an dem Knoten V6 ein Potential, das
in etwa dem Bezugspotential GND entspricht. Am Steuereingang des
Schwellwertelementes T2 reicht das Potential nicht mehr aus, um
das Schwellwertelement T2 eingeschaltet zu halten. Es sperrt.
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Die
Spannung über
dem Zwischenkreiskondensator C2 schaltet nun das Schaltelement T1 über den
Widerstand R4 ein. Es beginnt wieder eine neue Phase ta. Die hochfrequente
Oszillation des Hochsetzstellers läuft selbstständig weiter.
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Zum
Start der Oszillation kann man zwei Fälle unterscheiden. Im ersten
Fall ist das Schwellwertelement T2 ausgeschaltet und am Zwischenkreiskondensator
C2 liegt eine ausreichende Spannung an. Dann wird das Schaltelement
T1 von der Spannung über
dem Zwischenkreiskondensator über
R4 eingeschaltet. Im zweiten Fall kann die Steuerschaltung über die
Signalleitung IS die Spannung am Knoten V6 kurzzeitig auf das Bezugspotential
GND setzen. Dadurch wird das Schaltelement T1 über den Widerstand R4 eingeschaltet.
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Der
zweite Fall kann auftreten, wenn beim erstmaligen Anlegen der Versorgungsspannung
AC die Kondensatoren C1 und C2 parallel auf das Potential V1 aufgeladen
werden. Das Potential V6 kann dann während einer Zeit, die deutlich
länger
ist als die Periodendauer des Hochsetzstellers, nicht unter die
Einschaltschwellenspannung des Schwellwertelementes T2 sinken. Das Schwellwertelement
T2 kann nicht ausgeschaltet werden, bis die Aufladung des Zwischenkreiskondensators
C2 auf den höchsten
Momentanwert der Versorgungsspannung abgeschlossen ist. In diesem
Zustand ist der Hochsetzsteller durch das Schwellwertelement T2
blockiert.
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Die
Steuerschaltung kann über
die Signalleitung SD den Betrieb des Hochsetzstellers jederzeit blockieren.
Dies kann beispielsweise beim Erreichen einer gewünschten
Spannung an dem Zwischenkreiskondensator C2 geschehen.
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Das
Schwellwertelement T2 hat in einer wie oben beschriebenen Schaltungsanordnung
mehrere Funktionen: Einmal ist es ein Schwellwertelement zur Detektion
von Signalen an dem Knoten V7; die zweite Funktion ist, das Schaltelement
T1 anzusteuern oder zu treiben. Weiter arbeitet das Schwellwertelement
auch als ein Inverter.
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Bei
der Schaltungsanordnung nach 1 ist der
sich ergebende maximale Strom durch die Speicherdrossel L von der
Toleranz der Schaltschwelle des Schwellwertelementes T2 abhängig.
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3 zeigt
ein Schaltdiagramm zu einer zweiten erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung, die
diesbezüglich
verbessert ist.
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Als
Schwellwertelement wird kein Transistor, sondern ein Komparator
AMP mit nachgeschalteter Treiberschaltung TS eingesetzt. Da der
Komparator AMP nicht alleine die Leistung zur Ansteuerung des Schaltelementes
T1 zur Verfügung
stellen kann, ist ihm die Treiberschaltung TS nachgeschaltet. Der Komparator
AMP erhält
eine separate Spannungsversorgung Vcc. Eine Diode D4 ist zwischen
den Knoten V6 und das positive Versorgungspotential Vcc geschaltet.
Man kann parallel zum Widerstand R2 einen Kondensator C3 schalten.
Dies beschleunigt das Ansteigen des Potentials am Knoten V7 bei einem
Ansteigen des Potentials am Knoten V6 zum Zeitpunkt t1, weil er
den Potentialsprung differentiell überträgt. Die Umladung von C3 erfolgt
deutlich schneller als das Ansteigen der Spannung an dem Knoten
V7 durch die Zu nahme des Stromes IL. Der Effekt ist in 2c bereits
berücksichtigt.
Der Kondensator C3 ist in 3 eingezeichnet.
Zwischen den Kondensator C3 und den Widerstand R3 ist ein Widerstand
R5 zur Versorgungsspannung Vcc geschaltet.
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Einem
Eingang des Komparators AMP wird eine Abschaltschwelle Vref zugeführt. Diese
entspricht dem Ausschaltkriterium für das Schaltelement T1. Sie
kann konstant festgesetzt, aber auch variabel gestaltet werden,
beispielsweise proportional zum Verlauf der Eingangsspannung AC.
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Der
Eingang des Komparators sollte nicht mit zu hohen Spannungen belastet
werden. Das Abschalten des Schaltelements T1 zum Zeitpunkt t2 verursacht
einen Spannungssprung am Knoten V7. Um diesen Sprung zu begrenzen
wird eine Diode V4 vom Knoten V6 zum positiven Versorgungspotential Vcc
des Komparators geschaltet. Dadurch wird die Spannung am Knoten
V6 auf ein Potential begrenzt, das um die Durchlassspannung der
Diode D4 höher ist
als das Versorgungspotential Vcc des Komparators.
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Um
die Störempfindlichkeit
des Komparators zu senken ist ein so genannter Pull-up-Widerstand R5
zwischen den Knoten V7 und die positive Versorgungspotential Vcc
geschaltet. Das Potential am Knoten V7 wird dadurch vom Bezugspotential
abgehoben. Dadurch wird zwar der Signalhub verringert, die Maßnahme kann
aber trotzdem vorteilhaft sein, weil das Signal-zu-Rausch-Verhältnis verbessert werden
kann.
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In
der Beschreibungseinleitung ist beschrieben, dass es wünschenswert
sein kann, die Parameter des Hochsetzstellers in Abhängigkeit
davon einzustellen, ob das elektronische Vorschaltgerät an einem
Phasenanschnittdimmer betrieben wird oder nicht. Zunächst wird
eine Schaltungsanordnung zur Erkennung, ob das Vorschaltgerät an einem
Phasenanschnittdimmer betrieben wird oder nicht, vorgestellt. Anschließend wird
beschrieben wie diese Schaltungsanordnung mit den Schaltungen aus
den 1 und 3 verknüpft werden kann.
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5 zeigt
eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung
zur Erkennung, ob das elektronische Vorschaltgerät direkt am Versorgungsnetz
oder an einem Phasenanschnittdimmer betrieben wird. Ein Kondensator
CD wird als differenzierendes Element an eine der Netzuleitungen
N oder L geschaltet. In Serie zu diesem Kondensator CD wird ein
Widerstand RD geschaltet, der den Kondensator CD mit dem Bezugspotential
GND verbindet. An den Knoten zwischen dem Kondensator CD und dem
Widerstand RD wird die Anode einer Diode DS geschaltet, deren Kathode
wird in Serie mit einem weiteren Kondensator CS ebenfalls an das
Bezugspotential GND geschaltet. Diese Schaltung stellt eine Spitzenwerterfassungsschaltung
der über
dem Widerstand RD auftretenden Spannung dar. An dem Knoten zwischen dem
Kondensator CS und der Diode DS ist über einen Widerstand RS die
Basis eines Transistors T angeschlossen. Der Emitter ist mit dem
Bezugspotential GND und der Kollektor TC mit Elementen des Hochsetzstellers
verbunden, welche den Ablauf des Hochsetzstellerbetriebes beeinflussen
können.
Weiter unten werden konkrete Verschaltungen angegeben.
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Wenn
das elektronische Vorschaltgerät
direkt an die Netzversorgung angeschlossen wird, treten keine wesentlichen
Sprünge
in der Versorgungsspannung auf. Die Bauteile der Schaltungsanordnung
in 5 sind so ausgelegt, dass der Spitzenwert der
Spannung über
RD über
die Diode DS in dem Kondensator CS gespeichert wird und die Spannung über dem
Kondensator CS den Transistor T nicht einschalten kann.
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Wenn
das elektronische Vorschaltgerät über einen
Phasenanschnittdimmer an das Versorgungsnetz angeschlossen wird,
zeigt die Versorgungsspannung deutliche Sprünge. In diesem Fall treten über dem
Widerstand RD hohe Spitzenwerte auf, so dass der Kondensator CS
im Vergleich zum Betrieb ohne Phasenanschnittdimmer auf deutlich
höhere Werte
aufgeladen wird. Die Spannung über
dem Kondensator CS kann nun über
den Widerstand RS den Transistor T in einen leitenden Zustand versetzen,
womit der kollektorseitige Ausgang des Transistors TC ungefähr auf das
Bezugspotential GND gelegt wird. Über den Ausgang TC des Transistors
T kann der Hochsetzsteller angesprochen werden, so dass die Abschaltstromschwelle
sinkt.
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In 1 wird
die Abschaltstromschwelle durch die Widerstände R2 und R3 bestimmt. Wird
ein Widerstand über
den Schalter T von dem Potential am Knoten V7 auf das Bezugspotential
GND geschaltet, so wird der resultierende Sollwert größer, wenn
der Schalter T eingeschaltet ist.
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In 3 wird
die Abschaltstromschwelle durch die Referenzspannung Vref bestimmt.
Die Spannung Vref kann durch eine Spannungsteilerschaltung aus Widerständen erzeugt
werden. Zu einem dieser Widerstände
kann ein Widerstand über den
Schalter T parallel geschaltet werden. Durch Ein- und Ausschalten
des Schalters T ändert
sich damit die Referenzspannung Vref.