DE102005002830A1

DE102005002830A1 - Verfahren und Anordnung zur Angleichung des DC-Offsets bei einer Sensoranordnung

Info

Publication number: DE102005002830A1
Application number: DE200510002830
Authority: DE
Inventors: Andreas Pfaff; Christian Rudel
Original assignee: Ebm Papst St Georgen GmbH and Co KG
Current assignee: Ebm Papst St Georgen GmbH and Co KG
Priority date: 2004-02-04
Filing date: 2005-01-20
Publication date: 2005-08-25

Abstract

Eine Sensoranordnung hat eine Vorrichtung zur Offset-Angleichung, welche wenigstens zwei Ausgänge (36, 38) aufweist, von denen jeder im Betrieb ein Ausgangssignal (Vsin, Vcos) abgibt. Im Zustand ohne Offset-Angleichung haben diese Ausgangssignale einen DC-Offset relativ zueinander. Die Vorrichtung ist zur Ausführung folgender Schritte ausgebildet:
a) Der Wertebereich der einzelnen Ausgangssignale (Vsin, Vcos) wird ermittelt;
b) aus diesen Wertebereichen wird für jedes Signal ein Offset-Kompensationswert berechnet;
c) mit diesem Offset-Kompensationswert wird das betreffende Signal kompensiert, wobei die Offset-Kompensationswerte so gewählt sind, dass sich für alle Signale ein im Wesentlichen übereinstimmender DC-Offset ergibt.

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Anordnung zur Angleichung des DC-Offsets bei einer Sensoranordnung.

Bei Sensoranordnungen, die Brückenschaltungen (Halbbrücken; Vollbrücken) enthalten, liefert im Betrieb mindestens ein Bauelement ein Ausgangssignal, das von einer zu messenden Größe abhängig ist, z.B. von der Helligkeit einer Lichtquelle, von der Richtung eines Magnetfelds, etc. Unter einer Brückenschaltung wird hierbei eine Halb- oder Vollbrücke verstanden. Eine derartige Sensoranordnung ist bekannt aus der WO 2004/001 341 A1 der Anmelderin. Diese zeigt eine Sensoranordnung mit zwei Halbbrücken, die analoge Signale liefern. Damit diese Signale einen optimalen Bereich für eine nachfolgende Digitalisierung haben, werden sie mit einem DC-Offset versehen, so dass sie z.B. im Bereich +0,3 bis +3,5 V liegen, vgl. die nachfolgende 7.

Bei Messungen mittels solcher Sensoranordnungen werden oft mehrere Ausgangssignale desselben Sensors weiterverarbeitet und in Relation zueinander ausgewertet. Diese erhalten dabei alle denselben DC-Offset, indem die Sensoranordnung an eine Versorgungsspannung angeschlossen wird, die einen solchen DC-Offset hat. Dadurch erhalten alle Ausgangssignale denselben DC-Offset.

Da aber die Signale zusätzlich auch untereinander einen DC-Offset haben können, können sich Schwierigkeiten ergeben, wenn man z.B. ein Sinussignal und ein Cosinussignal verwendet, um aus ihrer Kombination einen Drehwinkel zu berechnen, weil, in der Sprache der Mathematik, das eine Signal die Form haben kann X1 = a + sin twährend das andere Signal die Form hat X2 = b + cos t

Die Werte a und b bezeichnet man als DC-Offset, und man strebt bei manchen Anwendungen an, dass a = b sein soll, um optimale Messungen zu ermöglichen.

Es ist deshalb eine Aufgabe der Erfindung, ein neues Verfahren und eine neue Anordnung zur zur Angleichung des DC-Offsets bei einer Sensoranordnung bereit zu stellen.

Nach der Erfindung wird diese Aufgabe gelöst durch ein Verfahren nach Anspruch 1 und durch eine Sensoranordnung nach Anspruch 9.

Die Erfindung schlägt vor, die verschiedenen Ausgangssignale definiert zueinander auf ein vorgegebenes Spannungsniveau zu versetzen und für alle Signale einen im Wesentlichen übereinstimmenden DC-Offset zu erzeugen, damit eine optimale Auswertung der Ausgangssignale ermöglicht wird.

Eine vorteilhafte Ausgestaltung des Verfahrens sieht vor, dass das Offset-Signal einmal bestimmt wird, und danach ein dem Offset-Signal entsprechender Wert entweder fest eingestellt oder abgespeichert wird, wobei das Offset-Signal im letzteren Fall aus dem gespeicherten Wert generiert werden kann.

Eine weitere bevorzugte Ausgestaltung des Verfahrens sieht vor, dass das Offset-Signal so bestimmt wird, dass das Verstärker-Ausgangssignal der Verstärker für den Wertebereich von diesen nachgeschalteten Analog-Digital-Wandlern optimiert wird.

Weitere Einzelheiten, Vorteile, Besonderheiten und zweckmäßige Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den weiteren Unteransprüchen oder deren Unterkombinationen.

Nachfolgend wird die Erfindung anhand der Zeichnungen und Ausführungsbeispiele weiter erläutert, welche in keiner Weise als Einschränkung der Erfindung zu verstehen sind. Es zeigen
1 eine zweipolige Magnetscheibe 20, die im Betrieb in Richtung eines Pfeils 22 rotiert und über der ein Sensor 39 angeordnet ist, mit dem die Richtung phi eines von der Scheibe 20 im Sensor 39 erzeugten magnetischen Flusses M erfasst wird,
2 einen Schnitt, gesehen längs der Linie II-II der 1, welcher zeigt, dass der Sensor 39 im Abstand von der Scheibe 20 angeordnet ist,
3 eine schematische Darstellung zur Erläuterung der Wirkungsweise eines Elements eines solchen Sensors,
4 eine schematische Darstellung des inneren Aufbaus eines Elements eines solchen Sensors,
5 eine Darstellung von zwei Halbbrücken 40, 42 eines solchen Sensors einer bestimmten Bauart,
6 eine stark schematisierte Übersichtsdarstellung zur Erläuterung der Grundzüge der Erfindung,
7 eine schematische Darstellung zur Erläuterung der Spannungspegel,
8 ein schematisches Oszillogramm von zwei Messspannungen, die von einem GMR-Sensor geliefert werden, vor der Offset-Kompensation,
9 ein schematisches Oszillogramm von zwei Messspannungen, die von einem solchen Sensor geliefert werden, nach der Offset-Kompensation,
10 ein Schaltbild einer Anordnung gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung,
11 ein schematisches Schaltbild eines Filters, wie es bei der Anordnung nach 10 bevorzugt verwendet wird, und
12 ein Schaltbild einer nur mit Hardware ausgeführten Anordnung nach der Erfindung.
Die in den Figuren gleichen Bezugsziffern bezeichnen gleiche oder gleich wirkende Elemente.
1 zeigt eine zweipolige Magnetscheibe 20, welche im Betrieb in Richtung eines Pfeils 22 rotiert und über der ein Sensor 39 angeordnet ist. 2 zeigt einen gegenüber 1 vergrößerten Schnitt, gesehen längs der Linie II–II der 1. Man erkennt, wie der Sensor 39 in einem kleinen Abstand oberhalb der Magnetscheibe 20 angeordnet ist. Bei 25 ist eine magnetische Feldlinie angedeutet, und man sieht, dass der Sensor 39 in einem homogenen Magnetfeld angeordnet ist. Er dient dazu, die Richtung des Magnetfelds zu erfassen, und man bezeichnet ihn als GMR-Sensor (GMR = Giant Magneto Resistor). Alternativ kann man z.B. auch AMR-Sensoren verwenden.
Die 3 und 4 dienen zur Erläuterung eines GMR-Sensors.
Magnetfeldsensoren nach Art von Hallsensoren sind sehr gut geeignet für kontaktlose Messungen, also Positionserfassung, Abstands-, Geschwindigkeits- und Drehzahlmessungen, Messungen der Drehrichtung, sowie Messungen von Strömen und Leistungen. Hallsensoren erlauben auch noch unter schwierigen Bedingungen (Tau, Schmutz, extreme Temperaturen etc.) genaue Messungen. Jedoch haben sie gegenüber AMR- und GMR-Sensoren einen Nachteil: Da herkömmliche Hallsensoren auf die Stärke des Magnetfeldes reagieren, sind sie sehr empfindlich gegenüber Schwankungen des Abstands zwischen Sensor und Magnet. In manchen Fällen möchte man jedoch ein Signal erhalten, das zuverlässig nur von der Richtung, nicht aber von der Stärke eines Magnetfeldes abhängt.
Aus diesem Grunde wurden AMR- und GMR-Sensoren speziell für Positionsanwendungen entwickelt, weil sie nur die Richtung der Magnetfeldlinien, nicht aber die Intensität des magnetischen Flusses messen, was relativ große Messabstände bis zu 25 mm ermöglicht. Dies erleichtert die Montage dieser Sensoren und ihre Justierung, und macht die Massenproduktion kostengünstiger. Ein weiterer Vorteil ist die geringe Baugröße solcher Sensoren.
3 zeigt das Grundprinzip eines Elements 24 eines GMR-Sensors. Dieses Element 24 hat zwei weichferromagnetische Deckschichten 26, 28, in denen ein benachbarter Dauermagnet 30 einen Magnetfluss M mit einer Richtung φ (4) erzeugt, die von der augenblicklichen Drehstellung dieses Dauermagneten 30 abhängt.
Zwischen den Deckschichten 26, 28 befindet sich ein Schichtstapel 32 mit fester Magnetisierung. Wie aus 4 hervorgeht, alternieren im Schichtstapel 32 mehrere Schichten Co aus Kobalt und Cu aus Kupfer. Die Dicke der einzelnen Schichten ist äußerst gering und liegt im Bereich weniger Nanometer. Das nichtmagnetische Kupfer trennt die Eisen- und Kobaltschichten in der dargestellten Weise. Durch die sehr dünnen Trennschichten werden die Kobaltschichten zu einem künstlichen „Antiferromagneten" gekoppelt. Die hartferromagnetischen Kobaltschichten Co sind in der in 4 dargestellten Weise alternierend fest magnetisiert.
Wenn ein äußeres Magnetfeld vorhanden ist, z.B. in 3 das Magnetfeld des Dauermagneten 30, richtet sich der magnetische Fluss M in den Deckschichten 26, 28 (aus weichferromagnetischem Eisen) gemäß diesem äußeren Magnetfeld aus, wogegen die hartferromagnetischen Kobaltschichten Co ihre feste Magnetisierung beibehalten. Bei gleicher magnetischer Ausrichtung der weich- und hartferromagnetischen Schichten erreicht der Widerstand sein Minimum. Bei entgegengesetzter Ausrichtung erreicht der Widerstand sein Maximum. Dadurch ist der magnetoresistive Effekt unabhängig von der Stromrichtung durch dieses Element 24. Nur der Winkelunterschied der Magnetflüsse zwischen den weich- und hartferromagnetischen Schichten bestimmt seinen Gesamtwiderstand. Deshalb hängt dieser Widerstand allein von der Richtung φ des von außen zugeführten Magnetflusses M ab, und nicht von dessen Größe.
Um einen „Grundwiderstand" R₀ von z.B. 700 Ω zu erreichen, werden mäanderförmige Strompfade in das Schichtensystem geätzt. Mit einem Messinstrument 29 (3) kann man den Widerstandswert dieses Schichtensystems messen. Dabei ergibt sich der Grundwiderstand R₀, z.B. 700 Ω, und wenn der Magnet 30 gedreht wird, ändert sich R₀ um einen Betrag ΔR, was ebenfalls mit dem Instrument 29 gemessen werden kann.
Je nach der Richtung φ des magnetischen Flusses M in den Deckschichten 26, 28 erhält man einen Widerstand im Bereich (R₀ ± ΔR), also zwischen einem Maximum R₀ + ΔR und einem Minimum R₀ – ΔR.
5 zeigt den prinzipiellen Aufbau einer GMR_C6-Brücke 39, welche zwei Halbbrücken 40, 42 aufweist. Die Halbbrücke 40 enthält zwei Sensorelemente 41A, 41B, deren Verbindungspunkt mit 36 bezeichnet ist, und deren präferierte Flussrichtungen angegeben sind. Die Halbbrücke 42 enthält zwei Sensorelemente 43A, 43B, deren Verbindungspunkt mit 38 bezeichnet ist, und deren präferierte Flussrichtungen in der angegebenen Weise unter einem rechten Winkel zu denen der Sensorelemente 41A, 41B verlaufen. Deshalb bezeichnet man eine solche Anordnung als „gekreuzte Halbbrücken" 40, 42. Sofern sich die Richtung φ des Magnetflusses M gleichförmig ändert, weil sich in 3 der Magnet 30 mit einer konstanten Geschwindigkeit dreht, erhält man durch den dargestellten Aufbau am Anschluss 36 eine Spannung Vsin, die sinusförmig ist, und am Anschluss 38 eine Spannung Vcos, die cosinusförmig ist, wie in 8 für Spannungen 150, 152 dargestellt. Aus den Spannungen Vsin und Vcos ergibt sich eindeutig die Richtung φ des Magnetfeldes M.Befestigungselemente
Durch interne Toleranzen entsteht, wie in 8 dargestellt, zwischen dem Potenzial am Ausgang 36 und dem Potenzial am Ausgang 38 ein Potenzialunterschied (Vdiff), der beim Typ GMR_C6 lt. Datenblatt 8 mV betragen kann, wenn zwischen den Anschlüssen 44 bzw. 46 des Sensors 39 eine Betriebsspannung von 7 V angelegt wird.
Für eine weitere Auswertung sollten diese durch die Toleranzen hervorgerufehen Differenzen in den Ausgangssignalen ausgeglichen werden, damit Signale ohne eine solche Differenzspannung, wie in 9 dargestellt, der weiteren Auswertung zugrunde gelegt werden können.
GMR-Sensoren weisen zudem ein temperaturabhängiges Ausgangssignal auf. Mit zunehmender Temperatur sinkt der Gesamtwiderstand der Brückenschaltung, wodurch das Signal am Ausgang 36 und das Signal am Ausgang 38 sinkt. Deshalb wird in bevorzugter Weise mit zunehmender Temperatur die Spannung zwischen den Eingängen 44 und 46 erhöht, da man für einen vorgegebenen Winkel φ die Spannungen an den Ausgängen 36 bzw. 38 unabhängig von der Temperatur konstant halten will.
6 zeigt in vereinfachter und stark schematisierter Form grundlegende Überlegungen bei der vorliegenden Erfindung.
Durch den GMR-Sensor 39 (1, 2, 5) wird das Magnetfeld der sich drehenden Magnetscheibe 20 abgetastet, und es entsteht am Ausgang 36 des Sensors 39 eine sinusförmige Spannung Vsin, deren positives Maximum z.B. einem Winkel φ des äußeren Magnetfelds M von 90°, deren negatives Maximum einem Winkel φ von 270° und deren Wert Null einem Winkel φ von 0°, 180° oder 360° entspricht. Am Ausgang 38 stellt sich entsprechend eine cosinusförmige Spannung Vcos ein. Anhand der beiden Ausgangssignale lässt sich die Richtung des Magnetfelds bestimmen.
Durch die Toleranzen in der Herstellung der Sensorelemente haben die Ausgangssignale Vsin und Vcos eine Spannungsdifferenz Vdiff zueinander, d.h. wenn auf den Sensor 39 kein Magnetfeld einwirkt, haben die Ausgänge 36 und 38 ein etwas unterschiedliches Potenzial. Für eine korrekte Auswertung der Phasendifferenz der beiden Ausgangssignale sollte eine Kompensation dieses Offsets erfolgen.
Es erfolgt daher eine Koordinatentransformation in einen Spannungsbereich, der bei dem dargestellten Beispiel zwischen +0,3 V und +3,5 V liegt, wobei die Nulllinie, welche einem Winkel φ von 0°, 180° oder 360° entspricht, bei +1,9 V liegt. Der Spannungshub wird im Beispiel z.B. mit +0,3 V bis +3,5 V so eingestellt, dass zwei zur Auswertung nachgeschaltete A/D-Wandler 56, 56' optimal bezüglich ihrer Auflösung verwendet werden. Naturgemäß sind die angegebenen Zahlen nur beispielhafte Werte, welche das Verständnis der Erfindung erleichtern sollen, aber die Erfindung in keiner Weise beschränken.
Die Ausgangssignale Vsin und Vcos werden anschließend durch die A/D-Wandler 56, 56' digitalisiert, weshalb die Spannungen wegen des Auflösungsbereichs dieser A/D-Wandler 56, 56' wie in diesem Beispiel bevorzugt innerhalb des Bereichs 0,3V bis 3,5V liegen sollten, und werden dann weiter verarbeitet, z.B. wie dargestellt in einem DSP-Prozessor 58. In einem DSP-Prozessor 58 können ggf. zusätzliche Signalkorrekturen erfolgen, so dass man an seinem Ausgang 60 ein optimiertes Signal in digitalisierter Form bereit stellen kann, das in der Qualität dem Signal eines Resolvers entspricht und sehr genau die Richtung φ des Magnetfelds M am GMR-Sensor 39 wiedergibt.
7 zeigt nochmals vergrößert den optimalen Spannungshub VsinPP (peak-topeak voltage), der symmetrisch zu einem Offsetpotenzial Voffset liegt, zusammen mit den Potenzialen P80, P90, mit denen die Eingänge 44 und 46 des Sensors 39 beaufschlagt werden. Siehe hierzu auch 10.
Die Signale Vsin und Vcos haben aber durch fertigungsbedingte Toleranzen, die z.B. durch nicht identische Elemente des Sensors 39 verursacht sind, eine nicht ideale Form, wie in 8 gezeigt, d.h. Vsin und Vcos sind relativ zueinander um die Spannung Vdiff in der Höhe versetzt. Diese Versetzung kann dazu führen, dass der maximal auflösbare Signalbereich überschritten wird, was eine korrekte Auswertung unmöglich macht.
Die Erfindung greift hier ein, da sie die Werte der Ausgangssignale Vsin und Vcos zurück in einen vorgegebenen Bereich verschiebt. Optimal würde sich eine Situation gemäß 9 ergeben. Wenn sich die Magnetscheibe 20 mit konstanter Drehzahl dreht, entstehen an den Ausgängen 36, 38 des Sensors 39 zwei Spannungen Vsin, Vcos, die um 90° zueinander phasenversetzt sind. Sie sind symmetrisch mit gleichem Spannungshub VsinPP und VcosPP. Dabei werden VsinPP und VcosPP bevorzugt so eingestellt, dass der maximale Auflösungsbereich der A/D-Wandler 56, 56' ausgenutzt wird.
10 zeigt eine bevorzugte Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Sensoranordnung mit einer Schaltung zur Offsetangleichung. Zur Verdeutlichung ist neben dem Sensor 39 nochmals symbolisch die Magnetscheibe 20 dargestellt. Die eingetragenen Potenziale sind Messwerte, die bei einer Umgebungstemperatur von 25°C gemessen wurden.
Da auch die Betriebstemperatur einen Einfluss auf den Sensor 39 hat, ist zum Speisen des ersten Eingangs 44 des Sensors 39 eine erste Anordnung 68 vorgesehen. Diese hat einen Spannungsteiler mit zwei Festwiderständen 70, 72 und einem PTC-Widerstand 74, der bei 25°C einen Widerstand von 2 kΩ hat.
Damit der Spannungsteiler nicht belastet wird, wird dieses Potenzial dem nicht invertierenden Eingang eines Impedanzwandlers 78 zugeführt. Wie man ohne weiteres erkennt, steigt das Potenzial P76 an, wenn die Temperatur zunimmt, weil der Widerstandswert des PTC-Widerstands 74 mit der Temperatur zunimmt, bevorzugt linear. Dadurch wird eine Temperaturkompensation erreicht.
Bei 25°C sollte am Sensor 39 eine Betriebsspannung von 2,2 V liegen, d.h. das Potenzial am zweiten Eingang 46 muss bei 25°C einen Wert von 3,0 – 2,2 = 0,8 V haben.
Hierzu ist eine zweite Anordnung 86 vorgesehen. Diese enthält einen als Differenzverstärker arbeitenden Operationsverstärker 88, dessen Ausgang 90 mit dem zweiten Eingang 46 des Sensors 39 verbunden ist.
Wie in 7 dargestellt, liegt die Betriebsspannung von 2,2 V symmetrisch zu einer Offsetspannung von 1,9 V. Letztere berechnet sich wie folgt: UOffset = ((P80 – P90)/2) + P90 (1)
Bei 25°C gilt UOffset = ((3,0 – 0,8)/2) + 0,8 = 1,9 V (2)
Die Ausgangssignale an den beiden Ausgängen 36, 38 haben bei dem Sensortyp GMR_C6, der bei 25°C mit einer Betriebsspannung von 2,2 V betrieben wird, einen Signalhub (peak to peak voltage) von ca. 50 mV. Zweckmäßig für die nachfolgende Verarbeitung ist ein Signalhub von ca. 3 V, d.h. man benötigt eine Verstärkung um den Faktor 60. Zur Verstärkung und Potenzialverschiebung dienen zwei Operationsverstärker 120, 122.
Über einen Widerstand 128 wird dem invertierenden Eingang 130 des Verstärkers 120 das Signal vom Ausgang 36 zugeführt. Über einen Widerstand 132 ist der Eingang 130 mit dem Ausgang 134 verbunden, an den der A/D-Wandler 56 angeschlossen ist.
Ebenso wird über einen Widerstand 138 das Signal vom Ausgang 38 dem invertierenden Eingang 140 des OPV 122 zugeführt. Über einen Widerstand 142 ist der Eingang 140 mit dem Ausgang 144 verbunden, an den der A/D-Wandler 56' angeschlossen ist.
Das Verhältnis der Widerstände 132 (120 kΩ) zu 128 (2 kΩ) bzw. 142 (120 kΩ) zu 138 (2 kΩ) bestimmt den Verstärkungsfaktor V, wie folgt V 120 = R132/R128 = 120/2 = 60 (3) V 122 = R142/R138 = 120/2 = 60 (4)
Die Ausgangssignale des Sensors 39 an den Ausgängen 36 und 38 haben z.B., wenn sie einen sinusförmigen Verlauf haben, jeweils einen Signalhub von 50 mV, der idealerweise symmetrisch zur Offsetspannung von 1,9 V liegt. Dadurch ist es möglich, den Wechselanteil dieser beiden Signale zu verstärken.
Die Spannung an den Ausgängen der Operationsverstärker 120, 122 soll so eingestellt werden, dass diese Spannung innerhalb des für die Digitalisierung günstigen Bereichs von 0,3 bis 3,5 V liegt, so dass eine sichere Signalverarbeitung möglich und in beiden Richtung ein kleiner Sicherheitsabstand vorhanden ist.
Bei der Verstärkung der Ausgangssignale tritt jedoch das Problem auf, dass durch die fertigungsbedingten Schwankungen interne Offsets auftreten, die individuell berücksichtigt werden müssen. Es reicht daher nicht, die Mitte der Signale zu nehmen um einen Offset für beide Ausgangssignale zu bekommen. Tritt nur ein Versatz von 2 mV in den Spannungshüben auf, beispielsweise bei einem DC-Offset von 1,898 V für das Sinus-Ausgangssignal Vsin und 1,900 V für das Cosinus-Ausgangssignal Vcos, so führt dies bei einer Verstärkung um den Faktor 60 an den Operationsverstärkern 120, 122 zu einer Potentialdifferenz von Vdiff = 2 mV·60 = 0,12 V (5)
Die Ausgangssignale Vsin, Vcos der Ausgänge 36 und 38 des Sensors 39 werden jeweils dem ersten Eingang 130 und 140 des zugeordneten Operationsverstärkers 120, 122 zugeführt. An den anderen Eingang 124 bzw. 126 des Operationsverstärkers 120, 122 wird bei der Anordnung nach 10 jeweils ein eigens generiertes Offset-Signal 200, 202 angelegt.
Es ist daher ein Offsetabgleich für den Operationsverstärker (OPV) 120 vorgesehen, ebenso einer für den OPV 122. Dabei werden an zwei PWM-Ausgängen 581, 582 des zur Auswertung der Ausgangssignale vorgesehenen DSP-Prozessors 58 zwei Signale generiert, die durch das zugeordnete Filter 210 bzw. 212 geglättet und pegelverschoben werden. Die Offset-Signale werden durch den DSP-Prozessor 58 berechnet, der so neben der Auswertung der zu messenden Größe φ auch als Auswerteeinrichtung arbeitet.
Dabei kann die Berechnung der Offset-Signale so erfolgen, dass diese bezüglich der Signalhübe VsinPP, VcosPP des zugehörigen Ausgangssignals Vsin, Vcos und dessen Lage relativ zu einem vorgebenden Offsetpotenzial Voff ermittelt werden. Es ist aber auch ganz unabhängig von einem vorgegebenen Offsetpotenzial möglich, relativ zu dem Signalhub VcosPP und dem Signal Vcos die Offset-Signale zu berechnen.
Das DC-Offset-Signal wird im Beispiel so berechnet, dass die Unterschiede der Signalhübe VsinPP, VcosPP ausgeglichen werden und die Spannungsdifferenz Vdiff ausgeglichen wird.
Beispielsweise ergibt sich eine Berechnung der Offset-Signale wie folgt:
Also beispielsweise bei gemessenem Sinus-Minimum von 0,53 V und gemessenem Sinus-Maximum von 3,18 V:
Entsprechend bei gemessenem Cosinus-Minimum von 0,57 V und gemessenem Cosinus-Maximum von 3,15 V:
Diese beiden Offset-Signale werden an den positiven Eingängen 124 und 126 der Operationsverstärker 120, 122 eingespeist.
Da das DC-Offset-Signal jeweils nur um wenige mV schwankt, wird das Pegelniveau des im Beispiel verwendeten 8-Bit breiten PWM-Ausgangs 581 bzw. 582 angepasst durch einen nachgeschalteten Filter 210 bzw. 212. Die möglichen 256 Schritte (entsprechend 8 Bit) sollen im Bereich um 1,9 V herum liegen und um diese Spannung herum eine Einstellung ermöglichen. Ausreichend ist ein Bereich von +/– 0,2 V um 1,9 V, also ein Bereich von 1,7 V bis 2,1 V. Daraus ergibt sich ein maximales Δ von 0,4 V. Eine Auflösung der 0,4 V in 256 Schritte ergibt eine Schrittweite von 1,5 mV.
Zur Bestimmung der Offset-Signale 200 und 202 am Ausgang der Filter 210, 212 werden die noch zueinander (und ggf. auch zum Offsetpotenzial 1,9V) verschobenen Signale Vsin und Vcos mit einer geringeren Auflösung, also nicht auf den ganzen Signalbereich des A/D-Wandlers vergrößert, durch die A/D-Wandler 56 und 56' digitalisiert und dem DSP-Prozessor 58 zugeführt. Dieser berechnet die Lage der Signalhübe VsinPP und VcosPP, also der möglichen Werte zwischen den Maxima/Minima der Spannungen Vsin und Vcos. Dann wird das optimale Offset-Signal 200 und 202 zu jedem Ausgangssignal Vsin und Vcos dem Operationsverstärker 120 bzw. 122 zugeführt. Nun ist eine Auswertung der zu messenden Größe φ durch den DSP-Prozessor 58 aus den so angepassten Ausgangssignalen möglich. Zugleich sind die Signalhübe für die verwendeten A/D-Wandler 56 und 56' optimiert.
Eines der zur Umsetzung der vom DSP 58 erzeugten PWM-Signale verwendeten Filter 210, 212 ist in 11 dargestellt. Auf seinen Eingang 251 folgt ein Tiefpass 220 zweiter Ordnung mit drei Widerständen 221 bis 223 mit Werten R₂₂₁ bis R₂₂₃ sowie zwei Kondensatoren 224 und 225. Am Ausgang des Tiefpasses liegt eine geglättete analoge Gleichspannung von 0 bis 3,5 V, die einem Tastverhältnis von 0 % bis 100 des PWM-Ausgangssignals des DSP 58 entspricht.
Zur Entkopplung folgt ein Impedanzwandler 230, der durch einen OPV 231 gebildet ist. Nach dem Impedanzwandler 230 ist ein invertierender Differenzverstärker 240 vorgesehen, der der Pegelumsetzung dient. Über die Widerstände 245 und 246 mit den Werten R₂₄₅ und R₂₄₆ wird dabei eine Spannung von 1,875 V am positiven Eingang des Operationsverstärkers 243 eingestellt. Es ergibt sich für die Ausgangsspannung am Ausgang 252, wobei Eingang_p = positiver Eingang und Eingang_n = negativer Eingang des OPV 243: UA = Eingang_p (1 + R242/R241) – Eingang_n (R242/R241), (9)also UA = Eingang_p (1 + (11 kΩ/100 kΩ)) – Eingang_n (11 kΩ/100 kΩ) (10)
wobei für ein Tastverhältnis von 0 % gilt: Eingang_n (11 kΩ/100 kΩ) = 0 (12)
Daraus ergibt sich der Maximalwert für das Offset-Signal zu 2,08 V bei einem Tastverhältnis von 0 %. Am A/D-Wandler entsprechen 0 bis 3,5 V Werten von 0 bis 32767 digital.
Bei einem Tastverhältnis von 100 % ergibt sich für das Offset-Signal:
Beim PWM-Register des DSP 58, das 8 Bit breit ist, sind Werte zwischen 0 und 256 möglich.
Ein digitaler Wert für einen beispielhaften DC-Offset von 1,915 V ergibt sich zu:
Die Berechnung durch den DSP 58 ergibt: (19484 – 17928)·0,0706 = 109 (16) was dem Wert entspricht, der direkt im DSP dem PWM-Register zur Signalgenerierung übergeben wird. 0,0706 entspricht dabei dem Faktor zur Umrechnung auf den Werte-Bereich von 0 bis 256. 109/256·100 % = 42,57 % Tastverhältnis (17)was wiederum in einem Bereich von 0 bis 3,5 V folgendem Wert entspricht: 0,4257·3,5 V = 1,49 V (18)
Daraus ergibt sich: UA = 2,08 V – 1,49 V (11 kΩ/100 kΩ) = 1.916 V (19)
Dabei entsteht maximal ein Rundungsfehler von 1 mV bei einer oben dargestellten Stepweite von 1,5 mV.
Diese Ermittlung der PWM-Tastverhältnisse und damit der Offset-Signale kann bei jeder Initialisierung der Sensoranordnung vorgenommen werden. Es ist aber auch möglich, das System noch ohne die eingebaute Magnetscheibe 20 zu vermessen, und die dann gewonnenen Werte im DSP permanent abzuspeichern und bei jeder Initialisierung des Systems diese abgespeicherten Werte für die Generierung der Offset-Signale zu verwenden.
Bevorzugte Liste der Bauelemente in Fig 11
12 zeigt eine Lösung analog 10, aber ohne den DSP 58. Die Teile 68 und 86 links vom Sensor 39 sind mit 10 identisch und deshalb in 12 nicht dargestellt. Gleiche oder gleich wirkende Bauteile wie in 10 sind mit denselben Bezugszeichen bezeichnet wie dort und werden gewöhnlich nicht nochmals beschrieben.
Ebenso wie in 10 ist der Sensor 39 an die Ausgänge 80, 90 der Anordnungen 68 bzw. 86 angeschlossen, so dass an ihm die temperaturabhängige Differenz zwischen den Potenzialen P80 und P90 liegt, welche Differenz seine Betriebsspannung darstellt.
An die Leitungen 80, 90 sind auch zwei Spannungsteiler angeschlossen. Das ist einmal ein Spannungsteiler aus zwei gleich großen Widerständen 270, 272, deren Verbindungspunkt mit dem Anschluss 124 des Operationsverstärkers 120 verbunden ist. Parallel zum Widerstand 272 ist ein einstellbarer Widerstand 274 angeordnet.
Der Widerstand 274 ist bevorzugt ein sogenannter programmierbarer Widerstand mit einem EEPROM, das im Verlauf der Produktion auf den erforderlichen Wert programmiert wird, um dem Eingang 124 des Operationsverstärkers 120 das erforderliche DC-Offsetsignal zuzuführen, das gemäß den Gleichungen (6) und (7) berechnet wird.
Der zweite Spannungsteiler hat zwei gleich große Widerstände 278, 280, deren Verbindungspunkt mit dem Anschluss 126 des Operationsverstärkers 122 verbunden ist. Parallel zum Widerstand 280 ist ein einstellbarer Widerstand 282 angeordnet, bevorzugt ebenfalls ein programmierbarer Widerstand analog dem Widerstand 274.
Der Widerstand 282 wird bei der Fertigung auf einen Wert programmiert, der erforderlich ist, um dem Eingang 126 ein DC-Offsetsignal zuzuführen, das gemäß den Gleichungen (6) und (8) berechnet ist. Auf die Erläuterungen zu den Gleichungen (6) bis (8) wird verwiesen.
Die Lösung nach 12 stellt eine sogenannte Hardwarelösung dar. Gegenüber 10 hat sie den Vorteil, keine Softwareelemente zu enthalten, die an denjenigen Stellen vermieden werden sollten, die für die Sicherheit eines Fahrzeugs kritisch sind. Die erhöhte Sicherheit wird jedoch erkauft durch eine im Vergleich zu 10 etwas reduzierte Genauigkeit, da bei 12 die Einstellung der Widerstände 274, 282 nur für eine vorgegebene Umgebungstemperatur exakt möglich ist, z.B. für 25°C, so dass bei hohen und tiefen Temperaturen kleine Abweichungen auftreten können.
Naturgemäß sind im Rahmen der vorliegenden Erfindung vielfache Abwandlungen und Modifikationen möglich.

Claims

Verfahren zur Offsetangleichung einer Sensoranordnung (39), welche wenigstens zwei Ausgänge (36, 38) aufweist, von denen jeder im Betrieb ein Ausgangssignal (Vsin, Vcos) abgibt, welche Ausgangssignale im Zustand ohne Offset-Angleichung einen DC-Offset relativ zueinander aufweisen, mit folgenden Schritten: a) Der Wertebereich der einzelnen Ausgangssignale (Vsin, Vcos) wird ermittelt; b) aus diesen Wertebereichen wird für jedes Signal ein Offset-Kompensationswert berechnet; c) mit diesem Offset-Kompensationswert wird das betreffende Signal kompensiert, wobei die Offset-Kompensationswerte so gewählt sind, dass sich für alle Signale ein im Wesentlichen übereinstimmender DC-Offset ergibt.
Verfahren nach Anspruch 1, bei welchem als Offset-Kompensationswert ein digitaler Wert erzeugt wird.
Verfahren nach Anspruch 2, bei welchem der digitale Wert in ein PWM-Signal umgesetzt wird, welches anschließend durch ein Filter in eine Gleichspannung umgesetzt wird, die als Offset-Kompensationswert dient.
Verfahren nach Anspruch 3, bei welchem der digitale Wert so umgesetzt wird, dass der Bereich des Tastverhältnisses des PWM-Signals etwa die maximale Schwankungsbreite des Offset-Kompensationswerts abdeckt.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei welchem das PWM-Signal einem Filter zweiter Ordnung zugeführt wird, um es dort in ein Gleichspannungsignal zur Offset-Kompensation umzusetzen.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei welchem jedes Ausgangssignal (Vsin, Vcos) einem Eingang (130; 140) eines zugeordneten Operationsverstärkers (120; 122) zugeführt wird, und dem anderen Eingang (124; 126) des zugeordneten Operationsverstärkers (120; 122) der Offset-Kompensationswert (200, 202) für dieses Ausgangssignal zugeführt wird.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei welchem der jeweilige Offset-Kompensationswert (200, 202) bestimmt und ein ihm entsprechender Speicherwert abgespeichert wird, und das Offset-Signal im Betrieb aus diesem Speicher-Wert generiert wird.
Verfahren nach Anspruch 7, bei welchem der Offset-Kompensationswert (200, 202) so bestimmt wird, dass das Verstärker-Ausgangssignal (134, 144) eines zugeordneten Operationsverstärkers (120; 122) für den Wertebereich eines Analog-Digital-Wandlers (56, 56') optimiert wird, welcher diesem Operationsverstärker nachgeschaltet ist.
Sensoranordnung mit einer Vorrichtung zur Offset-Angleichung, welche wenigstens zwei Ausgänge (36, 38) aufweist, von denen jeder im Betrieb ein Ausgangssignal (Vsin, Vcos) abgibt, welche Ausgangssignale im Zustand ohne Offset-Angleichung einen DC-Offset relativ zueinander aufweisen, welche Vorrichtung zur Ausführung folgender Schritte ausgebildet ist: a) Der Wertebereich der einzelnen Ausgangssignale (Vsin, Vcos) wird ermittelt; b) aus diesen Wertebereichen wird für jedes Signal ein Offset-Kompensationswert berechnet; c) mit diesem Offset-Kompensationswert wird das betreffende Signal kompensiert, wobei die Offset-Kompensationswerte so gewählt sind, dass sich für alle Signale ein im Wesentlichen übereinstimmender DC-Offset ergibt.
Sensoranordnung nach Anspruch 9, bei welcher der Offset-Kompensationswert ein digitaler Wert ist.
Sensoranordnung nach Anspruch 10, bei welcher eine Anordnung zur Umsetzung des digitalen Wertes in ein PWM-Signal vorgesehen ist, und bei welcher zur Umsetzung des PWM-Signals in eine Gleichspannung ein Filter vorgesehen ist, wobei diese Gleichspannung als Offset-Kompensationswert dient.
Sensoranordnung nach Anspruch 11, bei welcher die Anordnung zur Umsetzung des digitalen Werts so ausgebildet ist, dass der Bereich des Tastverhältnisses des PWM-Signals etwa die maximale Schwankungsbreite des Offset-Kompensationswertes abdeckt.
Sensoranordnung nach einem der Ansprüche 9 bis 12, bei welcher ein Filter zweiter Ordnung vorgesehen ist, dem das PWM-Signal zuführbar ist, um es in ein Gleichspannungssignal zur Offset-Kompensation umzusetzen.
Sensoranordnung nach einem der Ansprüche 9 bis 13, bei welcher jedem Ausgangssignal (Vsin, Vcos) ein Operationsverstärker zugeordnet ist, und das betreffende Ausgangssignal einem Eingang (120; 122) des zugeordneten Operationsverstärkers (120; 122) zuführbar ist, und dem anderen Eingang (124; 126) des zugeordneten Operationsverstärkers (120; 122) der Offset-Kompensationswert (200, 202) für dieses Ausgangssignal zuführbar ist.
Sensoranordnung nach einem der Ansprüche 9 bis 14, bei welcher der jeweilige Offset-Kompensationswert (200, 202) bestimmt und ein ihm entsprechender Speicherwert abgespeichert wird, und das Offset-Signal im Betrieb aus diesem gespeicherten Wert generiert wird.
Sensoranordnung nach Anspruch 15, bei welcher der Offset-Kompensationswert (200, 202) so festgelegt ist, dass das Verstärker-Ausgangssignal (134, 144) eines zugeordneten Operationsverstärkers (120, 122) für den Wertebereich eines Analog-Digital-Wandlers (56, 56') optimiert ist, welcher diesem Operationsverstärker nachgeschaltet ist.