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Die Erfindung betrifft eine Gruppenantenne von geringer Gesamtdicke, bestehend aus einem plattenförmigen ersten elektrisch leitfähigen oder leitfähig beschichteten Körper mit zwei an entgegengesetzten Außenseiten befindlichen Großflächen und mit einer regelmäßigen Anordnung von ersten Durchbrüchen durch die Großflächen, und aus einem zweiten elektrisch leitfähigen oder elektrisch leitfähig beschichteten Körper mit zueinander planparallel an entgegengesetzten Außenseiten befindlichen Großflächen, wobei die erste der beiden Großflächen des zweiten Körpers mit der dem zweiten Körper zugewandten zweiten Großfläche des ersten Körpers verbunden ist, gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
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Seit langem eingeführte Anwendungen von Richtantennen im Mikro-und Millimeterwellenbereich sind einerseits militärische und zivile Radargeräte sowie andererseits Sende-/Empfangseinheiten von Richtfunkstrecken. Die zunehmende Verbreitung kommerzieller Anwendungen von Radarsensoren wie im Millimeterwellen-Abstandswarnradar für Kraftfahrzeuge und von Millimeterwellen-Sende-/Empfangseinheiten zur breitbandigen Informationsübertragung, insbesondere bei Punkt-zu-Multipunkt-Funknetzwerken ergibt neben der Forderung nach weiter verbesserten Antennenwirkungsgraden auch die Notwendigkeit, kostengünstig in sehr großen Stückzahlen fertigbare Konstruktionsprinzipien zu verwenden. Darüber hinaus erfordern die Einsatzbedingungen oft eine möglichst kompakte, raumsparende Lösung. Da die maximal erzielbare Richtschärfe einer Antenne durch die verfügbare strahlende Fläche begrenzt ist, ergibt sich daraus meist die Forderung nach möglichst flacher Bauweise der Antenne. Auch ästhetische Gesichtspunkte wie die unauffällige Anbringung an Gebäuden spielen speziell bei Punkt-zu-Multipunkt-Funknetzwerken eine wichtige Rolle für die Marktakzeptanz.
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Es ist bekannt, zur Erzielung einer gerichteten Abstrahlung im Mikro-und Millimeterwellenbereich anstelle von Reflektor- oder Hornantennen, welche alle eine gewisse, nicht zu unterschreitende Ausdehnung in Abstrahlrichtung aufweisen, ebene oder an den Oberflächenverlauf eines Fahr-oder Flugzeuges angepasste Gruppenantennen zu verwenden. Diese verwenden eine Vielzahl von Einzelstrahlern in meist regelmäßiger zweidimensionaler Anordnung, welche durch eine geeignet gewählte Anregung mit jeweils einem kleinen, nach Amplitude und Phase genau bestimmten Anteil der am Speisepunkt der Antenne eingekoppelten Sendeleistung im Fernfeld durch konstruktive beziehungsweise destruktive Überlagerung der Einzelbeiträge die gewünschte Richtcharakteristik erzeugt. In der Radartechnik wird dieses Prinzip gleichzeitig zur Erzeugung einer großen resultierenden Sendeleistung durch Ausstattung eines jeden Einzelstrahlers mit einem individuellen Sendeverstärker ausgenutzt. Für den Empfang benötigt man dann ebenfalls eine der Elementzahl entsprechende Zahl rauscharmer Empfangsverstärker, deren Ausgangssignale gegebenenfalls nach Frequenzumsetzung amplituden- und phasenrichtig zusammengesetzt werden, um wiederum eine vorbestimmte richtungsabhängige Empfindlichkeit des Radarempfängers zu erzielen. Für die eingangs erwähnten Anwendungen ist dieses Prinzip der aktiven phasengesteuerten Antenne insbesondere im Millimeterwellenbereich meist zu teuer. Hier kommen als kostengünstige Alternative zu Reflektor- und Hornantennen flache Gruppenantennen mit einem reziproken Multitor-Netzwerk in Frage, welches eine starr vorgegebene Verteilung der Einzelstrahler-Erregungen vorgibt und so identische Sende- und Empfangscharakteristiken aufweist. Diese Netzwerke sind meist als binärer Teilerbaum mit einer zweidimensionalen Abfolge von Zweiwege-Leistungsteilern realisiert.
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Wichtige Kennwerte einer Richtantenne sind neben der Richtschärfe, d. h. räumlichen Selektionsfähigkeit, die Unterdrückung von unerwünschter Abstrahlung in abseits der Hauptkeule liegenden Richtungen (Nebenzipfeldämpfung), die Polarisationsart- und Reinheit sowie Antennengewinn und der Antennenwirkungsgrad. Der sogenannte Antennengewinn ist das Verhältnis der in großem Anstand in Hauptabstrahlrichtung der Antenne erzeugten Leistungsdichte der Richtantenne und derjenigen, die durch einen idealen Kugelstrahler bei gleicher Eingangsleistung der Antenne resultieren würde. Bei einer verlustlosen Antenne würde die gesamte eingespeiste Sendeleistung abgestrahlt und man erhielte den nur durch die Feldverteilung auf der Antennenoberfläche gegebenen idealen Gewinn. Bei realen Antennen geht ein Teil der eingespeisten Sendeleistung verloren, indem er durch unvollkommene Anpassung der Antenne an den Generator-Innenwiderstand reflektiert wird oder durch in der Antennenstruktur auftretende dielektrische und Leitungsverluste absorbiert wird. Der Antennenwirkungsgrad ist das Verhältnis der in Hauptabstrahlrichtung tatsächlich erzeugten Leistungsdichte zu derjenigen, welche bei sonst unveränderter Feldverteilung auf der Antennenoberfläche ohne Verluste auftreten würde. Er wird in der Regel durch Vergleich von Messwerten mit theoretischen Berechnungen bestimmt. Eine wichtige Randbedingung ist, dass im Falle von Einzelstrahlerelementen ohne ausgeprägtes eigenes Richtverhalten ein seitlicher Abstand von etwa einer halben Freiraum-Wellenlänge nicht wesentlich überschritten werden darf. Ansonsten entstehen in nahe der tangential zur Antennenoberfläche liegenden Raumrichtungen Nebenmaxima, wodurch eine unzureichende Nebenzipfelunterdrückung resultiert.
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Verschiedene Arten von Gruppenantennen unterscheiden sich in erster Linie in der nutzbaren Betriebsfrequenzbandbreite sowie in der Fähigkeit, bei hohen Frequenzen, insbesondere im Millimeterwellengebiet hohe Antennenwirkungsgrade zu erzielen. Die im Mikrowellenbereich weit verbreiteten Gruppenantennen mit auf dielektrischen Schaltungsträgern, zum Beispiel fotolithografisch erzeugten, flachen Strahlerelementen (zum Beispiel Microstrip-Patch Antennen) und insbesondere solche mit auf dem dielektrischen Substrat integrierten Streifenleitungs-Leistungsteilern werden im Millimeterwellenbereich infolge der zunehmenden Dämpfung der resonanten Strahler-Elemente und durch Leitungsverluste für hohe Antennengewinne unbrauchbar. Dem kann teilweise dadurch entgegengewirkt werden, dass das Leistungsteilernetzwerk aus Hohlleiterelementen aufgebaut wird, an welche die Strahler-Elemente beispielsweise durch Schlitze in der Hohlleiterwand angekoppelt werden. Jedoch sind die Verluste solcher Antennen für viele Anwendungen immer noch zu hoch beziehungsweise verursachen durch die Notwendigkeit zur Erzeugung höherer Sendeleistung und den Einsatz besonders rauscharmer Empfängerschaltungen vermeidbare Zusatzkosten.
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Ein Weg zur starken Verminderung der Gesamtverluste einer Gruppenantenne ist der Verzicht auf dielektrische, verlustbehaftete Bauteile. Aus militärischen Anwendungen sind flache Schlitzgruppenantennen bekannt, bei denen Schlitzstrahler im gegenseitigen Abstand von etwa einer halben Freiraumwellenlänge eingesetzt werden, die gruppenweise aus Hohlleiterresonatoren gespeist werden. Beispielsweise beschreibt die
DE 3689015 T2 eine verbesserte Anordnung zum Betrieb solcher Antennen über vergrößerte Frequenzbandbreiten (siehe die dortige
1) mittels Speisung der genannten Hohlleiterresonatoren von beiden Enden her, indem in einer gegenüber dem herkömmlichen Aufbau zusätzlich eingefügten Ebene ein weiterer, in seiner Mitte erregter Hohlleiter das Sendesignal gleichförmig aufteilt und an die Enden des jeweiligen Hohlleiterresonators transportiert. Damit wird die Hohlleiterlänge, über welche sich die Betriebsbandbreite begrenzende Phasenfehler des den jeweiligen Schlitz anregenden Signals aufbauen, halbiert. Als Nachteil im Sinne der oben angeführten Kriterien ist zu sehen, dass zu diesem Zweck zu den ohnehin schon im herkömmlichen Aufbau notwendigen mindestens drei Hohlleiterebenen eine vierte hinzukommt, das heißt die Bautiefe der Antenne weiter ansteigt. Eine noch weitergehende Steigerung der Betriebsbandbreite ist zwar theoretisch denkbar, indem das gleiche Prinzip in beiden zur Abstrahlrichtung der Antenne senkrechten orthogonalen Richtungen, das heißt auch auf die orthogonal zu den Hohlleiterresonatoren der ersten Ebene angeordneten zweiten Hohlleiterresonatoren angewandt wird. Die damit nochmal ansteigende Bautiefe und die Komplexität des resultierenden Fertigungsprozesses sind jedoch von großem Nachteil. Prinzipiell kann man solche Strukturen mit ausreichender Genauigkeit aus preisgünstigen metallisierten Kunststoffteilen aufbauen. Die in oben genannten Kommunikationsanwendungen geforderte Nutzbandbreite von mehr als 10% kann jedoch mit den in DE 3689015 T2 offenbarten Verbesserungen nicht erreicht werden. Ein ausreichend breitbandiger binärer Teilerbaum aus Hohlleitern, welcher die einzelnen Strahler der Gruppenantenne speist, ist wegen des geringen Elementabstandes von einer halben Freiraumwellenlänge nicht einlagig realisierbar. In der
EP 0793866 (A1) ”Planar Antenna Design” wird vorgeschlagen, als Strahlerelemente kleine Hornantennen zu verwenden, welche so dimensioniert sind, dass sie in Raumrichtungen, in denen bei isotroper Einzelstrahlercharakteristik Nebenzipfel resultieren würden, bereits eine reduzierte Abstrahlung besitzen. Die Speisepunkte dieser Hornantennen liegen seitlich genügend weit auseinander, um nunmehr ein einlagiges Hohlleiterteilernetzwerk verwenden zu können. Die Bauweise ist für den Einsatz von metallisierten Kunststoffspritzgussteilen geeignet, hat aber noch folgende Nachteile: die hornartigen Einzelstrahler benötigen eine gewisse Mindestlänge, wodurch eine noch recht große Gesamtdicke der Antenne von etwa 3 bis 4 Freiraumwellenlängen resultiert; die Bautiefe und engen Speiseöffnungen der Hornstrahler erschweren und verteuern den Metallisierungsprozess; die zur Vermeidung von ”Einfallstellen” (schrumpfungsbedingten Formabweichungen) erforderliche Ausbildung der Hörner mit etwa konstanter Wandstärke macht die Ausbildung einer ebenen Rückfläche unmöglich, weshalb zur Realisierung eines einlagigen Leistungsteilernetzwerkes mit geschlossenem Hohlleiterquerschnitt noch zwei weitere Kunstoffspritzgußteile notwendig sind. Einen anderen Weg geht der in der
WO 01/48857 A2 offenbarte Lösungsansatz für ein Hohlleiternetzwerk zur Speisung einer zweidimensionalen ebenen Gruppenantenne. Das Ziel, in beiden zur Abstrahlrichtung der Gruppenantenne orthogonalen Richtungen einen genügend geringen Abstand zwischen benachbarten, nur geringe eigene Richtwirkung aufweisenden Elementarstrahlern zu erreichen (um so unerwünschte Nebenzipfel des Richtdiagrammes zu vermeiden), wird hier trotz der Verwendung eines auf der Hohlleitertechnik beruhenden vollständigen binären Teilerbaumes erreicht, indem alle Hohlleiterverläufe in einer der beiden orthogonalen Richtungen in einer Ebene, alle Hohlleiterverläufe in der anderen orthogonalen Richtung in einer zweiten Ebene parallel zur abstrahlenden Antennenfläche hinter derselben angeordnet werden. Durch die Kombination von Zweiwege-Leistungsteilern mit jeweils zwei 90-Grad Hohlleiterecken der gleichen Art (H-Ebenen-Teiler mit H-Ebenen-Ecken, E-Ebenen-Teiler mit E-Ebenen-Ecken) gelingt es, das bei ebener Auslegung des Teilerbaumes unausweichliche gegenseitge Durchdringen der Hohlleiter unmittelbar hinter den Elementarstrahlern zu vermeiden. Als Vorteile dieser Anordnung sind die für die eingangs genannten Kommunikationsanwendungen ausreichende erzielbare Bandbreite, die Verwendbarkeit beliebiger, nicht auf spezielle Richtwirkung hin entwickelter Elementarstrahler und die durch die Beschränkung auf zwei Ebenen begrenzte Komplexität des Hohlleiternetzwerkes zu nennen. Diese Vorteile werden jedoch mit der Einfügung von jeweils zwei Hohlleiterbögen pro Leistungsteiler sowie mit einer aus fertigungstechnischen Gründen unvermeidbaren Trennebene erkauft, welche das Hohlleiternetzwerk vielfach quer durchschneidet, und an der im Fertigungsprozeß die Antenne wieder paßgenau und mit guter elektrischer Kontaktqualität zusammengefügt werden muß.
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Ausgehend von diesem Stand der Technik liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, eine Antennenanordnung der eingangs genannten Art zu schaffen, welche
- – Eine hohe Betriebsbandbreite aufweist,
- – Eine minimale Gesamtdicke hat
- – Aus möglichst wenigen und einfachen, in Kunststoffspritzgusstechnik präzise zu fertigenden Bauteilen besteht.
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Die erfindungsgemäße Lösung dieser Aufgabe ist in Anspruch 1 angegeben. Die Unteransprüche beinhalten vorteilhafte Ausführungsformen der Erfindung.
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Diese Aufgabe wird mit einer Gruppenantenne der eingangs erwähnten Art von geringer Gesamtdicke, bestehend aus einem plattenförmigen ersten elektrisch leitfähigen oder leitfähig beschichteten Körper mit zwei an entgegengesetzten Außenseiten befindlichen Großflächen und mit einer regelmäßigen Anordnung von ersten Durchbrüchen durch die Großflächen, und aus einem zweiten elektrisch leitfähigen oder elektrisch leitfähig beschichteten Körper mit zueinander planparallel an entgegengesetzten Außenseiten befindlichen Großflächen, wobei die erste der beiden Großflächen des zweiten Körpers mit der dem zweiten Körper zugewandten zweiten Großfläche des ersten Körpers verbunden ist, dadurch gelöst, daß die erste der beiden planparallelen Großflächen des zweiten Körpers Vertiefungen von zweifach spiegelsymmetrischer Form aufweist, welche in Verbindung mit dem ersten Körper Kammern bilden, die jeweils mindestens vier der ersten Durchbrüche umfassen und in ihrem Inneren mindestens zwei stegförmige Erhebungen sowie in ihrem Symmetrie-Zentrum je einen der zentralen Speisung dienenden zweiten Durchbruch zur zweiten Großfläche des zweiten Körpers aufweisen.
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Diese Lösung hat mehrere entscheidende Vorteile. Durch die gemeinsame Erregung von vier als Einzelstrahler wirkenden ersten Durchbrüchen aus einer in Verbindung mit dem ersten Körper Kammern bildenden Vertiefung mit zentraler Speisung durch einen zweiten Durchbruch und die zweifach spiegelsymmetrische Form ergibt sich eine gleichmäßige Leistungsaufteilung, welche sich durch weiter unten in vorteilhaften Ausführungsbeispielen der Erfindung beschriebene Ausgestaltungen und Dimensionierungen der stegförmigen Erhebungen gezielt verändern lässt. So lässt sich ohne Veränderung der Kammergröße, d. h. bei vorgegebenem Rastermaß der Strahler-Elemente, die Wellenausbreitung und Feldverteilung in der Kammer durch verändern der Höhe, Position und Anzahl der stegförmigen Erhebungen in weiten Bereichen beeinflussen. Das Rastermaß der durch ein Leistungsteilernetzwerk zu speisenden Punkte verdoppelt sich in beiden orthogonalen Richtungen der Antennenoberfläche daher auf mindestens eine Freiraumwellenlänge, wodurch eine einlagige Realisierung in Hohlleitertechnik zum Beispiel auf der dem ersten Körper abgewandten Großfläche des zweiten Körpers möglich wird.
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1 zeigt eine erste vorteilhafte Ausführung der Erfindung, bei der die Vertiefungen 6 der Großfläche 3a die Form von zwei in der Mitte verbundenen Nuten 9a und 9b aufweisen. Eine besonders vorteilhafte Dimensionierung der Nuten 9a und 9b ist die Auslegung als Sperrbereichshohlleiter, d. h. mit einem Höhen- zu Breitenverhältnis kleiner 1 und einer Breite von weniger als einer halben Freiraumwellenlänge bei der höchsten Betriebsfrequenz. Dann ist in Bereichen, in denen sich keine stegförmige Erhebung befindet, also im Beispiel der in 1 gezeigten Ausbildung an den Enden der Nuten 9a, 9b keine Wellenausbreitung möglich, das Wellenfeld klingt hier aperiodisch ab. 1 zeigt außerdem eine einfache mögliche Ausführungsform des Körpers 2 als plattenförmige Abdeckung der Vertiefungen 6, in der sich schlitzartige Durchbrüche 1 befinden. Zwischen den Oberkanten der stegförmigen Erhebungen 7 und der hier als ebene Unterseite ausgebildeten Großfläche 5b findet eine Konzentration des elektrischen Feldes statt. Durch Verändern der Position der stegförmigen Erhebungen 7 relativ zu den Durchbrüchen 1 lässt sich deren Anregung in weiten Bereichen einstellen. Die in 1 dargestellten zentral angeordneten Durchbrüche 8 regen die benachbarten stegförmigen Erhebungen 7 bei gleichem Abstand auch gleichmäßig an. Abgesehen von dem Sonderfall einer gleichförmig erregten Antenne unterscheiden sich aber die geforderten Anregungsamplituden der von einer Vertiefung 6 umfassten ersten Durchbrüche 1 geringfügig voneinander. Dies kann dadurch erzielt werden, dass die stegförmigen Erhebungen 7 geringfügig seitlich und in Richtung ihrer längsten Ausdehnung verschoben werden.
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Dieses soll anhand der 2 näher erläutert werden. In dieser Ausführungsform der Erfindung weist der Durchbruch 8 eine zweifach spiegelsymmetrische Form auf und ist so dimensioniert, dass das elektrische Hauptfeld seiner Grundwelle senkrecht zum Verlauf der stegförmigen Erhebungen 7a, 7b orientiert ist. Im gezeigten Beispiel ist der Querschnitt analog zu einem Rechteckhohlleiter gewählt, mit seiner längeren Seite parallel zu den stegförmigen Erhebungen 7a, 7b. Dieser Querschnitt besitzt als Grundwelle eine TE01 -Mode, deren elektrisches Feld sich wie in 2 angedeutet von einer der Breitseiten des Durchbruches 8 zur anderen erstreckt. Die Erregung der stegförmigen Erhebungen 7a, 7b geschieht bei dieser Anordnung im Gegentakt, d. h. die sich zwischen ihren Oberkanten und der Fläche 5b ausbildenden elektrischen Felder sind gegensinnig. Diese Ausführungsform der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, dass die Mittelpunkte der Durchbrüche 1 unter Beibehaltung der zweifachen Spiegelsymmetrie seitlich gegenüber den Mittelebenen der stegförmigen Erhebungen 7a, 7b versetzt sind. Lägen die als schlitzförmige Öffnungen ausgelegten ersten Durchbrüche 1 mittig über den stegförmigen Erhebungen 7, würde in ihnen kein abstrahlendes Feld angeregt. Durch seitlichen Versatz in gegenläufiger Richtung wird erstens in den Durchbrüchen 1 ein abstrahlendes Feld angeregt, welches zweitens eine gleichförmige Polarisation der Schlitzfelder aufweist, wodurch die gezeigte Untergruppe der Antenne normal zur Oberfläche abstrahlt. Erfordert das Richtdiagramm der Gruppenantenne unterschiedliche Erregungsamplituden der vier ersten Durchbrüche 1, kann dies wie folgt erzielt werden: soll beispielsweise des linke Schlitzpaar stärker erregt werden als das rechte, ist dies durch geringfügiges Verschieben beider stegförmiger Erhebungen 7a, 7b aus der Nominalposition nach rechts möglich, ohne dass sich das Anpassverhalten der gezeigten Untergruppe wesentlich ändert. Soll das obere Schlitzpaar stärker angeregt werden als das untere, so sind die stegförmigen Erhebungen 7a, 7b aus der Nominallage nach oben zu verschieben. Auf diese Weise kann im praktisch erforderlichen Rahmen durch Kombination dieser Verschiebungskomponenten jede gewünschte Amplituden-Verteilung erzielt werden.
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Eine weitere vorteilhafte Ausführungsform der Erfindung soll anhand 3 erläutert werden. Sie ist dadurch gekennzeichnet, dass die Mittelpunkte der ersten Durchbrüche 1 jeweils in der Mittelebene der stegförmigen Erhebungen 7 liegen und jeweils im Bereich des Durchbruchs 1 eine weitere stegförmige Erhebung 11 eine seitliche Verbindung zwischen Erhebung 7 und umlaufendem Rand 10 der Vertiefung 6 bildet. Die stegförmige Erhebung 11 bildet lokal eine Störung der transversalen Feldverteilung des Steghohlleiterquerschnitts, wodurch mit steigender Höhe ein wachsender Ankopplungsgrad des jeweiligen Durchbruchs 1 resultiert. Ein Vorteil dieser Anordnung gegenüber der anhand der 2 erläuterten liegt darin, dass die Anregung des jeweiligen Durchbruchs 1 unabhängig von der Ankopplung der stegförmigen Erhebungen 7 an den zweiten Durchbruch 8 gewählt werden kann, da die Positionen der stegförmigen Erhebungen 7 fest eingestellt bleiben. Der dadurch erzielte zusätzliche Freiheitsgrad im Entwurf kann zur Verbesserung des Anpassverhaltens der gezeigten Untergruppe ausgenutzt werden.
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Eine Ausführungsform der Erfindung mit weiter reduziertem Aufwand im Bereich des Leistungsteilernetzwerkes 15 soll anhand der 4 erläutert werden. Hier umfasst die Vertiefung 6 insgesamt acht erste Durchbrüche 1, wodurch eine Teilerebene eingespart werden kann. In Analogie zum zuvor erläuterten Beispiel wird die Anregung der Durchbrüche 1 durch weitere stegförmige Erhebungen 11a beziehungsweise 11b bewirkt, welche sich zur Erzielung einer gleichphasigen Erregung aller acht Durchbrüche 1 bei den symmetriezentrumsnäheren beziehungsweise den symmetriezentrumsferneren Durchbrüchen 1 auf verschiedenen Seiten der jeweiligen Erhebung 7 befinden. Zum Ausgleich der unterschiedlichen Feldverhältnisse im Mittelbereich und am Ende der stegförmigen Erhebungen 7 werden die Erhebungen 11a und 11b auch bei gleichförmiger Anregungsverteilung unterschiedliche Höhen aufweisen.
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Eine weitere vorteilhafte und besonders variable Ausführungsform der Erfindung ergibt sich nach Unteranspruch 4, wenn die zweiten Durchbrüche 8 einen zweifach spiegelsymmetrischen Querschnitt aufweisen und so dimensioniert sind, dass das elektrische Hauptfeld ihrer Grundwelle parallel zum Verlauf der stegförmigen Erhebungen 7 orientiert ist. 5 zeigt ein grundlegendes Ausführungsbeispiel in perspektivischer Darstellung. Diese Ausführung unterscheidet sich von der weiter oben anhand der 1 erläuterten dadurch, dass die stegförmigen Erhebungen 7 gleichphasig angeregt werden. Daraus ergeben sich weitere Freiheitsgrade für die Wahl der Polarisationsebene der resultierenden Gruppenantennen.
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Eine erste Ausführungsform dieser Art ist insbesondere dadurch gekennzeichnet, dass die ersten Durchbrüche 1 einen zweifach spiegelsymmetrischen Querschnitt aufweisen, der so dimensioniert ist, dass das elektrische Hauptfeld ihrer Grundwelle parallel zum Verlauf der stegförmigen Erhebungen 7 orientiert ist. Diese Auslegung soll anhand der 6 näher erläutert werden. In der gewählten Orientierung des Durchbruchs 8 bildet sich zwischen dem Boden der Vertiefung 6 und der Großfläche 5b des Körpers 2 eine Stehwelle aus, welche die seitlich benachbarten stegförmigen Erhebungen über eine aperiodische Feldverteilung im Gleichtakt erregt. In Längsrichtung der stegförmigen Erhebungen erfolgt die Anregung jedoch im Gegentakt. Im Resultat erfolgt die Anregung der Durchbrüche 1 bei Einhaltung zweifach spiegelsymmetrischer Positionen im Gleichtakt. Eine ungleichförmige Amplitudenverteilung ist wieder analog zur oben anhand der 2 erläuterten Ausführungsform durch seitliches beziehungsweise longitudinales Verschieben der stegförmigen Erhebungen 7 möglich.
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Eine weitere vorteilhafte Ausführungsform der Erfindung erhält man, wenn das elektrische Hauptfeld der Grundwelle der ersten Durchbrüche 1 um einen Winkel α gegenüber dem Verlauf der stegförmigen Erhebungen 7 in einheitlichem Richtungssinne verdreht ist. Dies ist in 7 veranschaulicht. Bei einem Winkel α = 90 Grad erhält man die Anordnung der 6. Liegen die Mittelpunkte der Durchbrüche 1 in der Mittelebene der stegförmigen Erhebungen 7, bewirkt ein verdrehen, d. h. Abweichung von 90 Grad lediglich eine gleichmäßige Veränderung des Anregungskoeffizienten etwa nach der Beziehung k' = ksinα. Die Polarisation der von der Gruppenantenne abgestrahlten Welle verdreht sich in gleichem Maße gegenüber der Orientierung der Antenne und damit des Leistungsteilernetzwerkes. Damit gelingt es, die relativen Maxima der Nebenzipfel im Richtdiagramm der Antenne aus den Hauptmeridianebenen herauszudrehen. Bei geforderter horizontaler bzw. vertikaler Polarisation der Antenne wird dieselbe um den Winkel α verdreht aufgestellt. Da die meisten Störungen beziehungsweise Mehrwegeempfang bei Punkt-zu-Multipunkt-Funknetzwerken in der horizontalen beziehungsweise vertikalen Ebene bezogen auf die Erdoberfläche zu erwarten ist, kann dies zur Reduktion der Störwahrscheinlichkeit oder auch zur Verbesserung des Antennengewinns verwendet werden.
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Werden besonders hohe Anforderungen an die Polarisationsreinheit der Gruppenantenne gesteilt, kann diese dadurch hergestellt werden, dass der Verdrehwinkel α = 45 Grad gewählt und die Durchbrüche 1 gemäß Unteranspruch 13 sich auf der dem zweiten Körper 4 abgewandten Großfläche 5a des ersten Körpers 2 zu einer Kammer 22 von rechteckförmigem Grundriss erweitert. Dies wird anhand der 8 näher erläutert. Unter 45 Grad ist eine lückenlose Parkettierung der Großfläche 5a mit rechteckigem Grundriss möglich. Unter diesem Winkel haben seitlich benachbarte Durchbrüche einen um Wurzel (2) erhöhten gegenseitigen Abstand. Es ist dadurch ohne weiteres auch bei Einhaltung eines gegenseitigen horizontalen Elementabstandes von einer halben Wellenlänge möglich, die Kammern trotz gewisser Dicke der Wände 23 als ausbreitungsfähige Hohlleiter auszulegen. In diesem sind die Feldkomponenten der gekreuzten Polarisation nicht ausbreitungsfähig. In der Regel reicht etwa eine Kammertiefe von einer halben Hohlleiterwellenlänge um beispielsweise eine Verbesserung der Kreuzpolarisationsdämpfung um 20 dB zu bewirken.
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Eine im Hinblick auf ein gutes Anpassverhalten der Gruppenantenne über einen vergrößerten Frequenzbereich vorteilhafte Anordnung erhält man, wenn die stegförmigen Erhebungen 7 jeweils im Mittelbereich der Vertiefung 6 unterbrochen sind und am mittelpunktsfernen Ende 13 mit dem umlaufenden Rand 10 der Vertiefung 6 in Verbindung stehen. Eine erfindungsgemäße Ausführungsform mit diesen Merkmalen ist in 9 dargestellt. Diese Anordnung ermöglicht ein Anpassverhalten entsprechend einem zweikreisigen Bandpassfilter, wenn die Länge der stegförmigen Erhebungen 7 etwa eine viertel Wellenlänge beträgt und die Resonanzfrequenz der ersten Durchbrüche 1 etwa in die Mitte des angestrebten Betriebsfrequenzbandes gelegt wird. Dies ist entweder durch eine Auslegung der Durchbrüche mit einem Querschnitt ähnlich zu einem Doppelsteghohlleiter wie in den 5–8 gezeigt möglich oder durch eine Verbindung des Körpers 2 mit einer dielektrischen Platte. Wird diese auf der Großfläche 5a angebracht, ist die Gruppenantenne gleichzeitig gegen Außeneinflüsse, zum Beispiel gegen Eindringen von Feuchtigkeit geschützt. Eine sehr vorteilhafte Ausführung dieser Art lässt sich durch einseitige ätztechnische Strukturierung eines metallkaschierten dielektrischen Substrates herstellen. Dies kann beispielsweise ein übliches mikrowellentaugliches Material mit Kupferkaschierung sein. Eine gute elektrische Verbindung zwischen der den ersten elektrisch leitenden Körper 2 bildenden Kaschierung und dem zweiten Körper 4 ist beispielsweise durch einen Lötprozess oder eine Klebeverbindung zu erreichen. Der seitliche Versatz zwischen stegförmiger Erhebung 7 und Durchbruch 1 bestimmt ihre Verkopplung.
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Eine weitere Verbesserung durch Erzielung eines Anpassverhaltens ähnlich dem eines dreikreisigen Bandpassfilters erhält man, wenn etwa in der normal zum Verlauf der stegförmigen Erhebungen 7 liegenden Symmetrieebene der Vertiefung 6 mindestens zwei weitere stegförmige Erhebungen 12a angeordnet werden. Eine erfindungsgemäße Ausführung ist in 10 dargestellt. In Analogie zu den mit dem umlaufenden Rand 10 verbundenen stegförmigen Erhebungen 7 entsteht so ein zusätzlicher Resonanzkreis. Die Kopplung zwischen den Resonanzkreisen sind durch Wahl der Abstände zwischen zweitem Durchbruch 8 und stegförmiger Erhebung 12a, zwischen stegförmigen Erhebungen 12a und 7 sowie dem seitliche Versatz der ersten Durchbrüche 1 gegenüber den stegförmiger Erhebungen 7 einstellbar. Eine besonders gute Anpassung erhält man, wenn der zweite Durchbruch 8 zumindest abschnittsweise als Sperrbereichshohlleiter ausgeführt wird. Dann ist auch bei schmalen Nuten 9a, 9b die Ausbildung einer Viertelwellenlängenresonanz der stegförmigen Erhebungen 12a möglich, indem sie bis ganz an den Durchbruch 8 herangeführt werden können.
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Eine zum Ausgleich von Formtoleranzen in einem Spritzgusswerkzeug besonders geeignete Ausführungsform gemäß Unteranspruch 16 ist in 11 veranschaulicht. An Stelle der stegförmigen Erhebungen 12a sind hier Pfosten 12b, beispielsweise mit kreisrundem Querschnitt eingesetzt. Diese lassen sich leicht als einstellbare Formeinsätze herstellen, die nach Vermessung einer ersten Musterantenne zum Ausgleich aufgetretener Abweichungen der Amplitudenverteilung nachjustieren lassen. Die hohen Kosten einer Überarbeitung des Spritzgusswerkzeuges lassen sich so teilweise vermeiden.
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Eine weitere vorteilhafte Ausformung einer Gruppenantenne nach Unteranspruch 4 ist durch Unteranspruch 17 gegeben und wird anhand der 12 erläutert. Die stegförmigen Erhebungen 7 sind hier ebenfalls am symmetriezentrumsfernen Ende 13 mit dem umlaufenden Rand 10 der Vertiefung 6 verbunden und bilden so einen zweiten Resonanzkreis. Ein dritter Resonanzkreis zur weiteren Verbesserung der Betriebsbandbreite kann nun durch Absenken der Mittelwände 14 über eine gewisse Länge Ls erzeugt werden. Dazu wird Ls so gewählt, dass der Abstand zwischen zweitem Durchbruch 8 und den Verbindungspunkten zwischen Mittelwand 14 und Großfläche 5b des ersten Körpers 2 etwa eine halbe Wellenlänge in der Mitte des Betriebsfrequenzbandes beträgt.
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13 zeigt ein Beispiel für die Verbindung eines Verteilnetzwerkes 15 in der Form eines binären Teilerbaumes mit erfindungsgemäß ausgebildeten 4-fach Strahlern. Das Verteilnetzwerk kann vorteilhaft in seinen wesentlichen Bestandteilen auf der Großfläche 3b des zweiten Körpers 4 gebildet werden.
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Eine erste vorteilhafte Ausführungsform ist dadurch gekennzeichnet, dass die Kanalquerschnitte im wesentlichen als im Betriebsfrequenzbereich der Antenne durchlässige Rechteckhohlleiter dimensioniert sind, deren Schmalseiten parallel zur Großfläche 3b verlaufen und dass die Ausgänge des Leistungsteilernetzwerkes 15 durch zweite Durchbrüche 8a gebildet werden, welche so dimensioniert sind, dass das elektrische Hauptfeld ihrer Grundwelle senkrecht zum Verlauf des Rechteckhohlleiters 16 orientiert ist, wobei der Mittelpunkt des zweiten Durchbruches 8a etwa eine Viertel-Hohlleiterwellenlänge vor dem kurzgeschlossenen Ende 20 des Hohlleiters liegt. 14 zeigt eine mögliche Ausführung. Ein besonders verlustarmes Leistungsteilernetzwerk ergibt sich in bekannter Weise, wenn der elektrisch leitfähige oder leitfähig beschichtete Körper 18a genau den halben Hohlleiterquerschnitt umfasst.
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Eine zweite vorteilhafte Ausführungsform wird erhalten, wenn die Breitseite der das Leistungsteilernetzwerk bildenden Rechteckhohlleiter parallel zur Großfläche 3b ausgerichtet ist. 15 zeigt eine gemäß Unteranspruch 24 ausgelegte Koppelanordnung zur Anregung eines zweiten Durchbruchs 8b. Das transversale Magnetfeld der einfallenden Rechteckhohlleiter-Grundwelle ist maximal direkt am Kurzschlusspunkt 20 beziehungsweise eine halbe Wellenlänge davor. An diesen Positionen lässt sich eine starke Anregung der Strahleranordnung auch mit kleinflächigem zweitem Durchbruch 8b erzielen.
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Eine besonders vorteilhafte Ausführung wird erhalten, wenn das Leistungsteilernetzwerk 15 im wesentlichen aus in den zweiten Körper 4 eingebrachten Kanälen mit einer etwa mittig angebrachten stegförmigen Erhebung 21 besteht, welche nach Verbindung der Großfläche 3b mit der Großfläche 17a eines elektrisch leitfähigen oder elektrisch leitfähig beschichteten dritten Körpers 18b einen geschlossenen Querschnitt in der Art eines Einfach- oder, durch entsprechende Ausformung der Körpers 18b, eines Doppelsteghohlleiters bilden. Da ein Steghohlleiter einen gegenüber einem Rechteckhohlleiter verringerten Platzbedarf hat, lassen sich hiermit noch flachere Gruppenantennen aufbauen. Wird wie in 16 der Steghohlleiterquerschnitt durch Verbinden mit einer elektrisch leitenden Oberfläche 17a hergestellt, welche im einfachsten Fall ein dünnes Blech darstellt, kann die Gesamtdicke der Gruppenantenne kleiner als eine Freiraumwellenlänge gehalten werden. Eine besonders gute und modenreine Ankopplung des zweiten Durchbruchs 8 erhält man, wenn die stegförmige Erhebung 21 im Bereich des zweiten Durchbruchs 8 unterbrochen wird und sich bis etwa eine viertel Steghohlleiterwellenlänge hinter dessen Mittelpunkt ohne Verbindung mit dem kurzgeschlossenen Ende des Hohlleiterkanals fortsetzt. In diesem Fall erscheint ein über die am Ende leerlaufende Steghohlleiter-Stichleitung in die Mittelebene des zweiten Durchbruchs 8 transformierter virtueller Kurzschluss, welcher die Anregung höherer Eigenwellen des Durchbruchs unterdrückt.
