DE10115873A1

DE10115873A1 - Verfahren zur Steuerung eines elektronisch kommutierten Gleichstrommotors

Info

Publication number: DE10115873A1
Application number: DE10115873A
Authority: DE
Inventors: Martin Kessler
Original assignee: Robert Bosch GmbH
Current assignee: Robert Bosch GmbH
Priority date: 2001-03-30
Filing date: 2001-03-30
Publication date: 2002-10-17
Also published as: WO2002080348A1; US6838841B2; KR20030020288A; US20030190161A1; EP1396076A1

Abstract

Es wird ein Verfahren zur Steuerung eines elektronisch kommutierten Gleichstrommotors (10) mit einer geradzahlig mehrphasigen Statorwicklung (11), deren Wicklungsphasen (111-114) in Reihe mit je einem steuerbaren Halbleiterschalter (12) zueinander parallelgeschaltet sind, angegeben, bei dem in einem unteren Leistungsbereich des Gleichstrommotors (10) die Halbleiterschalter (12) innerhalb von in den einzelnen Wicklungsphasen (111-114) aufeinanderfolgenden Bestromungszeiten mit einem drehzahlabhängig vorgebbaren Tastverhältnis getaktet werden. Zur Reduzierung der in einem bestimmten Drehzahlbereich auftretenden maximalen Verlustleistungen in den Halbleiterschaltern (12) wird ein für eine in diesem Drehzahlbereich liegende Soll-Drehzahl erforderliches Soll-Tastverhältnis dadurch eingestellt, daß ein demgegenüber größeres und kleineres Tastverhältnis wechselweise eingestellt und die Einstellung der beiden Tastverhältnisse zeitlich so variiert wird, daß an der Statorwicklung (11) im Zeitmittel eine die Soll-Drehzahl (n¶soll¶) einregelnde Spannung liegt (Fig. 1).

Description

Stand der Technik

Die Erfindung geht aus von einem Verfahren zur Steuerung eines elektronisch kommutierten Gleichstrommotors nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Bei einer bekannten elektronischen Steuerschaltung für einen elektronisch kommutierten Gleichstrommotor (EC-Motor) mit einer dreiphasigen Statorwicklung und einem permanentmagneterregten Rotor (DE 43 10 260 C1) sind drei als MOS-FET ausgebildete Halbleiterschalter jeweils in Reihe mit einer Wicklungsphase der Statorwicklung geschaltet und die drei Reihenschaltungen in Parallelschaltung angeordnet. Die Steueranschlüsse der Halbleiterschalter sind von rotorstellungsabhängig kommutierungssignalgetriggerten Steuersignalen derart beaufschlagbar, daß die Halbleiterschalter mit einem durch die Länge der Steuersignale vorgebbaren Stromflußwinkel innerhalb des Kommutierungswinkels betreibbar sind (Blocksteuerung). Um die Nachteile der Blocksteuerung im unteren Drehzahlbereich (Auftreten hoher Stromspitzen bei langsam laufenden Motor und erhöhte Geräuschentwicklung) zu vermeiden, wird in einem unteren Drehzahlabschnitt bei einem Stromflußwinkel mit einem Ansteuergrad von 100% die Amplitude der Steuersignale mit zunehmender Drehzahl bis zu einer ersten Drehzahl erhöht (Linearsteuerung), dann mit zunehmender Drehzahl bis zu einer zweiten Drehzahl die Amplitude der Steuersignale bis zu einem Maximum erhöht und gleichzeitig der Ansteuergrad des Stromflußwinkels (Blocklänge) von 100% auf einen kleineren Wert verringert. Ab der zweiten Drehzahl wird dann mit zunehmender Drehzahl bis zur Maximaldrehzahl bei Maximalamplitude der Steuersignale der Ansteuergrad von dem kleineren Wert bis auf 100% erhöht. Die reine Blocksteuerung im oberen Drehzahlbereich vermeidet die der Linearsteuerung anhaftenden Nachteile des schlechteren Wirkungsgrads.

Bei drehzahlverstellbaren EC-Motoren, auch bürstenlose Gleichstrommotoren genannt, gibt es Motortopologien, bei denen die Verlustleistung in den Halbleiterschaltern nicht mit der Motorleistung zunimmt, sondern im Teillastbereich höher sind als im Vollastbereich. Dies ist besonders nachteilig für Antriebe, deren Eigenkühlung mit steigender Leistungsabgabe des Gleichstrommotors zunimmt, wie z. B. bei Pumpenmotoren, die sich über das zu fördernde Medium kühlen. Solche Motortopologien finden sich z. B. bei EC-Motoren mit einer ein- oder mehrsträngigen, geradzahligen Mehrphasenwicklung, z. B. einer zweisträngigen Vierphasenwicklung oder einer dreisträngigen Sechsphasenwicklung. Diese EC-Motoren werden im Taktbetrieb durch Pulsweiten(PW)-Modulation gesteuert. Mit zunehmenden Tastverhältnis der Taktung, das ist die Einschaltzeit des Halbleiterschalters bezogen auf die Taktperiode, nehmen jedoch die Verlustleistungen der Halbleiterschalter überproportional zu, so daß man bei solchen EC-Motoren in dem oberen Bereich des Leistungsspektrums des Motors auf den Taktbetrieb verzichtet und die Motorleistung mit Blocksteuerung durch Variation der Blocklänge verändert, wobei sich die Bestromungszeiträume der einzelnen Wicklungsphasen zunehmend überlappen. Bei dieser Art Steuerung hat sich jedoch gezeigt, daß die maximale Verlustleistung der Halbleiterschalter kurz vor dem Übergang vom Takt- auf den Blockbetrieb auftreten.

Vorteile der Erfindung

Das erfindungsgemäße Verfahren mit den Merkmalen des Anspruchs 1 hat den Vorteil, daß das Einstellen von bestimmten, für gewünschte Solldrehzahlen erforderlichen Tastverhältnissen, die große Verlustleistung in den Halbleiterschaltern entstehen lassen, vermieden wird und die jeweilige Solldrehzahl mit einer zeitlichen Variation von solchen Tastverhältnissen erreicht wird, die weniger Verlustleistungen in den Halbleiterschaltern hervorrufen. Dadurch werden im Teillastbereich die maximalen Verluste der Halbleiterschalter wirksam verringert und wird der Wirkungsgrad des Gleichstrommotors verbessert. Damit einher geht eine Verringerung des notwendigen Kühlaufwands für die Halbleiterschalter, für die nunmehr kleinere Kühlkörper ausreichend sind, was wiederum zu einer Bauraum- und Kosteneinsparung führt.

Das erfindungsgemäße Verfahren erfordert keinen zusätzlichen Hardwareaufwand. Alle Steuereingriffe in die Kommutierungssignale werden bei der ohnehin vorhandenen Hardware durch Softwaremodule realisiert. Insgesamt erbringt somit das erfindungsgemäße Verfahren eine Wirkungsgradverbesserung und eine Kostenersparnis bei der Herstellung der in Rede stehenden EC-Motoren.

Durch die in den weiteren Ansprüchen aufgeführten Maßnahmen sind vorteilhafte Weiterbildungen und Verbesserungen des im Anspruch 1 angegebenen Verfahrens möglich.

Gemäß einer vorteilhaften Ausführungsform des Verfahrens werden das kleinere und das größere Tastverhältnis so gewählt, daß die bei diesen Tastverhältnissen in den Halbleiterschaltern jeweils entstehende Verlustleistung kleiner ist als die beim Soll-Tastverhältnis entstehende Verlustleistung. Das Soll-Tastverhältnis wird dadurch erreicht, daß zwischen den beiden Tastverhältnissen variiert wird, wobei die Frequenz der Variation zwischen den Tastverhältnissen an konstruktive Eigenschaften des Gleichstrommotors, z. B. an dessen Massenträgheitsmoment, angepaßt wird. So können während der Bestromung jeweils einer der Wicklungsphasen nacheinander die beiden verschiedenen Tastverhältnisse eingestellt werden aber auch die beiden Tastverhältnisse nach einer halben, ganzen oder einem Vielfachen einer elektrischen Umdrehung des Motors umgestellt werden.

Zeichnung

Das erfindungsgemäße Verfahren ist anhand eines in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels eines EC-Motors mit elektronischer Steuervorrichtung in der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines EC-Motors mit elektronischer Steuerung,

Fig. 2 ein Diagramm der Verlustleistung der Halbleiterschalter im EC-Motor in Abhängigkeit von der Drehzahl des EC-Motors,

Fig. 3 ein Diagramm der Steuersignale für die Halbleiterschalter in jeder Wicklungsphase für drei verschiedene Steuerarten.

Beschreibung des Ausführungsbeispiels

Bei dem in Fig. 1 im Blockschaltbild dargestellten Ausführungsbeispiel zur Erläuterung des erfindungsgemäßen Verfahrens wird ein elektronisch kommutierter Gleichstrommotor, im folgenden EC-Motor 10 genannt, in Abhängigkeit eines vorgebbaren Drehzahl-Sollwerts n_soll auf die entsprechende Drehzahl eingestellt beziehungsweise geregelt. Der EC-Motor 10 besitzt eine zweisträngige, mehrphasige Statorwicklung 11 mit einer geraden Zahl m, hier m = 4, Wicklungsphasen 111-114 und einen permanentmagneterregten Rotor 15. Jeweils die Wicklungsphasen 111, 112 bzw. 113, 114 eines jeden Wicklungsstrangs sind gegensinnig gewickelt und induktiv gekoppelt. Jede der Wicklungsphasen 111-114 ist in Reihe mit einem Halbleiterschalter 12, der hier als MOS-FET ausgeführt ist, in Reihe geschaltet. Die vier Reihenschaltungen aus jeweils einer Wicklungsphase 111-114 und einem Halbleiterschalter 12 sind zusammen mit einem Kondensator 13 in einer Parallelschaltung angeordnet, die an einem Gleichspannungsnetz 14 angeschlossen ist, wobei der Verknüpfungspunkt der vier Wicklungsphasen 111-114 mit dem positiven Pol des Gleichspannungsnetzes 14 und der Verknüpfungspunkt der Halbleiterschalter 12 mit dem Massepotential verbunden ist.

Die Wicklungsphasen 111-114 sind weiterhin mit einer Kommutierungsvorrichtung 16 verbunden, in der die in den Wicklungsphasen 111-114 induzierten Spannungen zu Kommutierungssignale weiterverarbeitet werden. Weiterhin wird in der Kommutierungsvorrichtung 16 aus den induzierten Spannungen ein Drehzahlsignal generiert, das der Ist-Drehzahl reist des EC-Motors 10 entspricht und als drehzahlproportionales Gleichspannungssignal an einer z. B. als Differenzverstärker ausgebildeten Vergleichsstelle 17 liegt, der auch der Drehzahl-Sollwert n_soll zugeführt wird. In der Vergleichsstelle 17 werden Drehzahl-Sollwert n_soll und Drehzahl-Istwert n_ist miteinander verglichen, und die Abweichung wird einem Drehzahlregler 18 zugeführt. Das Reglerausgangssignal liegt an dem Eingang eines Pulsweitenmodulators 19. Der Pulsweitenmodulator 19 generiert getrennt für jede Wicklungsphase 111-114 eine Steuerpulsfolge, die in der Kommutierungsvorrichtung 16 mit den Kommutierungssignalen verknüpft werden. Mit den aus den Verknüpfungen entstehenden Steuersignalen werden die Halbleiterschalter 12 der einzelnen Wicklungsphasen 111-114 angesteuert, so daß jeder Halbleiterschalter 12 während seiner Bestromung mit einem drehzahlabhängigen Tastverhältnis getaktet wird. Die Taktung der Halbleiterschalter 12 bestimmt die Größe der am EC-Motor 10 bzw. an dessen Statorwicklung 11 anliegenden Gleichspannung, und durch deren Veränderung wird die Drehzahl geregelt, wobei das Nenndrehmoment in allen Drehzahlstufen voll in Anspruch genommen werden kann.

Bei einem solchermaßen gesteuerten EC-Motor 10 nimmt die Verlustleistung der Halbleiterschalter 12 mit größer werdendem Tastverhältnis, das ist der Quotient aus Pulsbreite zur Pulsperiode, also mit zunehmender Pulsweitenmodulation zu. Deswegen hat man sich darauf beschränkt, den Motor nur in der unteren Hälfte des Leistungsspektrums im Taktbetrieb durch Pulsweitenmodulation zu steuern und in der oberen Hälfte die Leistung des Motors durch Blocksteuerung zu verändern, und zwar durch Vergrößerung des Bestromungswinkels jeder Wicklungsphase über den Kommutierungswinkel hinaus. Im Ausführungsbeispiel des vierphasigen EC-Motors gemäß Fig. 1 beträgt der Kommutierungswinkel 90° elektrisch. Diese Umschaltung des Steuermodus für die Halbleiterschalter 12 erfolgt bei einer weit unterhalb der Leerlaufdrehzahl liegenden Drehzahl n_b, die mit einer Pulsweitenmodulation von 100% bei einem Bestromungswinkel von 90° elektrisch erreicht wird.

In Fig. 2 ist die Verlustleistung P der Halbleiterschalter 12 in Abhängigkeit von der Drehzahl n des EC-Motors 10 dargestellt. Deutlich ist zu sehen, daß kurz vor Erreichen der Drehzahl n_b, also kurz vor dem Übergang von der Taktsteuerung in die Blocksteuerung, die Verlustleistung P extrem ansteigt. Im Beispiel der Fig. 2 tritt die maximale Verlustleistung P bei einem Tastverhältnis oder einer Pulsweitenmodulation von 95% auf. Um diese Verlustleistung zu reduzieren und damit den Wirkungsgrad des EC-Motors 10 zu verbessern, wird in dem Pulsweitenmodulator 19 folgendes Steuerverfahren zur Erzeugung der Steuersignale für die Halbleiterschalter 12 angewendet:
In den vom Pulsweitenmodulator 19 insgesamt erstellbaren Tastverhältnissen ist ein bestimmter Einstellbereich des Tastverhältnisses ausgewählt, in dem die bei jedem Tastverhältnis in den Halbleiterschaltern 12 entstehende Verlustleistung einen Vorgabewert übersteigt. Im Beispiel der Fig. 2 ist dieser Einstellbereich beispielsweise zwischen einer Pulsweitenmodulation oder einem Tastverhältnis von 80% und einer Pulsweitenmodulation oder einem Tastverhältnis von 100% gewählt. Bei diesen beiden Pulsweitenmodulationen oder Tastverhältnissen ist die in den Halbleiterschaltern 12 entstehende Verlustleistung etwa gleich groß, während in dem dazwischenliegenden Bereich des Tastverhältnisses bzw. der Pulsweitenmodulation die Verlustleistung der Halbleiterschalter 12 immer einen größeren Wert annimmt. Ist nunmehr aufgrund einer geforderten Solldrehzahl n_soll ein Soll-Tastverhältnis erforderlich, das in diesem ausgewählten Bereich liegt, im Beispiel also zwischen einem Tastverhältnis oder einer Pulsweitenmodulation von 80% und einem Tastverhältnis oder einer Pulsweitenmodulation von 100%, so wird ein gegenüber diesem Soll-Tastverhältnis größeres und kleineres Tastverhältnis eingestellt, die beide außerhalb des ausgewählten Einstellbereichs liegen, und die beiden Tastverhältnisse werden zeitlich so variiert, daß sich an der Statorwicklung 11 im Zeitmittel eine Spannung ergibt, die einer mit dem Soll-Tastverhältnis erzeugten Spannung entspricht und die Solldrehzahl n_soll einregelt. Im Ausführungsbeispiel wird beispielsweise das kleinere Tastverhältnis mit 80% und das größere Tastverhältnis mit 100% eingestellt und die Einstellung zeitlich entsprechend variiert. Die Frequenz der Variation zwischen den beiden Tastverhältnissen ist dabei an die konstruktiven Eigenschaften des EC-Motors 10, z. B. an dessen Massenträgheitsmoment, angepaßt, und die Variation kann in verschiedener Weise vorgenommen werden.

Zur Erzielung einer mittleren Spannung an der Statorwicklung 11, die ein Tastverhältnis oder eine Pulsweitenmodulation von 90% erfordern würde, und die gewünschte Solldrehzahl n_soll einregelt, sind in Fig. 3 drei verschiedene Möglichkeiten der Variation der beiden Tastverhältnisse dargestellt. In allen drei Beispielen beträgt das kleinere Tastverhältnis 80% und das größere Tastverhältnis 100%. In Fig. 3a und 3b ist für jede Wicklungsphase 111-114 jeweils eine Periode eines Kommutierungssignals dargestellt, das während einer Umdrehung des Rotors 15 um 360° elektrisch jeweils an dem zugeordneten Halbleiterschalter 12 liegt. In Fig. 3c sind mehrere Perioden der Kommutierungssignale dargestellt.

In dem Beispiel gemäß Fig. 3a wird die Einstellung der beiden Tastverhältnisse so variiert, daß der Kehrwert der Frequenz der Variation zwischen den beiden Tastverhältnissen der Bestromungszeit einer Wicklungsphase 111-114 entspricht, d. h. während der Bestromung einer Wicklungsphase 111-114 (bei einer Umdrehung des Rotors 15 um 360° elektrisch) wird aufeinanderfolgend das Tastverhältnis 100% und das Tastverhältnis 80% eingestellt, so daß jeder Halbleiterschalter 12 in einer Wicklungsphase 111-114 im Mittel mit einem fiktiven Tastverhältnis von 90% getaktet wird, wobei lediglich eine Verlustleistung in den Halbleiterschaltern 12 entsteht, die sich als mittlere Verlustleistung aus der wesentlich niedriger liegenden Verlustleistung bei einem Tastverhältnis von 80% und einem Tastverhältnis von 100% ergibt. Die Bestromungszeit einer Wicklungsphase 111-114 berechnet sich aus dem konstanten Bestromungswinkel der Wicklungsphase 111-114, der für die angenommene Vierphasenwicklung 11 360° elektrisch dividiert durch 4, also 90° elektrisch, beträgt, unter Berücksichtigung der Drehzahl des EC-Motors 10. Muß z. B. eine Soll-Drehzahl n_soll eingestellt werden, die eine Spannung am EC-Motor 10 erfordert, die mit einem Tastverhältnis oder einer Pulsweitenmodulation von 95% eingestellt werden müßte, und die maximale Verlustleistung in den Halbleiterschaltern 12 auslösen würde, so wird innerhalb der Bestromungszeit der einzelnen Wicklungsphase 111-114 der Zeitabschnitt, in dem der zugeordnete Halbleiterschalter 12 mit dem kleineren Tastverhältnis von 80% angesteuert wird, entsprechend verkleinert, so daß sich im Mittel ein fiktives Tastverhältnis von 95% ergibt. Wie in dem Diagramm der Fig. 2 strichliniert eingezeichnet ist, wird damit die erhöhte Verlustleistung in dem Bereich zwischen einem Taktverhältnis von 80% und einem Tastverhältnis von 100% erheblich reduziert und übersteigt nicht die Verlustleistung, die bei einem Tastverhältnis von 80% in den Halbleiterschaltern 12 erzeugt wird.

Bei dem Beispiel gemäß Fig. 3b wird die Einstellung der beiden Tastverhältnisse von 80% und 100% in der Weise Variiert, daß der Kehrwert der Frequenz der Variation zwischen den beiden Tastverhältnissen einer halben elektrischen Umdrehung des EC-Motors 10 entspricht. So werden die Wicklungsphasen 111 und 113 mit einem Tastverhältnis von 100% und die Wicklungsphasen 112 und 114 mit einem Tastverhältnis von 80% angesteuert, so daß sich im Mittel ein fiktives Tastverhältnis von 90% ergibt, somit sich - wie beschrieben - die Verlustleistung reduziert. Ein fiktives Tastverhältnis von 95% wird erreicht, indem beispielsweise die Wicklungsphasen 111, 112 und 113 mit einem Tastverhältnis von 100% und die Wicklungsphase 114 mit einem Tastverhältnis von 80% getaktet wird. Die sich dabei ergebende Verlustleistung entspricht im Mittel einer Verlustleistung, die sich bei einem Tastverhältnis von 80% oder einem Tastverhältnis von 100% ergibt und liegt damit deutlich niedriger als die Verlustleistung, die mit einem Tastverhältnis von 95% erzeugt würde.

Im Beispiel der Fig. 3c wird zur Erzielung eines fiktiven Tastverhältnisses von 90% die Einstellung des Tastverhältnisses von 80% und des Tastverhältnisses von 100% so variiert, daß der Kehrwert der Frequenz der Variation zwischen den beiden Tastverhältnissen einer vollen elektrischen Umdrehung des EC-Motors 10 entspricht. Dabei wird in aufeinanderfolgenden Umdrehungen des EC-Motors 10 jede Wicklungsphase 111-114 abwechselnd mit einem Tastverhältnis von 100% und einem Tastverhältnis von 80% angesteuert.

Der Kehrwert der Frequenz der Variation zwischen den beiden Tastverhältnissen 80% und 100% kann aber auch einem Vielfachen einer elektrischen Umdrehung des EC-Motors 10 entsprechen. So kann beispielsweise jede Wicklungsphase 111- 114 während zwei elektrischen Umdrehungen mit einem Tastverhältnis von 100% und während einer dritten elektrischen Umdrehung mit einem Tastverhältnis von 80% angesteuert werden. Im Mittel würde sich dann eine Ansteuerung mit einem fiktiven Tastverhältnis von 95% ergeben, wobei allerdings wesentlich weniger Verlustleistung in den Halbleiterschaltern 12 anfällt als bei einer Ansteuerung eines jeden Halbleiterschalters 12 mit dem tatsächlichen Tastverhältnis von 95%.

Die Erfindung ist nicht auf das beschriebene Ausführungsbeispiel eines zweisträngigen, vierphasigen EC- Motors 10 beschränkt. Das gleiche Steuerverfahren kann beispielsweise auch für einen EC-Motor mit einer dreisträngigen, sechsphasigen Statorwicklung angewendet werden, bei dem ebenfalls die gegensinnig gewickelten Wicklungsphasen eines Wicklungsstrangs induktiv gekoppelt sind, also eine gleiche Motortopologie aufweisen wie der beschriebene EC-Motor 10.

Claims

1. Verfahren zur Steuerung eines elektronisch kommutierten Gleichstrommotors (10) mit einer mehrphasigen Statorwicklung (11), die eine gerade Zahl m Wicklungsphasen (111-114) aufweist, die in Reihe mit je einem steuerbaren Halbleiterschalter (12) zueinander parallelgeschaltet sind, bei dem in einem unteren Leistungsbereich des Gleichstrommotors (10) die Halbleiterschalter (12) innerhalb von in den einzelnen Wicklungsphasen (111-114) aufeinanderfolgenden Bestromungszeiten mit einem drehzahlabhängig vorgebbaren Tastverhältnis getaktet werden, dadurch gekennzeichnet, daß ein für eine Soll-Drehzahl erforderliches Soll- Tastverhältnis innerhalb eines ausgewählten Einstellbereichs des Tastverhältnisses dadurch erreicht wird, daß ein demgegenüber größeres Tastverhältnis und ein demgegenüber kleineres Tastverhältnis wechselweise eingestellt und die Einstellung der beiden Tastverhältnisse zeitlich so variiert wird, daß an der Statorwicklung (11) im Zeitmittel eine die Solldrehzahl (n_soll) einregelnde Spannung liegt.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das kleinere Tastverhältnis und das größere Tastverhältnis so gewählt werden, daß die bei diesen Tastverhältnissen in den Halbleiterschaltern (12) jeweils entstehende Verlustleistung kleiner ist als die bei dem Soll-Tastverhältnis auftretende Verlustleistung.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der ausgewählte Einstellbereich des Tastverhältnisses derjenige Bereich ist, in dem die bei jedem Tastverhältnis in den Halbleiterschaltern (12) entstehende Verlustleistung einen Vorgabewert übersteigt.

4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß als größeres Tastverhältnis ein Tastverhältnis von 100% gewählt wird, bei dem die Einschaltzeit der Halbleiterschalter (12) gleich der Schaltperiode ist.

5. Verfahren nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß als kleineres Tastverhältnis ein Tastverhältnis von 80% gewählt wird, bei dem die Einschaltzeit der Halbleiterschalter (12) 80% der Schaltperiode beträgt.

6. Verfahren nach einem der Ansprüche 1-5, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz der Variation zwischen den Tastverhältnissen an konstruktive Eigenschaften des Gleichstrommotors (10), z. B. dessen Massenträgheitsmoment, angepaßt wird.

7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Kehrwert der Frequenz der Variation zwischen den beiden Tastverhältnissen der Bestromungszeit einer Wicklungsphase entspricht.

8. Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß jedes Tastverhältnis während der Bestromungszeit einer jeden Wicklungsphase (111-114) innerhalb einer elektrischen Umdrehung des Gleichstrommotors (10) mindestens einmal für einen entsprechend vorgegeben Bestromungszeitabschnitt auftritt.

9. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Kehrwert der Frequenz der Variation zwischen den beiden Tastverhältnissen einer halben elektrischen Umdrehung des Gleichstrommotors (10) entspricht.

10. Verfahren nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß das Tastverhältnis während einer elektrischen Umdrehung des Gleichstrommotors (10) in aufeinanderfolgenden Wicklungsphasen (111-114) variiert wird.

11. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Kehrwert der Frequenz der Variation zwischen den Tastverhältnissen mindestens einer elektrischen Umdrehung des Gleichstrommotors (10) entspricht.

12. Verfahren nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß jedes der beiden Tastverhältnisse während einer elektrischen Umdrehung des Gleichstrommotors (10) in allen Wicklungsphasen (111-114) unverändert gehalten wird und in jeder n-ten elektrischen Umdrehung das Tastverhältnis variiert wird, wobei n eine ganze Zahl gleich oder größer 2 ist.

13. Verfahren nach einem der Ansprüche 1-12, dadurch gekennzeichnet, daß die Bestromungszeit der Wicklungsphasen (111-114) unter Berücksichtigung der Motordrehzahl von einem in jeder Wicklungsphase (111- 114) konstanten Bestromungswinkel abgeleitet ist, der aus dem Quotienten von 360° elektrisch dividiert durch die gerade Anzahl m der Wicklungsphasen (111-114) berechnet wird.