DE10115386A1

DE10115386A1 - Noise-shaping process

Info

Publication number: DE10115386A1
Application number: DE2001115386
Authority: DE
Inventors: Holger Berndt; Raik Richter
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 2001-03-28
Filing date: 2001-03-28
Publication date: 2002-10-24
Also published as: WO2002078193A1

Abstract

Vorgesehen ist ein Noise-Shaping-Verfahren für Sigma-Delta-Modulatoren, nach dem wesentliche Energieanteile des Quantisierungsrauschens in Frequenzbereiche außerhalb des Nutzbandes verschoben werden, wobei ein Dithersignal (D(z)) in die Differenzstufen des Sigma-Delta-Modulators eingespeist wird, welches am Ausgang am Sigma-Delta-Modulator durch Differenzbildung vollständig unterdrückt wird.A noise shaping method is provided for sigma-delta modulators, according to which essential energy components of the quantization noise are shifted into frequency ranges outside the useful band, a dither signal (D (z)) being fed into the differential stages of the sigma-delta modulator, which is completely suppressed at the output on the sigma-delta modulator by forming the difference.

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Noise-Shaping- Verfahren sowie eine entsprechende Vorrichtung, wie durch den Oberbegriff des unabhängigen Patentanspruches 1 beschrieben.The present invention relates to a noise shaping Method and a corresponding device, as by the The preamble of independent claim 1 is described.

Sigma-Delta-(SD-)Modulatoren besitzen ein breites Anwen dungsspektrum, das von deren Einsatz in überabtastenden Ana log/Digital(A/D)- und Digital/Analog(D/A)-Wandlern bis hin zu speziellen Anwendungen wie beispielsweise der digitalen Frequenzsynthese reicht.Sigma-Delta (SD) modulators are widely used spectrum of applications, from their use in oversampling Ana log / digital (A / D) and digital / analog (D / A) converters up to for special applications such as digital Frequency synthesis is enough.

SD-Modulatoren dienen dabei zur spektralen Formung von Feh lersignalen, die durch Quantisierungseffekte aufgrund endli cher digitaler Wortbreiten und aufgrund des begrenzten Auflö sungsvermögens bei der Signalkonvertierung zwangsläufig auf treten. Diese Fehlersignale werden im allgemeinen als Quan tisierungsrauschen bezeichnet.SD modulators are used for the spectral shaping of Feh signals caused by quantization effects due to endli digital word widths and due to the limited resolution inevitably when converting signals to step. These error signals are commonly called quan tization noise.

SD-Modulatoren ermöglichen es, wesentliche Energieanteile dieses Rauschens in Frequenzbereiche außerhalb des Nutzsi gnalbandes zu verschieben, wobei dieses Vorgehen auch als Noise-Shaping bezeichnet wird.SD modulators make it possible to use significant amounts of energy this noise in frequency ranges outside of the useful area shift gnalbandes, this procedure also as Noise shaping is called.

Es existieren verschiedene Architekturen zur Implementierung von SD-Modulatoren. Eine bekannte Ausführung ist in Fig. 1 dargestellt, wobei es sich hierbei um ein Z-transformiertes lineares Modell eines SD-Modulators handelt. Der Quantisie rungsprozess 1.2 bezeichnet einen Quantisierer, wird hierbei üblicherweise durch die additive Überlagerung eines Fehlersi gnals E(z) modelliert.There are different architectures for implementing SD modulators. A known embodiment is shown in Fig. 1, which is a Z-transformed linear model of an SD modulator. The quantization process 1.2 denotes a quantizer, is usually modeled here by the additive superimposition of an error signal E (z).

Mit der Annahme, dass das Nutzsignal X(z) und das Fehlersi gnal E(z) nicht miteinander korreliert sind, lassen sich die folgenden Übertragungsfunktionen H_S(z) für das Nutzsignal und H_E(z) für das Quantisierungsrauschen ermitteln.Assuming that the useful signal X (z) and the error signal E (z) are not correlated with one another, the following transfer functions H _S (z) for the useful signal and H _E (z) for the quantization noise can be determined.

Durch geeignete Wahl der Übertragungsfunktion H(z) lässt sich so die gewünschte spektrale Formung des Quantisierungsrau schens erzielen.By a suitable choice of the transfer function H (z) so the desired spectral shaping of the quantization space achieve.

Die Annahme, dass das Fehlersignal E(z) und das Eingangs signal X(z) statistisch voneinander unabhängig sind, ist für reale Systeme allerdings nur bedingt gültig. Für Eingangs signale, die selbst zufallsähnliche Eigenschaften besitzen, stellt diese Annahme eine gute Näherung dar. Jedoch insbe sondere für spektral reine, periodische Eingangssignale und für Sequenzen relativ konstanter Amplitude führt die tatsäch lich vorhandene starke Korrelation zwischen X(z) und E(z) zur Ausbildung von Grenzzyklen, d. h. zu periodischen Bitmustern am Ausgang des Modulators und damit zu diskreten Störlinien im Ausgangsspektrum.The assumption that the error signal E (z) and the input signal X (z) are statistically independent of each other is for real systems, however, only valid to a limited extent. For input signals that themselves have random properties this assumption is a good approximation. However, esp especially for spectrally pure, periodic input signals and for sequences of relatively constant amplitude, the actual There is a strong correlation between X (z) and E (z) Formation of limit cycles, d. H. to periodic bit patterns at the output of the modulator and thus to discrete interference lines in the output spectrum.

Das Auftreten von Grenzzyklen beeinträchtigt dabei die Noise- Shaping-Eigenschaften des Modulators und führt im Extremfall zu dessen vollständigem Versagen. Die aus den Grenzzyklen resultierenden diskreten Störer im Ausgangsspektrum sind im Hinblick auf die nachfolgende Signalverarbeitung in jedem Fall zu vermeiden.The occurrence of limit cycles affects the noise Shaping properties of the modulator and leads in extreme cases to its complete failure. From the limit cycles resulting discrete interferers in the output spectrum are in With regard to the subsequent signal processing in each To avoid case.

Die Fig. 2 veranschaulicht die Auswirkungen auftretender Grenzzyklen auf das Ausgangsspektrum am Beispiel eines SD- Modulators mit konstantem Eingangssignal. Fig. 2 illustrates the effects occurring limit cycles on the output spectrum of the example of an SD modulator with constant input signal.

Es ist bekannt, dass sich die Neigung des SD-Modulators zur Ausbildung von Grenzzyklen vermindern lässt, indem dem Nutz signal ein zusätzliches Rausch- bzw. Dithersignal überlagert wird. Damit erhält das Eingangssignal des SD-Modulators zu fallsähnliche Eigenschaften, wodurch auch das Fehlersignal einen zufallsähnlichen Charakter annimmt. Dieser Lösungsan satz wird im allgemeinen als Ditherverfahren oder Dithern be zeichnet. Die Fig. 3 zeigt die Überlagerung eines Dithersi gnals am Eingang eines SD-Modulators.It is known that the tendency of the SD modulator to form limit cycles can be reduced by superimposing an additional noise or dither signal on the useful signal. The input signal of the SD modulator thus has properties similar to those of the case, whereby the error signal also takes on a random-like character. This approach is generally referred to as dithering or dithering. Fig. 3 shows the superimposition of a dither signal at the input of an SD modulator.

Das Dithern hat jedoch den Nachteil, dass das Dithersignal D(z) aufgrund der additiven Überlagerung am Eingang des SD- Modulators zu einem Bestandteil des Nutzsignals wird. Dement sprechend kann das Dithersignal auch an dessen Ausgang spek tral nicht mehr von dem Nutzsignal unterschieden werden.However, dithering has the disadvantage that the dither signal D (z) due to the additive superposition at the input of the SD Modulator becomes a component of the useful signal. Dement speaking the dither signal can also spec at its output tral can no longer be distinguished from the useful signal.

Weiterhin sind für eine wirksame Unterdrückung von Grenzzy klen Dithersignale mit relativ großer Amplitude erforderlich, wodurch sich das Signal/Rausch-Verhältnis (SNR) erheblich verschlechtert.Furthermore, for an effective suppression of Grenzzy small dither signals with a relatively large amplitude are required, which significantly increases the signal-to-noise ratio (SNR) deteriorated.

Darüber hinaus sind modifizierte Varianten des Dithering be kannt, mit denen man diesen Nachteil auszugleichen versucht. So wird z. B. als Dither keine Rauschsequenz sondern ein Si nussignal verwendet, dessen Frequenz so gewählt ist, dass es außerhalb des Frequenzbereichs des Nutzsignalbandes liegt. Allerdings ist auch hierfür ein Sinussignal mit relativ gro ßer Amplitude notwendig, welches im Ausgangsspektrum des SD- Modulators unverändert präsent ist. Eventuelle Nichtlineari täten können dann dazu führen, dass, obwohl die Frequenz des Dithersignals selbst nicht Bestandteil des Nutzsignalbandes ist, deren Mischprodukte in das Nutzband fallen, und so das SNR mindern.In addition, modified variants of dithering are with whom you try to compensate for this disadvantage. So z. B. as a dither not a noise sequence but an Si used nut signal whose frequency is selected so that it lies outside the frequency range of the useful signal band. However, a sinusoidal signal is also relatively large for this ß amplitude necessary in the output spectrum of the SD Modulator is still present. Possible non-linear would then lead to the fact that, although the frequency of the Dither signal itself is not part of the useful signal band is, whose mixed products fall into the useful band, and so that Reduce SNR.

Eine weitere Variante des Verfahrens sieht die Subtraktion des am Eingang des Modulators additiv überlagerten Dithersi gnals an dessen Ausgang vor, um so eine Verschlechterung des SNR zu vermeiden. Die Fig. 4 zeigt die Überlagerung eines Dithersignales am Eingang des SD-Modulators und die anschlie ßende Subtraktion an dessen Ausgang. Nachteilig hierbei ist, dass die Effektivität dieses Verfahrens essentiell von der genauen Übereinstimmung von D_IN(z) und D_OUT(z) abhängig ist. Another variant of the method provides for the subtraction of the additive signal superimposed at the input of the modulator at its output, in order to avoid a deterioration of the SNR. Fig. 4 shows the superposition of a dither signal at the input of the SD modulator and the subsequent subtraction at its output. The disadvantage here is that the effectiveness of this method is essentially dependent on the exact match between D _IN (z) and D _OUT (z).

Dies ist insbesondere beim Einsatz des SD-Modulators in Signalwandlern problematisch, da hierfür zusätzlich außeror dentlich genaue A/D- bzw. D/A-Wandler erforderlich sind.This is especially true when using the SD modulator in Signal converters are problematic because of the additional Accurate A / D or D / A converters are required.

Noise-Shaping-Verfahren finden aber auch noch in anderen Be reichen Anwendung. So besteht ein wesentlicher Nachteil der Realisierung der Direkten Digitalen Frequenzsynthese mit Hil fe der Pulse-Output-DDS darin, dass das Ausgangssignal einer Pulse-Output-DDS prinzipbedingt mit einem sehr hohen zeitli chen Jitter behaftet ist, wobei das Jittersignal selbst einen periodischen Verlauf aufweist. Der Jittereffekt kann als ei ne Pulsphasenmodulation des idealen DDS-Ausgangssignals be trachtet werden und resultiert in einer Vielzahl von diskre ten Störern im Spektrum des DDS-Signals. Das ideale DDS- Ausgangssignal ist per Definition eine Impulsfolge mit äqui distanten Impulsabständen T_DDS = 1/f_DDS, wobei f_DDS die Ausgangs frequenz des Frequenzsynthesizers ist.Noise-shaping processes are also used in other areas. A major disadvantage of realizing direct digital frequency synthesis with the aid of pulse output DDS is that the output signal of a pulse output DDS is inherently subject to a very high temporal jitter, the jitter signal itself having a periodic course , The jitter effect can be considered as a pulse phase modulation of the ideal DDS output signal and results in a large number of discreet interferers in the spectrum of the DDS signal. The ideal DDS output signal is by definition a pulse train with equi-distant pulse intervals T _DDS = 1 / f _DDS , where f _{DDS is} the output frequency of the frequency synthesizer.

Ein wirksames Verfahren zur Verbesserung der spektralen Ei genschaften des DDS-Ausgangssignals ist hier die Anwendung von Noise-Shaping-Verfahren innerhalb der Pulse-Output-DDS.An effective way to improve spectral egg Properties of the DDS output signal is the application here of noise shaping processes within the pulse output DDS.

Die Anwendung von Noise-Shaping-Verfahren innerhalb der DDS bedeutet konkret, dass Störsignalanteile, die sich in der Nä he der synthetisierten Frequenz f_DDS befinden, in weiter ent fernte Bereiche verschoben werden.The use of noise shaping methods within the DDS specifically means that interference signal components that are close to the synthesized frequency f _DDS are shifted to more distant areas.

Die Periodizität des Jittersignals r(k) bewirkt die Generie rung einer Vielzahl diskreter Störfrequenzlinien im Spektrum des modulierten Signals (Ausgangssignal der Pulse-Output- DDS). Durch die Verwendung eines Sigma-Delta-Modulators in nerhalb der DDS kann die Entstehung diskreter Störsignale am DDS-Ausgang verhindert und damit die spektrale Reinheit des synthetisierten Signals verbessert werden. Die Verwendung eines Sigma-Delta-Modulators in der DDS ermöglicht die voll ständige Eliminierung des DDS-Fehlersignals r(k), wenn der Sigma-Delta-Modulator, wie in Fig. 5 gezeigt, im DDS-System implementiert wird. Es bezeichnen 5.2 das DDS- Phasenfehlersignal, 5.4 den Sigma-Delta-Modulator (SDM), 5.6 das modifizierte Phasenfehlersignal, 5.8 die Pulsphasenmodu lation (PPM) und 5.10 die Pulse-Output-DDS. (Das Trägersignal der PPM bildet das ideale DDS-Ausgangssignal 5.12).The periodicity of the jitter signal r (k) causes the generation of a large number of discrete interference frequency lines in the spectrum of the modulated signal (output signal of the pulse output DDS). The use of a sigma-delta modulator within the DDS prevents the formation of discrete interference signals at the DDS output and thus improves the spectral purity of the synthesized signal. The use of a sigma-delta modulator in the DDS enables the complete elimination of the DDS error signal r (k) when the sigma-delta modulator is implemented in the DDS system, as shown in FIG. 5. It denotes 5.2 the DDS phase error signal, 5.4 the sigma-delta modulator (SDM), 5.6 the modified phase error signal, 5.8 the pulse phase modulation (PPM) and 5.10 the pulse output DDS. (The carrier signal of the PPM forms the ideal DDS output signal 5.12 ).

Die Differenzbildung zwischen den Signalen r(k) und r_σΔ(k) führt unmittelbar zu einer vollständigen Beseitigung des Feh lersignals r(k), da r(k) vollständig im Ausgangssignal r_σΔ(k) des Sigma-Delta-Modulators enthalten ist.The difference between the signals r (k) and r _σΔ (k) leads directly to a complete elimination of the error signal r (k), since r (k) is completely contained in the output signal r _σΔ (k) of the sigma-delta modulator ,

Es gilt:
The following applies:

r_NS(k) = r(k) - r_σΔ(k).r _NS (k) = r (k) - r _σΔ (k).

Statt des Fehlersignals r(k) ist das durch den Sigma-Delta- Modulator eingebrachte hochpaßgefilterte Quantisierungsrau schen als Modulationssignal wirksam. Da der Sigma-Delta- Modulator ein zeitdiskretes System mit einer Abtastrate T_a = 1/f_a ist, ist der Frequenzgang des Ausgangssignals des Modu lators periodisch mit der Periodendauer f_a. Daraus folgt un mittelbar, dass eine Unterdrückung des Quantisierungsrau schens nicht nur bei der Frequenz f = 0, sondern auch bei al len ganzzahligen Vielfachen der Abtastfrequenz f_a auftritt. Dieser Effekt wird bei der Verwendung von Sigma-Delta- Modulatoren innerhalb einer DDS ausgenutzt. Wird als Taktsi gnal für den Sigma-Delta-Modulator das Ausgangssignal der Pulse-Output-DDS S_DDS verwendet, erfolgt die Absenkung des Störgeräusches in der Nähe der Frequenz f_DDS. Es gilt des halb:
Instead of the error signal r (k), the high-pass filtered quantization noise introduced by the sigma-delta modulator is effective as a modulation signal. Since the sigma-delta modulator is a time-discrete system with a sampling rate T _a = 1 / f _a , the frequency response of the output signal of the modulator is periodic with the period f _a . From this it follows directly that a suppression of the quantization noise occurs not only at the frequency f = 0, but also at all integer multiples of the sampling frequency f _a . This effect is exploited when using sigma-delta modulators within a DDS. If the output signal of the pulse output DDS S _{DDS is} used as the clock signal for the sigma-delta modulator, the interference noise is reduced in the vicinity of the frequency f _DDS . Therefore, the following applies:

f_a = f_DDS.f _a = f _DDS .

Die Verwendung eines Sigma-Delta-Modulators zur Verbesserung der spektralen Eigenschaften des DDS-Ausgangssignals ist au ßerdem an eine weitere Randbedingung geknüpft. Eine Veränderung am DDS-Phasenfehlersignal kann nur in Schritten von ±2π rad erfolgen, da die Signalgenerierung an das Taktraster T_c = l/f_c (f_c. . . DDS-Taktfrequenz) gebunden ist, d. h., sie kann nur zu den Zeitpunkten k.T_c, k ∈ erfolgen. Der Wertebe reich des digitalen Ausgangssignals r_σΔ(k) des Sigma-Delta- Modulators muss demzufolge an diese Bedingung angepasst wer den.The use of a sigma-delta modulator to improve the spectral properties of the DDS output signal is also linked to a further boundary condition. A change to the DDS phase error signal can only be made in steps of ± 2π rad, since the signal generation is tied to the clock pattern T _c = l / f _c (f _c ... DDS clock frequency), ie it can only be done at the times kT _c , k ∈ take place. The value range of the digital output signal r _σΔ (k) of the sigma-delta modulator must therefore be adapted to this condition.

Unter Beachtung der eben angestellten Vorbetrachtungen läßt sich ein Sigma-Delta-Modulator auf einfache Art in einem DDS- System implementieren. Fig. 6 zeigt das Prinzipschaltbild eines Sigma-Delta-Modulators 1. Ordnung in der DDS. Der Mo dulator enthält einen 1-Bit-Quantisierer (Komparator). Das Ausgangssignal des Sigma-Delta-Modulators r_σΔ(k) verursacht eine zusätzliche Verzögerung des DDS-Ausgangssignales, wenn r_σΔ(k) = 1 ist. Ansonsten wird das DDS-Ausgnagssignal nicht verzögert.Taking into account the preliminary considerations just made, a sigma-delta modulator can be easily implemented in a DDS system. Fig. 6 shows the basic circuit diagram of a sigma-delta modulator 1st order in the DDS. The modulator contains a 1-bit quantizer (comparator). The output signal of the sigma-delta modulator r _σΔ (k) causes an additional delay in the DDS output signal if r _σΔ (k) = 1. Otherwise the DDS output signal is not delayed.

Fig. 7 zeigt an einem Beispiel das Spektrum des DDS-Signals vor (links) und nach (rechts) der Anwendung eines Noise- Shaping-Verfahrens 1. Ordnung. Fig. 7 shows an example of the spectrum of the DDS signal before (left) and after (right) application of a noise-shaping process of the 1st order.

In dem in Fig. 7 gezeigten Beispiel funktioniert das Noise- Shaping-Verfahren wie erwartet, d. h., alle Spurious-Signale werden beseitigt und das Quantisierungsrauschen des Sigma- Delta-Modulators wird in der Nähe der DDS-Ausgangsfrequenz stark gedämpft. Andererseits lassen sich sehr leicht Fälle generieren, in denen das bisher verwendete einfache Noise- Shaping-Verfahren in der DDS eine Fehlfunktion aufweist, sie he Fig. 8, in der links die Situation vor und rechts nach dem Noise-Shaping dargestellt ist.In the example shown in FIG. 7, the noise shaping method works as expected, ie all spurious signals are eliminated and the quantization noise of the sigma-delta modulator is strongly attenuated in the vicinity of the DDS output frequency. On the other hand, it is very easy to generate cases in which the simple noise shaping method used to date has a malfunction in the DDS, see FIG. 8, in which the situation before and right after the noise shaping is shown on the left.

Im Vergleich zu Fig. 7 wurde das Teilerverhältnis Q_DDS,V = f_C,V/f_DDS (f_C,V. . . DDS-Taktfrequenz nach virtueller Takterhö hung um den Faktor B, f_C,V = B.f_C) nur sehr gering geändert. Die durch das periodische Jitter verursachten Spurious- Signale sind sich demzufolge sehr ähnlich und führen auch zu sehr ähnlichen Spektren der Pulse-Output-DDS vor Anwendung des Noise-Shaping-Verfahrens. Die diskreten Störer werden jedoch durch die Anwendung des einfachen Noise-Shaping- Verfahrens 1. Ordnung nicht eliminiert und auch nicht ge dämpft, d. h. es liegt eine Fehlfunktion des Noise-Shaping- Verfahrens vor. Diese Fehlfunktion ist darauf zurückzufüh ren, dass bei dem in Fig. 8 gezeigten Beispiel eine Korrela tion zwischen dem Eingangssignal des Sigma-Delta-Modulators r(k) und dem vom Sigma-Delta-Modulator erzeugten Quantisie rungsrauschen e(k) vorliegt. Bei dem in Fig. 7 gezeigten Beispiel ist diese nicht finden ist. Fig. 9 zeigt Kreuzkorre lationsfunktion zwischen dem Eingangssignal des Sigma-Delta- Modulators r(k) und dem Quantisierungsrauschen e(k).In comparison to Fig. 7, the division ratio Q _{DDS, V} = f _{C, V} / f _DDS (f _{C, V} ... DDS clock frequency after virtual clock increase by the factor B, f _{C, V} = Bf _C ) only changed very little. The spurious signals caused by the periodic jitter are therefore very similar and also lead to very similar spectra of the pulse output DDS before the noise shaping method is used. However, the use of the simple first-order noise shaping method does not eliminate the discrete interferers and also does not attenuate them, ie there is a malfunction of the noise shaping method. This malfunction is due to the fact that in the example shown in FIG. 8 there is a correlation between the input signal of the sigma-delta modulator r (k) and the quantization noise e (k) generated by the sigma-delta modulator. In the example shown in Fig. 7 this cannot be found. Fig. 9 shows cross-correlation function between the input signal of the sigma-delta modulator r (k) and the quantization noise e (k).

Weiterhin ist das Quantisierungsrauschen e(k) in dem in Fig. 8 gezeigten Beispiel nicht durch einen weißen Rauschprozeß charakterisiert. Dies ist jedoch eine notwendige Vorausset zung für ein fehlerfreies Funktionieren des Noise-Shaping- Verfahrens. In dem in Fig. 7 gezeigten Beispiel ist diese Bedingung erfüllt, wie die in Fig. 10 gezeigte Autokorrelati onsfunktion des Quantisierungsrauschens e(k) zeigt.Furthermore, the quantization noise e (k) in the example shown in FIG. 8 is not characterized by a white noise process. However, this is a necessary prerequisite for the noise-shaping process to function correctly. In the example shown in FIG. 7, this condition is met, as the autocorrelation function of the quantization noise e (k) shown in FIG. 10 shows.

Die folgende empirisch ermittelte Beziehung gibt an, für wel che Teilerverhältnisse Q_DDS,V die eben beschriebene Fehlfunk tion auftritt:
The following empirically determined relationship indicates for which sub-ratios Q _{DDS, V} the malfunction just described occurs:

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, das Noise- Shaping-Verfahren für Sigma-Delta-Wandler derart weiterzubil den, dass die bestehenden Nachteile umgangen werden können, wobei die Maßnahmen möglichst einfach und wirtschaftlich um zusetzen sein sollen. The object of the present invention is to reduce the noise To continue shaping processes for sigma-delta converters that the existing disadvantages can be avoided, taking the measures as simply and economically as possible should be clogged.

Vorgesehen ist ein Noise-Shaping-Verfahren für Sigma-Delta- Wandler, nach dem wesentliche Energieanteile des Quantisie rungsrauschens in Frequenzbereiche außerhalb es Nutzbandes verschoben werden. Die Erfindung löst die Aufgabe dabei durch eine differentielle Schaltung, wobei ein Dithersignal in die Differenzstufen des Sigma-Delta-Wandlers eingespeist wird, welches am Ausgang des Sigma-Delta-Wandlers durch Differenz bildung vollständig unterdrückt wird.A noise shaping process is planned for sigma-delta Converter, according to the essential energy portions of the quantisie noise in frequency ranges outside the useful band be moved. The invention solves the problem a differential circuit, with a dither signal in the Differential stages of the sigma-delta converter is fed in, which at the output of the sigma-delta converter by difference education is completely suppressed.

Das Verfahren kann dabei derart weitergebildet sein, dass das Dithersignal mit hohem Pegel eingespeist wird.The method can be developed in such a way that the Dither signal is fed in at a high level.

Das Verfahren kann sich auch dadurch auszeichnen, dass das Eingangssignal des Sigma-Delta-Modulators in zwei Eingangs signale gleicher Größe geteilt wird, wobei eines der Ein gangssignale vorzugsweise invertiert wird.The process can also be characterized in that the Input signal of the sigma-delta modulator in two inputs signals of equal size is divided, one of the on is preferably inverted.

Das Verfahren kann auch derart weitergebildet sein, dass auf die Eingangssignale ein gleichphasiges Dithersignal gleicher Amplitude gelegt wird.The method can also be developed in such a way that the input signals an in-phase dither signal the same Amplitude is placed.

Das Verfahren kann weiterhin derart ausgestaltet sein, dass die maximale Signalamplitude des jeweiligen Eingangssignals eines einzelnen Sigma-Delta-Modulators gleich der maximalen Amplitude des Eingangssignales gewählt wird.The method can also be configured such that the maximum signal amplitude of the respective input signal of a single sigma-delta modulator equal to the maximum Amplitude of the input signal is selected.

Das Verfahren kann des weiteren derart ausgestaltet sein, dass als Dithersignal ein gleichverteiltes, mittelwertfreies Signal verwendet wird.The method can furthermore be designed in such a way that that as a dither signal an equally distributed, mean-free Signal is used.

Das Verfahren kann sich auch dadurch auszeichnen, dass zur Verarbeitung zweier bezüglich eines Referenzwertes symmetri scher Eingangssignale zwei identische, voneinander unabhängi ge Sigma-Delta-Modulatoren eingesetzt werden, denen am Ein gang gleichphasig ein Dithersignal überlagert wird, wobei die bezüglich eines Referenzwertes symmetrischen Eingangssignale vorzugsweise aus einem asymmetrischen Eingangssignal (X(z)) gebildet werden.The method can also be characterized in that Processing two symmetri with respect to a reference value input signals two identical, independent from each other sigma-delta modulators are used, which at the on gear is superimposed on a dither signal, the input signals symmetrical with respect to a reference value preferably from an asymmetrical input signal (X (z)) be formed.

Das Verfahren kann schließlich auch derart ausgebildet sein, dass eine Aufteilung des Signales in einen positiven und ei nen negativen Signalzweig nach einem einzelnen, allen Zweigen gemeinsamen Schleifenfilter erfolgt, zur Generierung eines symmetrischen Quantisierer-Eingangsignales.Finally, the method can also be designed such that dividing the signal into a positive and egg NEN signal branch after a single, all branches common loop filter is used to generate a balanced quantizer input.

Weitere Eigenschaften und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Bechreibung von bevorzugten Ausführungsfor men im Zusammenhang mit den beigefügten Zeichnungen; darin zeigt:Further properties and advantages of the invention result from the following description of preferred embodiments men in connection with the accompanying drawings; in this shows:

Fig. 1 die schematische Darstellung eines Z-transformierten linearen Modells eines Sigma-Delta-Modulators nach dem Stand der Technik, Fig. 1 is a schematic representation of a Z-transformed linear model of a sigma-delta modulator according to the prior art,

Fig. 2 das durch Grenzzyklen gestörte Ausgangsspektrum eines Sigma-Delta-Modulators nach dem Stand der Technik, Fig. 2 is the disrupted by limit cycles output spectrum of a Sigma-delta modulator according to the prior art,

Fig. 3 die schematische Darstellung der Überlagerung eines Dithersignales am Eingang eines Sigma-Delta- Modulators nach dem Stand der Technik, Fig. 3 is a schematic representation of the superposition of a dither signal at the input of a sigma-delta modulator according to the prior art,

Fig. 4 die schematische Darstellung der Überlagerung eines Dithersignales am Eingang eines Sigma-Delta- Modulators und anschließende Subtraktion an dessen Ausgang nach dem Stand der Technik, Fig. 4 is a schematic representation of the superposition of a dither signal at the input of a sigma-delta modulator and subsequent subtraction at the output of the prior art,

Fig. 5 die schematische Darstellung eines Sigma-Delta- Modulators innerhalb einer DDS nach dem Stand der Technik, Fig. 5 is a schematic representation of a sigma-delta modulator within a DDS according to the prior art,

Fig. 6 das Prinzipschaltbild eines Sigma-Delta-Modulators 1. Ordnung in einer DDS nach dem Stand der Technik, Fig. 6 shows the principle circuit diagram of a sigma-delta modulator 1st order in a DDS according to the prior art,

Fig. 7 das Spektrum eines DDS-Signals vor und nach der An wendung eines Noise-Shaping-Verfahrens 1. Ordnung, nach dem Stand der Technik, Fig. 7 shows the spectrum of a DDS signal before and after the application to a noise-shaping process of the 1st order, according to the prior art,

Fig. 8 die Fehlfunktion des einfachen Noise-Shaping 1. Ord nung nach dem Stand der Technik, Fig. 8, the malfunction of the simple noise shaping 1. Ord voltage according to the prior art,

Fig. 9 die Kreuzkorrelationsfunktion zwischen dem Eingangs signal eines Sigma-Delta-Modulators und dem Quanti sierungsrauschen nach dem Stand der Technik, Fig. 9, the cross-correlation function between the input signal of a sigma-delta modulator and the Quanti sierungsrauschen according to the prior art,

Fig. 10 die Autokorrelationsfunktion des Quantisierungsrau schens nach dem Stand der Technik, Fig. 10 shows the autocorrelation function of the Quantisierungsrau, schens according to the prior art

Fig. 11 die schematische Darstellung des differentiellen Noi se-Shaping mit Überlagerung eines Dithersignales am Eingang eines Sigma-Delta-Modulators, Fig. 11 is a schematic representation of the differential Noi se shaping with superimposing a dither signal at the input of a sigma-delta modulator,

Fig. 12 die schematische Darstellung des differentiellen Noi se-Shaping mit Überlagerung des Dithersignales an den Eingängen der Quantisierer, Fig. 12 is a schematic representation of the differential Noi se shaping with superposition of the dither signal at the inputs of the quantizer,

Fig. 13 die schematische Darstellung eines Tiefpass-SD- Modulators 1. Ordnung mit differentiellem Noise- Shaping gemäß Fig. 11, Fig. 13 is a schematic representation of a low-pass modulator SD 1st order with differential Noise Shaping as shown in FIG. 11,

Fig. 14 die Ausgangsspektren der Anordnung nach Fig. 13 für ein sinusförmiges Eingangssignal, Fig. 14 shows the output spectra of the arrangement of Fig. 13 for a sinusoidal input signal,

Fig. 15 die schematische Darstellung eines Bandpass-SD- Modulators 2. Ordnung mit differentiellem Noise- Shaping gemäß Fig. 12, Fig. 15 is a schematic representation of a bandpass SD modulator 2nd order with differential Noise Shaping as shown in FIG. 12,

Fig. 16 die Ausgangsspektren der Anordnung nach Fig. 15 für ein sinusförmiges Eingangssignal, Fig. 16 shows the output spectra of the arrangement of Fig. 15 for a sinusoidal input signal,

Fig. 17 das Prinzipschaltbild des differentiellen Noise- Shaping 1. Ordnung, Fig. 17 is the schematic diagram of the differential Noise Shaping 1st order,

Fig. 18 die Autokorrelationsfunktion des Quantisierungsrau schens nach Anwendung des differentiellen Noise- Shaping, Fig. 18 shows the autocorrelation function of the Quantisierungsrau schens after application of differential Noise Shaping,

Fig. 19 die Kreuzkorrelationsfunktion zwischen dem Eingangs signal des Sigma-Delta-Modulators und dem Quantisie rungsrauschen, Fig. 19, the cross-correlation function between the input signal of the sigma-delta modulator and the quantizing noise,

Fig. 20 das Spektrum des einfachen Noise-Shaping mit Fehl funktion, Fig. 20 of the simple noise-shaping function, the spectrum with failure,

Fig. 21 das Spektrum des einfachen Noise-Shaping ohne Fehl funktion, Fig. 21 of the simple noise-shaping function, the spectrum without blemish,

Fig. 22 die vollständige Implementierung des differentiellen Noise-Shaping-Verfahrens in ein DDS-System, Fig. 22, the complete implementation of the differential noise-shaping method in a DDS system,

Fig. 23 die schematische Darstellung einer Noise-Shaper- Schaltung wie in der Anordnung nach Fig. 22 verwen det. FIG. 23 shows the schematic illustration of a noise shaper circuit as used in the arrangement according to FIG. 22.

Die Fig. 1 bis 10 beziehen sich auf den Stand der Technik und wurden bereits eingangs erläutert. Ein erneutes Eingehen auf diese Darstellungen erübrigt sich daher. Figs. 1 to 10 relate to the prior art and have already been explained in the introduction. It is therefore unnecessary to go into these representations again.

Die beiden in der Folge mit Bezug auf die Fig. 11 und 12 be schriebenen Schaltungsstrukturen erlauben die effektive Ver meidung von Grenzzyklen in SD-Modulatoren, ohne gleichzeitig eine durch das Dithering begründete Verschlechterung des SNR in Kauf nehmen zu müssen.The two circuit structures described below with reference to FIGS. 11 and 12 allow the effective avoidance of limit cycles in SD modulators without having to accept a deterioration in the SNR due to dithering.

Beide Verfahren bzw. Schaltungsstrukturen beruhen auf der An wendung eines Dithersignals, welches am Ausgang des SD- Modulators durch Differenzbildung vollständig unterdrückt wird, und damit ohne Einfluss auf das SNR bleibt (Differenti elles Noise-Shaping). Die Verfahren unterscheiden sich in der jeweiligen Schaltungsstruktur und in der Art und Weise, wie das Dithersignal eingekoppelt wird. Beide Methoden las sen sich auf alle bekannten Sigma-Delta Architekturen anwen den.Both methods and circuit structures are based on the An application of a dither signal, which at the output of the SD Modulator completely suppressed by difference formation and thus has no influence on the SNR (Differenti elles noise shaping). The procedures differ in the respective circuit structure and in the way how the dither signal is injected. Read both methods apply to all known Sigma-Delta architectures the.

Die Fig. 11 zeigt eine Schaltungsstruktur zur Durchführung des differentiellen Dithering mit Überlagerung eines Dither signals am Eingang des Sigma-Delta-Modulators. Fig. 11 shows a circuit structure for carrying out the differential dithering with superimposing a dither signal at the input of the sigma-delta modulator.

Das in Fig. 11 dargestellte Dithering-Verfahren setzt ein be zogen auf einen Referenzwert symmetrisches Eingangssignal [X₊(z), X_-(z)] voraus, welches gegebenenfalls aus einem asym metrischen Eingangssignal X(z) den folgenden Gleichungen ent sprechend gebildet werden kann:
The dithering method shown in FIG. 11 presupposes an input signal [X ₊ (z), X _- (z)] which is symmetrical with respect to a reference value and which may be formed from an asymmetrical input signal X (z) in accordance with the following equations can be:

Die Verarbeitung beider Eingangssignale erfolgt durch zwei identische, voneinander unabhängige Sigma-Delta-Modulatoren, denen am Eingang gleichphasig ein Dithersignal D(z) überla gert wird. Als Dithersignal wird dabei bevorzugt ein mittel wertfreies Signal mit Gleichverteilung verwendet. Für die Ausgangssignale beider SD-Modulatoren erhält man somit:
Both input signals are processed by two identical, mutually independent sigma-delta modulators, to which a dither signal D (z) is superimposed at the input. A mean value-free signal with uniform distribution is preferably used as the dither signal. For the output signals of both SD modulators you get:

Y₊(z) = H_S(z).[X₊(z) + D(z)] + H_N(z).E₁(z)
Y ₊ (z) = H _S (z). [X ₊ (z) + D (z)] + H _N (z) .E ₁ (z)

Y_-(z) = H_S(z).[X_-(z) + D(z)] + H_N(z).E₂(z)Y _- (z) = H _S (z). [X _- (z) + D (z)] + H _N (z) .E ₂ (z)

Daraus folgt für das Ausgangssignal der Gesamtstruktur Y(z):
From this follows for the output signal of the overall structure Y (z):

Y(z) = Y₊(z) - Y_-(z)
Y (z) = Y ₊ (z) - Y _- (z)

Y(z) = H_S(z).X(z) + H_N(z).[E₁(z) - E₂(z)]Y (z) = H _S (z) .X (z) + H _N (z). [E ₁ (z) - E ₂ (z)]

Das Dithersignal ist demzufolge im Ausgangssignal nicht mehr enthalten und kann daher den Eingängen der Sigma-Delta- Modulatoren zur Vermeidung von Grenzzyklen mit ausreichender Amplitude überlagert werden, ohne das SNR negativ zu beein flussen. Dabei darf die Summe von D(z) und X₊(z) bzw. D(z) und X_-(z) den von der gewählten Modulatorarchitektur abhängi gen maximalen Eingangssignalpegel nicht überschreiten. Die bei den konventionellen Verfahren durch die Addition des Dit hersignals am Eingang bedingte Beschränkung des Dynamikbe reichs tritt aufgrund der in der hier vorgeschlagenem Methode implizit vorhandenen symmetrischen Schaltungsstruktur mit entsprechend verringerten Signalamplituden nicht auf.The dither signal is therefore no longer contained in the output signal and can therefore be superimposed with sufficient amplitude on the inputs of the sigma-delta modulators to avoid limit cycles, without adversely affecting the SNR. The sum of D (z) and X ₊ (z) or D (z) and X _- (z) must not exceed the maximum input signal level depending on the selected modulator architecture. The limitation of the dynamic range caused by the addition of the dither signal at the input in the conventional method does not occur due to the symmetrical circuit structure implicitly present in the method proposed here, with correspondingly reduced signal amplitudes.

Die Quantisierungsrauschsignale E₁(z) und E₂(z) addieren sich bezüglich ihrer Leistung. Sie bestimmen unter Berücksichti gung der Noise-Shaping-Charakteristik des SD-Modulators das maximal erzielbare SNR. The quantization noise signals E ₁ (z) and E ₂ (z) add up in terms of their power. They determine the maximum achievable SNR taking into account the noise shaping characteristics of the SD modulator.

Die Fig. 12 zeigt eine Schaltungstruktur zur Durchführung des differentiellen Noise-Shaping mit Überlagerung eines Dither signals an den Eingängen der Quantisierer. Fig. 12 shows a circuit structure for performing differential noise shaping with superimposition of a dither signal at the inputs of the quantizers.

Bei Anwendung des in Fig. 12 dargestellten Dithering- Verfahrens ist das Schleifenfilter H(z) des Sigma-Delta- Modulators nur einmal notwendig. Die an das Schleifenfilter anschließende Aufteilung des Signals in einen positiven und einen negativen Signalzweig dient der Generierung eines sym metrischen Quantisierer-Eingangssignals. Dies ist nicht er forderlich, wenn das Signal im Schleifenfilter bereits in differentieller Form vorliegt.When using the dithering method shown in FIG. 12, the loop filter H (z) of the sigma-delta modulator is only necessary once. The division of the signal into a positive and a negative signal branch subsequent to the loop filter is used to generate a symmetrical quantizer input signal. This is not necessary if the signal is already in differential form in the loop filter.

Das nach der Quantisierung durch Differenzbildung rekonstru ierte Ausgangssignal Y(z) enthält ebenfalls keine Signalan teile des Dithers im Spektrum.Reconstruct the after quantization through difference formation Output signal Y (z) also contains no signal parts of the dither in the spectrum.

In Übereinstimmung mit der Ausführungsform nach Fig. 11 folgt für das Ausgangssignal der Gesamtstruktur Y(z):
In accordance with the embodiment according to FIG. 11, the overall structure Y (z) follows for the output signal:

Y(z) = Y₊(z) - Y_-(z)
Y (z) = Y ₊ (z) - Y _- (z)

Im Gegensatz zur Ausführung nach Fig. 11, bei der das Ein gangssignal mit einem Dither überlagert wurde, wird hier le diglich die Quantisierung durch den Dither beeinflusst. Vor teilhaft ist dabei, dass durch nicht perfekte Rekonstruktion verursachte Restfehler, bedingt durch die Wahl des Dither- Einspeisepunktes, ebenfalls dem Noise-Shaping unterliegen.In contrast to the embodiment according to FIG. 11, in which the input signal was superimposed with a dither, the quantization is only influenced here by the dither. It is particularly advantageous that residual errors caused by imperfect reconstruction, due to the selection of the dither feed point, are also subject to noise shaping.

Für die Quantisierungsrauschsignale E₁(z) und E₂(z) gilt ebenfalls, dass sie sich bezüglich ihrer Leistung addieren und zusammen entsprechend der Noise-Shaping-Charakteristik des Sigma-Delta-Modulators das maximal mögliche SNR bestim men. It also applies to the quantization noise signals E ₁ (z) and E ₂ (z) that they add up with regard to their power and together determine the maximum possible SNR according to the noise-shaping characteristic of the sigma-delta modulator.

Als Beispiel ist in Fig. 13 ein Tiefpass-SD-Modulator 1. Ord nung mit Dithering nach Fig. 11 und in Fig. 15 ein Bandpass- SD-Modulator 2. Ordnung mit Dithering nach Fig. 12 darge stellt. Ergänzend sind in Fig. 14 und 16 die zugehörigen Ausgangsspektren für ein sinusförmiges Eingangssignal angege ben.As an example in Fig. 13 is a 1st order low-pass SD modulator with dithering according to Fig. 11 and in Fig. 15 is a 2nd order bandpass SD modulator with dithering according to Fig. 12 Darge. In addition, the associated output spectra for a sinusoidal input signal are given in FIGS . 14 and 16.

Dabei bezeichnet in der Fig. 13 das Bezugszeichen 2 einen In put X, die 4 eine Ditherquelle, die Bezugszeichen 6, 8 und 10 jeweils einen Gain-Koeffizienten, die Bezugszeichen 12 und 14 je ein zeitdiskretes Filter, die 16 und 18 je einen Kompara tor und das Bezugszeichen 20 schließlich einen Output Y.In this case, 13, the reference numeral in FIG. 2, an in put X, 4, a dither source, reference numerals 6, 8 and 10 each have a gain coefficient, the reference numerals 12 and 14 each a discrete-time filter, the 16 and 18 each have a Kompara tor and finally the reference numeral 20 an output Y.

In der Fig. 15 bezeichnen gleiche Bezugszeichen gleiche Ele mente wie in Fig. 13.In FIG. 15, the same reference numerals designate the same elements as in FIG. 13.

In der Fig. 17 ist das Prinzipschaltbild einer Schaltungsan ordnung zur Durchführung des differentiellen Noise-Shaping 1. Ordnung innerhalb einer Pulse-Output-DDS dargestellt, wobei es sich hierbei um das Z-transformierte lineare Modell han delt.In Fig. 17, the block diagram is a Schaltungsan order to carry out the differential noise shaping 1st order within a pulse output DDS shown, wherein this is delt han around the Z-transformed linear model.

Des Eingangsbitstrom des Sigma-Delta-Modulators wird in zwei Signale gleicher Größe geteilt. Im Gegensatz zum eben be schriebenen Prinzip wird in diesem modifizierten differenti ellen Noise-Shaping-Verfahren kein Teilsignal invertiert. Auf diese Weise muss auf beide Teilsignale ein gegenphasiges Dit hersignal gleicher Amplitude angewendet werden. Nach der Ad dition der beiden Ausgangssignale der Sigma-Delta-Modulatoren wird das eingespeiste Dithersignal vollständig eliminiert und es ist nur noch das urspüngliche Eingangssignal und das Quan tisierungsgeräusch der beiden Sigma-Delta-Modulatoren im Sum mensignal enthalten.The input bit stream of the sigma-delta modulator is divided into two Signals of the same size divided. In contrast to the just be principle is written in this modified differenti Noise shaping method no partial signal inverted. On in this way, an antiphase dit must be applied to both partial signals her signal of the same amplitude can be applied. After the ad dition of the two output signals of the sigma-delta modulators the injected dither signal is completely eliminated and it is only the original input signal and the quan tization noise of the two sigma-delta modulators in sum signal included.

Bereits Eingangs wurde gezeigt, dass keine Fehlfunktion des einfachen Noise-Shaping 1. Ordnung auftritt, wenn das Quanti sierungsrauschen e(k) des SD-Modulators durch einen weißen Rauschprozeß gekennzeichnet ist und gleichzeitig keine Korre lation zwischen dem Eingangssignal des SD-Modulators r(k) und e(k) vorliegt. Diese Eigenschaften lassen sich durch die Verwendung des modifizierten differentiellen Noise-Shaping- Verfahrens innerhalb von DDS-Systemen realisieren. Dies gilt insbesondere für alle Fälle, bei denen eine Fehlfunktion des einfachen Noise-Shaping-Verfahrens auftritt.It was already shown at the beginning that no malfunction of the simple first-order noise shaping occurs when the quanti sation noise e (k) of the SD modulator by a white Noise process is marked and at the same time no correction lation between the input signal of the SD modulator r (k) and e (k) is present. These properties can be achieved through the Use of the modified differential noise shaping Realize procedures within DDS systems. this applies especially for all cases in which a malfunction of the simple noise shaping process occurs.

Wie bereits weiter oben dargestellt, besteht die prinzipielle Idee des modifizierten differentiellen Noise-Shaping darin, das Fehlersignal r(k) zu halbieren und die beiden neuen Teil signale jeweils getrennt einem einfachen Sigma-Delta- Modulator zuzuführen. An den Eingängen der beiden SD- Modulatoren wird ein zusätzliches Rauschsignal x(k) überla gert, wobei das Rauschsignal an einem Eingang ein positives und an dem anderen Eingang ein negatives Vorzeichen aufweist.As already shown above, there is the basic one Idea of modified differential noise shaping in to halve the error signal r (k) and the two new parts signals each separate from a simple sigma-delta Feed modulator. At the inputs of the two SD An additional noise signal x (k) is passed to modulators gert, the noise signal at one input a positive and has a negative sign at the other input.

Am Ausgang des Systems werden die Ausgangssignale der beiden einfachen SD-Modulatoren r_σΔ1(k) und r_σΔ2(k) addiert. Dadurch wird das zusätzliche Rauschsignal vollständig eliminiert und das Ausgangssignal des differentiellen SD-Modulators enthält nur noch das vollständige Fehlersignal r(k) und die Quanti sierungsrauschsignale der beiden SD-Modulatoren e₁(k) und e₂(k).At the output of the system, the output _{signals of} the two simple SD modulators r _σΔ1 (k) and r _σΔ2 (k) are added. This completely eliminates the additional noise signal and the output signal of the differential SD modulator only contains the complete error signal r (k) and the quantization noise signals of the two SD modulators e ₁ (k) and e ₂ (k).

Die Bezugszeichen 24 und 26 in Fig. 17 bezeichnen jeweils ei nen ersten und zweiten SD-Modulator. Reference numerals 24 and 26 in FIG. 17 denote first and second SD modulators, respectively.

Aus Fig. 17 lassen sich folgende Beziehungen ableiten:
The following relationships can be derived from FIG. 17:

Ein Vorteil des differentiellen Noise-Shaping-Verfahrens ge genüber dem einfachen Noise-Shaping besteht darin, dass die Fehlfunktion des einfachen Noise-Shaping nicht mehr auftritt. Durch die Einspeisung eines zusätzlichen Rauschsignals am Eingang der SD-Modulatoren wird die Korrelation zwischen dem Eingangssignal r(k)/2 + x(k) bzw. r(k)/2 - x(k) und dem Quanti sierungsrauschsignal e₁(k) bzw. e₂(k) nahezu vollständig un terdrückt. Ebenso wird durch diese Maßnahme erreicht, dass die Quantisierungsrauschsignale e₁(k) und e₂(k) durch einen weißen Rauschprozeß gekennzeichnet sind. Das vorgenannte wird durch die in Fig. 18 dargestellte Autokorrelationsfunk tion und die in Fig. 19 dargestellte Kreuzkorrelationsfunkti on bestätigt.An advantage of the differential noise shaping method compared to simple noise shaping is that the malfunction of simple noise shaping no longer occurs. By feeding an additional noise signal at the input of the SD modulators, the correlation between the input signal r (k) / 2 + x (k) or r (k) / 2 - x (k) and the quantization noise signal e ₁ (k ) or e ₂ (k) almost completely suppressed. This measure also ensures that the quantization noise signals e ₁ (k) and e ₂ (k) are characterized by a white noise process. The foregoing is confirmed by the autocorrelation function shown in FIG. 18 and the cross-correlation function shown in FIG. 19.

Ein Problem bei der Realisierung des differentiellen Noise- Shaping-Verfahrens ergibt sich in der Wahl der maximalen Am plitude des Rauschsignals. Die Amplitude des zusätzlichen Rauschsignals darf nicht zu klein gewählt werden, da bei ei nem kleiner werdenden Rauschsignal die Fehlfunktion des ein fachen Noise-Shaping-Verfahrens immer wirksamer wird. Ande rerseits darf die Amplitude des zusätzlichen Rauschsignals nicht beliebig groß werden.A problem in realizing the differential noise The shaping process results in the choice of the maximum Am plitude of the noise signal. The amplitude of the additional Noise signal must not be chosen too small, since with ei the malfunction of the simple noise shaping process is becoming more and more effective. Ande on the other hand, the amplitude of the additional noise signal do not grow to any size.

Die maximale Signalamplitude des Eingangssignals eines ein zelnen SD-Modulators ist daher vorzugsweise gleich der maxi malen Amplitude des Fehlersignals r(k).The maximum signal amplitude of an input signal individual SD modulator is therefore preferably equal to the maxi paint amplitude of the error signal r (k).

Diese Randbedingung ergibt sich aus der schon dargestellten allgemeinen Randbedingung an SD-Modulatoren bei Einsatz innerhalb einer Pulse-Output-DDS, bei der gilt, dass eine Verän derung am DDS-Fehlersignal nur in Schritten von ±2π rad er folgen kann, da die Signalgenerierung an das Taktraster T_C = l/f_C gebunden ist. Wegen der Halbierung des DDS- Fehlersignals zu Beginn des differentiellen Noise-Shaping ist die maximale Amplitude des Fehlersignals am Eingang eines einzelnen SD-Modulators gleich /2. Daraus folgt unmittel bar, dass die maximale Amplitude des zusätzlichen Rauschsi gnals ebenfalls gleich /2 ist, um eine Übersteuerung der SD- Modulatoren zu verhindern.This boundary condition results from the general boundary condition already described on SD modulators when used within a pulse output DDS, where a change in the DDS error signal can only follow in steps of ± 2π radians, since the signal generation is bound to the clock pattern T _C = l / f _C. Because the DDS error signal is halved at the beginning of differential noise shaping, the maximum amplitude of the error signal at the input of a single SD modulator is / 2. It follows immediately that the maximum amplitude of the additional noise signal is also equal to / 2 in order to prevent overdriving of the SD modulators.

Das Rauschsignal x(k) sollte für eine korrekte Funktionsweise ein mittelwertfreies Signal mit einer Gleichverteilung sein. Demzufolge treten innerhalb von x(k) positive und negative Signalwerte auf und es gilt für den optimalen Wertebereich des zusätzlichen Rauschsignal x(k):
The noise signal x (k) should be a mean-free signal with a uniform distribution for correct functioning. As a result, positive and negative signal values occur within x (k) and the following applies to the optimal value range of the additional noise signal x (k):

x(k) ∈ [-0,25.; 0,25.].x (k) ∈ [-0.25 .; 0.25.].

In Fig. 20 und Fig. 21 sind die Spektren nach Anwendung des einfachen und des differentiellen Noise-Shaping-Verfahrens 1. Ordnung in einer Pulse-Output-DDS dargestellt. Hierbei sind zwei interessante Fälle ausgewählt worden:
In Fig. 20 and Fig. 21, the spectra after application are shown of the simple and the differential noise shaping method 1st order in a pulse output DDS. Two interesting cases have been selected:

- einfaches Noise-Shaping 1. Ordnung mit Fehlfunktion (Fig. 20),simple first-order noise shaping with malfunction ( FIG. 20),
- einfaches Noise-Shaping 1. Ordnung ohne Fehlfunktion (Fig. 21).- simple first-order noise shaping without malfunction ( Fig. 21).

Das Bezugszeichen 28 bezeichnet das Spektrum nach Anwendung des einfachen Noise-Shaping-Verfahrens und das Bezugszeichen 30 bezeichnet das Spektrum nach Anwendung des differentiellen Noise-Shaping-Verfahrens.The reference numeral 28 designates the spectrum after using the simple noise shaping method and the reference numeral 30 designates the spectrum after using the differential noise shaping method.

Die dargestellten Spektren zeigen, dass beim differentiellen Noise-Shaping-Verfahren die Fehlfunktion des einfachen Noise- Shaping vermieden wird und eine signifikante Reduzierung des Quantisierungsrauschens in der unmittelbaren Umgebung der DDS-Ausgangsfrequenz erreicht wird. Gegenüber dem einfachen Noise-Shaping-Verfahren tritt beim differentiellen Noise- Shaping eine Erhöhung der Leistung des Quantisierungsrau schens auf, wobei eine deutliche Anhebung der Quantisierungs rauschleistung in der Nähe des Maximums der Rauschformungs funktion zu beobachten ist.The spectra shown show that differential Noise shaping procedure the malfunction of the simple noise Shaping is avoided and a significant reduction in the Quantization noise in the immediate vicinity of the DDS output frequency is reached. Compared to the simple one Noise-shaping method occurs in differential noise Shaping an increase in the performance of the quantization space on, with a significant increase in quantization noise power near the maximum of the noise shaping function can be observed.

Die Fig. 22 zeigt das Prinzipschaltbild eines DDS-Systems mit virtueller Takterhöhung und differentiellen Noise-Shaping 1. Ordnung. Die Frequenz des DDS-Ausgangssignals ist durch das Steuerwort N festgelegt. Es handelt sich hierbei um ein Bei spiel der vollständige Implementation des differentiellen Noise-Shaping-Verfahrens in einem DDS-System. Die Fig. 23 zeigt die schematische Schaltstruktur der in der Fig. 22 ein gesetzten Noise-Shaper. Neben dem Noise-Shaping ist ein Ver fahren zur virtuellen Takterhöhung in das System integriert. Es gilt:
Fig. 22 shows the principle circuit diagram of a DDS system with virtual clock increasing and differential noise shaping 1st order. The frequency of the DDS output signal is determined by the control word N. This is an example of the complete implementation of the differential noise shaping method in a DDS system. FIG. 23 shows the schematic switching structure of the noise shaper set in FIG. 22. In addition to noise shaping, a process for virtual clock increase is integrated into the system. The following applies:

M . . . Anzahl der möglichen Phasenakkumulatorzustände.M. , , Number of possible phase accumulator states.

Das Ausgangssignal der Pulse-Output-DDS wird aus dem Über laufbit des Phasenakkumulators abgeleitet. Eine signifikante Reduzierung des zeitlichen Jitters des DDS-Ausgangssignals erfolgt durch virtuelle Takterhöhung um den Faktor 32. Zur Realisierung der virtuellen Takterhöhung ist es notwendig, mit Hilfe des Divisionsblocks 32.r(k)/N eine Verzögerungszeit des DDS-Ausgangssignals zu berechnen. Der Wert der benötig ten Verzögerungszeit ist in c_k gespeichert und wird durch das Ausgangssignal des differentiellen Noise-Shaping-Verfahrens c₃ gegebenenfalls korrigiert. Die resultierende Gesamtverzö gerung des DDS-Ausgangssignals c_ges wird mit Hilfe des Zählers erzeugt. Die Taktfrequenz des Zählers f_C,V ist um den Faktor B = 32 größer als die Taktfrequenz f_C des Phasenakkumula tors. The output signal of the pulse output DDS is derived from the overflow bit of the phase accumulator. A significant reduction in the temporal jitter of the DDS output signal is achieved by a virtual clock increase by a factor of 32. In order to implement the virtual clock increase, it is necessary to calculate a delay time of the DDS output signal using the division block 32.r (k) / N. The value of the required delay time is stored in c _k and is corrected if necessary by the output signal of the differential noise shaping method c ₃ . The resulting total delay of the DDS output signal c _tot is generated with the help of the counter. The clock frequency of the counter f _{C, V} is greater by a factor B = 32 than the clock frequency f _{C of} the phase accumulator.

Für das differentielle Noise-Shaping-Verfahren wird die Zu fallszahl x(k) mit einem Wertebereich entsprechend
For the differential noise shaping method, the random number x (k) with a value range is corresponding

x(k) ∈ [-0,25.; 0,25.]
x (k) ∈ [-0.25 .; 0.25.]

benötigt. Im PN-Generator werden Zufallszahlen z mit einem Wertebereich [0; 2ⁿ], n ∈ N erzeugt. Diese werden durch ei ne geeignete Maskierung in Zufallszahlen z₁ mit einem Werte bereich
needed. Random numbers z with a range of values [0; 2 ⁿ ], n ∈ N generates. These are identified by a suitable masking in random numbers z ₁ with a value range

z₁(k) ∈ 0; 2^a, a = floor(log₂N)
z ₁ (k) ∈ 0; 2 ^a , a = floor (log ₂ N)

transformiert. Da z₁ nach der Maskierung nicht in jedem Fall kleiner als N/2 ist, wird solange eine neue Zufallszahl z₁ erzeugt, bis diese kleiner als N/2 ist. Dazu sind maximal 5 Iterationsschritte vorgesehen (entspricht den notwendigen Taktzyklen für die Division). Der gültige Wert wird gespei chert und der PN-Generator angehalten (Takt sperren), bis eine neue Zufallszahl benötigt wird. Sollte keine Zufallszahl z₁ kleiner als N/2 sein, wird die alte Zufallszahl z₁(k - 1) noch einmal verwendet.transformed. Since z _{1 is} not always less than N / 2 after masking, a new random number z _{1 is} generated until it is less than N / 2. A maximum of 5 iteration steps are provided for this (corresponds to the necessary clock cycles for the division). The valid value is saved and the PN generator is stopped (block clock) until a new random number is required. If no random number z _{1 is} smaller than N / 2, the old random number z ₁ (k - 1) is used again.

Claims

1. Noise-Shaping-Verfahren für Sigma-Delta-Wandler, nach dem wesentliche Energieanteile des Quantisierungsrau schens in Frequenzbereiche außerhalb es Nutzbandes ver schoben werden, dadurch gekennzeichnet, dass ein Dithersignal (D(z)) in die Differenzstufen des Sigma- Delta-Modulators eingespeist wird, welches am Ausgang des Sigma-Delta-Modulators durch Differenzbildung voll ständig unterdrückt wird.1. Noise-shaping method for sigma-delta converters, after which essential energy components of the quantization noise are shifted into frequency ranges outside of the useful band, characterized in that a dither signal (D (z)) into the differential stages of the sigma-delta Modulator is fed, which is completely suppressed at the output of the sigma-delta modulator by forming the difference.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Dithersignal (D(z)) mit hohem Pegel einge speist wird.2. The method according to claim 1, characterized in that that the dither signal (D (z)) is turned on at a high level is fed.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekenn zeichnet, dass das Eingangssignal des Sigma-Delta- Modulators in zwei Eingangssignale (X₊(z), X_-(z)) glei cher Größe geteilt wird.3. The method according to claim 1 or 2, characterized in that the input signal of the sigma-delta modulator is divided into two input signals (X ₊ (z), X _- (z)) of the same size.

4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass eines der Eingangssignale invertiert wird.4. The method according to claim 3, characterized in that one of the input signals is inverted.

5. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, da durch gekennzeichnet, dass auf die Eingangssignale ein gleichphasiges Dithersignal (D(z)) gleicher Amplitu de gelegt wird.5. The method according to any one of the preceding claims characterized by that on the input signals an in-phase dither signal (D (z)) of the same amplitude de is laid.

6. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die maximale Signalamplitude des jeweiligen Ein gangssignals (X₊(z) + D(z), X_-(z) + D(z)) eines einzelnen Sigma-Delta-Modulators gleich der maximalen Amplitude des Eingangssignales (X(z)) gewählt wird.6. The method according to claim 4, characterized in that the maximum signal amplitude of the respective input signal (X ₊ (z) + D (z), X _- (z) + D (z)) of a single sigma-delta modulator is equal to maximum amplitude of the input signal (X (z)) is selected.

7. Verfahren nach Anspruch 2, 3 oder 4, dadurch gekenn zeichnet, dass als Dithersignal (D(z)) ein gleichver teiltes, mittelwertfreies Signal verwendet wird. 7. The method according to claim 2, 3 or 4, characterized shows that a dither signal (D (z)) is a ver divided, mean value-free signal is used.

8. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, da durch gekennzeichnet, dass zur Verarbeitung zweier bezüglich eines Referenzwertes symmetrischer Eingangs signale (X₊(z), X_-(z)) zwei identische, voneinander unab hängige Sigma-Delta-Modulatoren eingesetzt werden, denen am Eingang gleichphasig ein Dithersignal (D(z)) überla gert wird.8. The method according to any one of the preceding claims, characterized in that two identical, mutually independent sigma-delta modulators are used to process two input signals (X ₊ (z), X _- (z)) which are symmetrical with respect to a reference value, which is overlaid at the input with a dither signal (D (z)).

9. Verfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die bezüglich eines Referenzwertes symmetrischen Eingangssignale (X₊(z), X_-(z)) aus einem asymmetrischen Eingangssignal (X(z)) gebildet werden.9. The method according to claim 8, characterized in that the input signals (X ₊ (z), X _- (z)) which are symmetrical with respect to a reference value are formed from an asymmetrical input signal (X (z)).

10. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeich net, dass eine Aufteilung des Signales in einen posi tiven und einen negativen Signalzweig nach einem einzel nen, allen Zweigen gemeinsamen Schleifenfilter erfolgt.10. The method according to claim 1, characterized in net that a division of the signal into a posi tive and a negative signal branch after a single loop filter common to all branches.

11. Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeich net, dass auf die Eingangssignale der Quantisierer ein gleichphasiges Dithersignal (D(z)) gleicher Amplitude gelegt wird.11. The method according to claim 10, characterized in net that on the input signals of the quantizer in-phase dither signal (D (z)) of the same amplitude is placed.