DE10050266A1

DE10050266A1 - Anordnung und Verfahren für eine optische Informationsübertragung

Info

Publication number: DE10050266A1
Application number: DE2000150266
Authority: DE
Inventors: Reinhold Noe
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 2000-10-09
Filing date: 2000-10-09
Publication date: 2002-04-18

Abstract

Bei dieser Anordnung und dem zugehörigen Verfahren wird sendeseitig die Polarisation mindestens eines modulierten optischen Signals verändert, und empfängerseitig werden Laufzeitänderungen mindestens eines der optischen Signale detektiert. Diese Laufzeitänderungen werden vorzugsweise durch Auswertung der Änderungen des Integrals des Steuersignals eines spannungsgesteuerten Oszillators der Taktrückgewinnung ermittelt und sind ein Maß für vorhandene Polarisationsmodendispersion, welche mittels eines Kompensators von Polarisationsmodendispersion kompensiert werden kann.

Description

Die Erfindung betrifft eine Anordnung sowie ein dazugehöriges Verfahren für eine optische Informationsübertragung nach dem Oberbegriff der unabhängigen Patentansprüche 1 und 10.

Polarisationsmodendispersion, genannt PMD, beeinträchtigt die hochratige optische Datenübertragung. In R. Noe et al., J. Lightwave Techn., 1999, Seiten 1602-1616 wurde ein Verfahren zur Messung von Polarisationsmodendispersion angegeben. Die ses Verfahren beruht auf einer Spektralanalyse des empfänger seitig aus dem intensitätsmodulierten optischen Signal gewon nenen elektrischen detektierten Signals. Nachteilig ist, daß das dabei gewonnene Regelsignal und die einhergehende Schlie ßung des Augenmusters etwa proportional zueinander sind. Dies bedeutet, daß man Verzerrungen durch Polarisationsmodendis persion erst erkennt, wenn sie sich bereits ungünstig auswir ken.

Aufgabe der Erfindung ist es daher, eine Anordnung sowie ein dazugehöriges Verfahren für eine optische Informationsüber tragung anzugeben, welche selbst sehr kleine durch Polarisa tionsmodendispersion verursachte Verzerrungen mit geringem Aufwand zu messen gestatten.

Diese Aufgabe wird durch eine im Patentanspruch 1 angegebene Anordnung sowie durch ein im Patentanspruch 10 angegebenes Verfahren gelöst.

Vorteilhafte Weiterbildungen sind in den Unteransprüchen an gegeben.

Die Lösung des Problems liegt darin, daß der optische Sender so ausgebildet wird, daß er Signale mit verschiedenen Polari sationen aussendet, so daß diese bei vorhandener Polarisati onsmodendispersion verschieden große Laufzeiten erfahren, und daß der optische Empfänger die Signallaufzeiten oder deren Änderungen detektiert. Das so gewonnene Regelsignal kann zur Steuerung z. B. eines empfängerseitig vorgesehenen Kompensa tors von Polarisationsmodendispersion verwendet werden.

Bei der weit verbreiteten Intensitätsmodulation eines wenig stens näherungsweise vollständig polarisierten Lichtsignals ist zur Durchführung des Verfahrens sendeseitig ein Polarisa tionsverwürfler vorzusehen. Empfängerseitig wird das Steuer signal des den wiedergewonnenen Bittakt bereitstellenden spannungsgesteuerten Oszillators ausgewertet. Die Schwankun gen seines Integrals in dem Frequenzbereich, in welchem die Signale zur Ansteuerung des Polarisationsverwürflers liegen, sind ein Maß für vorhandene Polarisationsmodendispersion.

In einem anderen Ausführungsbeispiel wird Polarisationsmulti plex und ein vom Non-Return-to-Zero-Signalformat verschiede nes Signalformat wie z. B. das Return-to-Zero-Signalformat, verwendet, wobei die Phasendifferenz zwischen den Polarisati onsmultiplexsignalen veränderlich ist. Empfängerseitig wird die von Polarisationsmodendispersion und meist auch der Pha sendifferenz abhängige zeitliche Position des wiedergewonne nen Datensignaltaktes in mindestens einem Polarisationsmulti plexkanal ausgewertet. Auch hier erfolgt dies vorzugsweise durch Auswertung des Frequenzsteuersignals eines spannungsge steuerten Oszillators, der den wiedergewonnenen Bittakt be reitstellt.

Die Erfindung wird anhand von Ausführungsbeispielen näher er läutert.

Es zeigen

Fig. 1 eine erfindungsgemäße Anordnung zur Informationsüber tragung,

Fig. 2 einen Polarisationsmultiplex-Sender mit einem Laser,

Fig. 3 eine erfindungsgemäße Anordnung zur Informationsüber tragung,

Fig. 4 eine alternative Ausgestaltung eines Polarisationsde multiplexers,

Fig. 5 einen erfindungsgemäßen Empfänger,

Fig. 6 einen Phasenvergleicher,

Fig. 7 Augenmuster,

Fig. 8 eine Signalverarbeitungseinheit,

Fig. 9 eine gemeinsame Steuereinheit,

Fig. 10 eine weitere Signalverarbeitungseinheit.

In einer erfindungsgemäßen Anordnung zur Informationsübertra gung gemäß Fig. 1 wird in einem ersten optischen Sender TX0 ein vorzugsweise intensitätsmoduliertes erstes Lasersignal LS0 erzeugt. Dazu kann im ersten optischen Sender TX0 bei spielsweise ein erstes sendeseitiges Modulationssignal SDD0 einer Lasereinheit LU0 mit einem Laser und ggf. einem Modula tor zugeführt werden. Das erste Lasersignal LS0 kann einen Multiplexer WDMUX durchlaufen, der die Addition weiterer La sersignale mit anderen optischen Trägerfrequenzen zuläßt. An schließend durchläuft es einen Polarisationsverwürfler SCR. Ggf. notwendige optische und/oder elektrische Verstärker sind hier und in den folgende Figuren der Übersichtlichkeit halber nicht dargestellt. Bei Verwendung des Multiplexers WDMUX wird der Polarisationsverwürfler SCR vorzugsweise zur Verwürflung der Polarisationen aller vorhandenen Lasersignale ausgelegt. Der Polarisationsverwürfler SCR erzeugt zeitvariante Aus gangspolarisationen des ersten Lasersignals LS0, deren nor mierte Stokes-Vektoren vorzugsweise nicht sämtlich in einer Ebene liegen und vorzugsweise so ausgebildet sind, daß die durch zeitliche Mittelung entstehende Korrelationsmatrix der normierten Stokes-Vektoren proportional zur Einheitsmatrix ist, genauer gesagt, etwa 1/3 mal die Einheitsmatrix ist. Zu diesem Zweck besteht der Polarisationsverwürfler SCR vor zugsweise aus mehreren elektrooptischen optischen Wellenplat ten, die mit unterschiedlichen Geschwindigkeiten rotieren, wobei abwechselnd aufeinanderfolgende Viertel- und Halbwel lenplatten vorteilhaft sind. Stattdessen können akustoopti sche oder elektrooptische Modenwandler mit vorzugsweise hälf tiger und voller Modenkonversion eingesetzt werden. Geeignete Polarisationsverwürfler SCR sind beispielsweise in M. Rehage et al., "Single- and Double-Stage Acoustooptical Ti : LiNbO₃ TE-TM Converters used in Wavelength-Selective Polarimeter and Polarization-Independent Depolarizer", European Symposium on Advanced Networks and Services, Conference on Passive Fiber- Optic System Components, 2449-45, 20-24 March 1995, Amster dam, in F. Heismann et al., "Electrooptic polarization scram blers for optically amplified long-haul transmission sys tems", IEEE Photonics Technology Letters 6(1994)9, S. 1156-1158 oder in B. H. Billings, "A monochromatic depolarizer", J. Opt. Soc. Amer., vol. 41, pp. 966-975, 1%1 beschrieben. Auch der in R. Noe et al., "Integrated optical LiNbO₃ distributed polarization mode dispersion equalizer in 20 Gbit/s transmis sion system", Electronics Letters 35 (1999) 8, S. 652-654 be schriebene Kompensator von Polarisationsmodendispersion eig net sich bei Ansteuerung mit Wechselsignalen, vorzugsweise Sinus- und Kosinussignalen, die verschiedene Frequenzen haben können, als Polarisationsverwürfler SCR. Der Polarisations verwürfler SCR erhält mindestens ein Polarisationsverwürfler signal SSCR mit mindestens einer ersten Modulationsfrequenz OM0. Er gibt ausgangsseitig ein erstes optisches Signal OS0 ab, welches variable Polarisation aufweist und in welchem sich auch die erste Modulationsfrequenz OM0 manifestiert.

Nach Durchlaufen eines Lichtwellenleiters LWL, welcher Pola risationsmodendispersion, genannt PMD, und polarisationsab hängige Verluste, genannt PDL, aufweisen kann, kann das erste optische Signal OS0 einen Demultiplexer WDDEMUX durchlaufen, der ggf. vorhandene weiterer optische Signale mit anderen Trägerfrequenzen abspaltet. Danach kann es einen ersten Kom pensator von Polarisationsmodendispersion PMDC0 durchlaufen. Dieser besteht z. B. aus einem oder mehreren vorzugsweise als endlos ausgebildeten Polarisationstransformatoren, die je weils von einem Wellenleiterstück mit Polarisationsmodendis persion gefolgt werden, wobei die dadurch gebildeten Einhei ten kaskadiert werden. Auch durchgehende doppelbrechende Wel lenleiter mit eingebauten steuerbaren Modenwandlern sind ge eignet. Beispiele sind in R. Noe et al., "Polarization mode dispersion compensation at 10, 20 and 40 Gb/s with various optical equalizers", IEEE J. Lightwave Technology, 17 (1999) 9, S. 1602-1616 und in R. Noe et al., "Integrated optical LiNbO₃ distributed polarization mode dispersion equalizer in 20 Gbit/s transmission system", Electronics Letters 35 (1999) 8, S. 652-654 beschrieben.

Schließlich wird das erste optische Signal OS0 einem ersten Empfängereingang INRX0 eines als wenigstens näherungsweise polarisationsunabhängig ausgelegten ersten Empfängers RX0, welcher hier als optischer Empfänger für intensitätsmodulier te Signale ausgelegt ist, zugeführt. Der erste Empfänger RX0 wird später beschrieben. Er kann mindestens ein erstes PMD- Steuersignal SPMDC0 zur Steuerung des ersten Kompensators von Polarisationsmodendispersion PMDC0 abgeben.

In einem anderen Ausführungsbeispiel der Erfindung wird opti sches Polarisationsmultiplex eingesetzt. In einem dazu geeig neten gemeinsamen optischen Sender TX gemäß Fig. 2 wird das Ausgangssignal eines vorzugsweise gepulsten Sendelasers LA durch einen sendeseitigen Leistungsteiler PMC mit etwa glei chen mittleren Leistungen auf zwei Lichtwellenleiter aufge teilt. Der sendeseitige Leistungsteiler PMC kann z. B. ein po larisationserhaltender Faserkoppler sein. Die so gewonnenen Signale werden durch je einen Modulator MO1, MO2 geleitet, welcher bevorzugt als Intensitätsmodulator ausgebildet ist und wo sendeseitige Modulationssignale SDD1 bzw. SDD2 aufge prägt und so zwei weitere optische Signale OS1, OS2 geschaf fen werden. Diese sind hier moduliert mit dem sogenannten Re turn-to-Zero-Signalformat. Auch andere Modulations- oder Si gnalformate mit einer während einer Bitdauer nicht konstanten komplexen Hüllkurve können verwendet werden. Dazu gehört bei spielsweise die Phasenumtastung zwischen aufeinanderfolgenden Bits. OS1 ist ein erstes und OS2 ist ein zweites der weiteren optischen Signale. Diese werden durch einen sendeseitigen Po larisationsstrahlteiler PBSS mit vorzugsweise orthogonalen Polarisationen kombiniert. Statt des sendeseitigen Polarisa tionsstrahlteilers PBSS kann auch ein einfacher optischer Richtkoppler verwendet werden.

Für die Verbindungen zwischen den Modulatoren MO1, MO2 und dem sendeseitigen Polarisationsstrahlteiler PBSS können z. B. ebenfalls polarisationserhaltende Lichtwellenleiter vorgese hen werden, von denen einer um 90° tordiert ist. Alternativ dazu kann in einer dieser Verbindungen ein Modenwandler vor gesehen werden.

Um in diesem Ausführungsbeispiel der Erfindung eine gewünsch te Kohärenz der weiteren optischen Signale OS1, OS2 nach der Kombinierung zu erzielen, ist eine differentielle Phasenmodu lation DPM zwischen diesen weiteren optischen Signalen OS1, OS2 vorhanden, welche von einem phasendifferenzmodulierenden Mittel erzeugt wird. Phasendifferenzmodulierende Mittel PDM1, PDM2, PDM12, PDM21, die alternativ oder additiv eingesetzt werden können, sind Winkelmodulatoren PHMO1, PHMO2 eines der weiteren optischen Signale OS1, OS2 oder differentielle Win kelmodulatoren PHMO12, PHMO21. Differentiell bedeutet dabei, daß die Winkelmodulation zwischen den im Idealfall orthogonal zueinander polarisierten weiteren optischen Signalen OS1, OS2 wirksam ist. Im Fall einer dabei erzeugten Frequenzverschie bung ist im Ausgangslichtwellenleiter eine Frequenzdifferenz FD vorhanden. Frequenzverschieber, auch differentielle, die sich zur Realisierung dieser ersten phasendifferenzmodulie renden Mittel PDM1, PDM2, PDM12, PDM21 eignen, können insbe sondere akustooptisch oder elektrooptisch arbeiten, im Fall der nicht gleichzeitig einer Leistungsteilung dienenden pha sendifferenzmodulierenden Mittel PDM1, PDM2, PDM12 vorzugs weise mit voller Modenkonversion. Auch ein sendeseitiger Lei stungsteiler PMC kann als phasendifferenzmodulierendes Mittel PDM21 dienen, beispielsweise bei Realisierung durch einen als Frequenzverschieber arbeitenden akustooptischen Modenkonver ter mit hälftiger Leistungskonversion, der von einem Polari sationsstrahlteiler gefolgt wird.

In einem weiteren Ausführungsbeispiel eines Polarisationsmul tiplex-Senders wird der Sendelaser LA mit einem optischen Frequenzmodulationssignal FMS beaufschlagt, das aus einem weiteren phasendifferenzmodulierenden Mittel PDM0 bereitge stellt wird. Beispielsweise wirkt sich eine sinusförmige op tische Frequenzmodulation FM mit einem Hub von einigen 100 MHz kaum auf die Sendebandbreite eines 40 Gb/s-Senders aus. Durch einen von Null verschieden gewählten Laufzeitdifferenz betrag |DT1-DT2| zwischen den optischen Laufzeiten DT1, DT2 der durch die Modulatoren MO1, MO2 laufenden weiteren opti schen Signale OS1, OS2 zwischen sendeseitigem Leistungsteiler PMC und sendeseitigem Polarisationsstrahlteiler PBSS wird die optische Frequenzmodulation FM in die gewünschte differenti elle Phasenmodulation DPM der weiteren optischen Signale OS1, OS2 hinter dem sendeseitigen Polarisationsstrahlteiler PBSS umgewandelt. Sie besitzt ein Spektrum, welches von dem der optischen Frequenzmodulation FM abhängt.

Die differentielle Phasenmodulation DPM addiert sich zu einem statischen Differenzphasenwinkel EPS, welcher zu einem be stimmten Zeitpunkt zwischen den weiteren optischen Signalen OS1, OS2 auftritt.

Der Laufzeitdifferenzbetrag |DT1-DT2| wird vorzugsweise gleich einem ganzzahligen Vielfachen der Symboldauer, d. h. des Abstandes aufeinanderfolgender Pulse des Sendelasers LA gewählt. In Ausführungsbeispielen, in welchen der Sendelaser LA nicht mit dem optischen Frequenzmodulationssignal FMS be aufschlagt wird, wird der Laufzeitdifferenzbetrag |DT1-DT2| vorzugsweise gleich Null gewählt.

Das phasendifferenzmodulierende Mittel PDM1, PDM2, PDM12, PDM21, PDM0 erhält mindestens ein Ansteuersignal mit minde stens einer weiteren Modulationsfrequenz OM, die sich auch in der differentiellen Phasenmodulation DPM manifestiert.

Fig. 3 zeigt eine erfindungsgemäße Anordnung zur Informa tionsübertragung mit Polarisationsmultiplex. Die weiteren op tischen Signale OS1, OS2 werden dem gemeinsamen Sender TX entnommen und über den Lichtwellenleiter LWL übertragen. Empfängerseitig werden die weiteren optischen Signale OS1, OS2 in einem empfängerseitigen Leistungsteiler TE auf zwei Empfängerzweige aufgeteilt, wobei der Eingang des empfänger seitigen Leistungsteilers TE gleichzeitig der Polarisations demultiplexereingang DEMUXIN eines Polarisationsdemultiple xers DEMUX ist. In den Empfängerzweigen kann je ein weiterer Kompensator von Polarisationsmodendispersion PMDC1, PMDC2 vorgesehen sein, welcher die im Lichtwellenleiter LWL durch PMD verursachten Verzerrungen wieder ausgleichen soll. Die weiteren optischen Signale OS1, OS2 durchlaufen auch jeweils einen vorzugsweise als endlos ausgebildeten ersten und zwei ten Polarisationstransformator PT1, PT2. Dieser kann auch ein den folgenden ersten und zweiten polarisationssensitiven Ele menten POL1, POL2 zugewandter Teil des jeweiligen weiteren Kompensators von Polarisationsmodendispersion PMDC1, PMDC2 sein. Nach Durchlaufen der ersten bzw. zweiten Polarisation stransformatoren PT1, PT2 werden die weiteren optischen Si gnale OS1, OS2 einem ersten bzw. zweiten polarisationssensi tiven Element POL1, POL2 zugeführt, welche hier als Polarisa toren ausgeführt sind. Dabei selektieren im Idealfall bei spielsweise das erste bzw. zweite polarisationssensitive Ele ment POL1 bzw. POL2 wenigstens im zeitlichen Mittel wenig stens näherungsweise das erste bzw. zweite optische Signal OS1, OS2.

Die Ausgangssignale des ersten und zweiten polarisationssen sitiven Elements POL1, POL2 sind hier jeweils optische Signa le, könnten in einem kohärenten optischen Empfänger, welcher eine Polarisationssensitivität entsprechend der Polarisation des lokalen Lasers besitzt, aber auch elektrische Überlage rungssignale sein.

Die Ausgänge des ersten und zweiten polarisationssensitiven Elements POL1, POL2 sind gleichzeitig Polarisationsdemulti plexausgänge DEMUXOUT1, DEMUXOUT2 des Polarisationsdemulti plexers DEMUX, die mit je einem ersten und zweiten weiteren Empfängereingang INRX1, INRX2 je eines ersten und zweiten weiteren Empfängers RX1, RX2, welche hier als optische Emp fänger für intensitätsmodulierte Signale ausgelegt sind, ver bunden sind. Erster und zweiter weiterer Empfänger RX1, RX2 können einen gemeinsamen Teil besitzen, der insbesondere eine gemeinsame Steuereinheit CU oder eine zusätzliche Steuerein heit CU3 sein kann.

Fig. 4 zeigt eine alternative Ausgestaltung des Polarisati onsdemultiplexers DEMUX. Die weiteren optischen Signale OS1, OS2 werden einem gemeinsamen, vorzugsweise als endlos ausge bildeten Polarisationstransformator PT zugeleitet. Davor kön nen die weiteren optischen Signale OS1, OS2 durch einen ge meinsamen Kompensator von Polarisationsmodendispersion PMDC geleitet werden, der jedoch auch den gemeinsamen Polarisati onstransformator PT enthalten kann und von mindestens einem gemeinsamen PMD-Steuersignal SPMDC angesteuert wird. Zur Rea lisierung der weiteren und des gemeinsamen Kompensators von Polarisationsmodendispersion PMDC1, PMDC2, PMDC mit darin enthaltenen Polarisationstransformatoren PT1, PT2, PT eignet sich insbesondere die in R. Noe et al., "Integrated optical LiNbO₃ distributed polarization mode dispersion equalizer in 20 Gbit/s transmission system", Electronics Letters 35 (1999) 8, S. 652-654 angegebene Ausführungsform.

Die weiteren optischen Signale OS1, OS2 werden sodann einem vorzugsweise als Polarisationsstrahlteiler ausgebildeten ge meinsamen polarisationssensitiven Element POL zugeleitet.

Dessen Ausgänge sind die Polarisationsdemultiplexausgänge DEMUXOUT1, DEMUXOUT2 und geben im Idealfall beispielsweise wenigstens im zeitlichen Mittel wenigstens näherungsweise das erste bzw. zweite weitere optische Signal OS1, OS2 ab. Das Ausführungsbeispiel der Fig. 4 ist einfacher als das der Fig. 3, dafür ist eine Ausführung gemäß Fig. 3 insbesondere in Fällen, bei denen keine Orthogonalität der weiteren opti schen Signale OS1, OS2 vorhanden ist, besser geeignet.

Die weiteren Empfänger RX1, RX2 können mindestens je ein wei teres PMD-Steuersignal SPMDC1, SPMDC2 oder mindestens ein ge meinsames PMD-Steuersignal SPMDC zur Steuerung der weiteren und des gemeinsamen Kompensators von Polarisationsmodendis persion PMDC1, PMDC2, PMDC abgeben.

Die Polarisation der Gesamtheit der ggf. anwesenden optischen Signal OS0, OS1, OS2 ergibt sich als Polarisationszustand al ler jeweils gleichzeitig anwesenden superponierten optischen Signale OS0, OS1, OS2. Der erste optische Sender TX0 gibt als diese Gesamtheit lediglich das erste optische Signal OS0 ab. Der gemeinsame optische Sender TX gibt als diese Gesamtheit eines der weiteren oder beide weiteren optischen Signale OS1, OS2 ab.

Gemäß Fig. 5 enthält jeder Empfänger RX0, RX1, RX2 einen Photodetektor PD01, PD11, PD21, welcher das erste, das erste weitere bzw. das zweite weitere optische Signal OS, OS1, OS2 detektiert und ein erstes bzw. erstes weiteres bzw. zweites weiteres detektiertes Signal ED0, ED1, ED2 abgibt. Dies ist hier jeweils ein elektrisches Signal. Die detektierten Signa le ED0, ED1, ED2 werden je einem ersten, ersten weiteren bzw. zweiten weiteren Digitalempfänger D0, D1, D2 zugeleitet. Die Digitalempfänger D0, D1, D2, welche die detektierten Signale ED0, ED1, ED2 regenerieren, geben je ein Datensignal DD0, DD1, DD2 ab, welches hier aus je einem elektrischen Signal besteht. Bei geeigneter Einstellung der ggf. vorhandenen Kom pensatoren von Polarisationsmodendispersion PMDC0, PMDC1, PMDC2, PMDC stimmen die Datensignale DD0, DD1, DD2 mit den sendeseitigen Modulationssignalen SDD0, SDD1, SDD2 überein. Dies ist im Betrieb typischerweise gegeben; gelegentliche Bitfehler der Datensignale DD0, DD1, DD2 beeinträchtigen die Funktion der Erfindung allenfalls unwesentlich.

Der Digitalempfänger D0, D1, D2 gibt auch ein Phasenvergleichssignal PC0, PC1, PC2 ab, welches angibt, ob die Flanken des Taktsignals CL0, CL1, CL2 im Mittel zu früh, gerade richtig oder zu spät dem Digitalempfänger D0, D1, D2 zugeleitet werden. Üblicherweise wird das Phasenvergleichs signal PC0, PC1, PC2 so ausgelegt, daß seine Polarität und Amplitude die Richtung und die Größe des zeitlichen Fehlers angibt; der Wert Null entspricht dann zeitlich perfekt lie genden Flanken des Taktsignals CL0, CL1, CL2.

Der erste Empfänger RX0 weist eine erste Steuereinheit CU0 auf. Die zwei weiteren Empfänger RX1, RX2 können je eine er ste bzw. zweite weitere Steuereinheit CU1, CU2 aufweisen. Von einem ersten, bzw. zwei weiteren spannungsgesteuerten Os zillatoren VCO0, VCO1, VCO2 werden ein erstes Taktsignal CL0 bzw. zwei weitere Taktsignale CL1, CL2, welches bzw. welche den Regenerationsprozeß steuern, an den oder die Digitalemp fänger D0, D1, D2 abgegeben.

Die zwei weiteren Empfänger RX1, RX2 können statt oder zu sätzlich zu den zwei weiteren Steuereinheiten CU1, CU2 auch eine in Fig. 9 dargestellte gemeinsame Steuereinheit CU auf weisen. In ihr wird von einem gemeinsamen spannungsgesteuer ten Oszillator VCO ein gemeinsames Taktsignal CL abgegeben, welches in einem differentiellen Taktphasenschieber DPHCL mit wählbarer Phasendifferenz so aufgeteilt wird, daß die zwei weiteren Taktsignale CL1, CL2 resultieren. Die wählbare Pha sendifferenz wird vorzugsweise monoton als Funktion eines an einem Taktphasensteuersignaleingang DPHCLC liegenden Signals gesteuert.

Ein erster bzw. zwei weitere bzw. ein gemeinsamer Taktsignal regler PI0, PI1, PI2, PI, welche typischerweise als Propor tional-Integral-Regler ausgelegt sind, werden durch das erste bzw. die zwei weiteren Phasenvergleichssignale PC0, PC1, PC2 bzw. durch die ein gemeinsames Phasenvergleichssignal PC1+PC2 darstellende, in einem Addierer ADDPC gebildete Summe der zwei weiteren Phasenvergleichssignale PC1, PC2 angesteuert und steuern durch ein erstes bzw. zwei weitere bzw. ein ge meinsames Frequenzsteuersignal SVCO0, SVCO1, SVCO2 die Fre quenz des ersten bzw. der zwei weiteren bzw. des gemeinsamen spannungsgesteuerten Oszillators VCO0, VCO1, VCO2, VCO. Die innerhalb des Digitalempfängers D0, D1, D2 liegende Einrich tung zur Gewinnung des Phasenvergleichssignals PC0, PC1, PC2, der Taktsignalregler PI0, PI1, PI2, P1 und der spannungsge steuerte Oszillator VCO0, VCO1, VCO2, VCO bilden zusammen ei nen Phasenregelkreis.

Ausführungsbeispiele für einen Digitalempfänger D0, D1, D2 einschließlich Phasenvergleicher PCC0, PCC1, PCC2 zur Gewin nung des Phasenvergleichssignals PC0, PC1, PC2 sind bei spielsweise aus der deutschen Patentanmeldung P 44 43 417.0 bekannt.

Alternativ dazu ist innerhalb des Digitalempfängers D0, D1, D2 im einfachsten Fall ein Phasenvergleicher PCC0, PCC1, PCC2 gemäß Fig. 6 mit einem Taktlinienextrahierer CLE0, CLE1, CLE2 vorgesehen. Der Taktlinienextrahierer CLE0, CLE1, CLE2 multipliziert das detektierte Signal ED0, ED1, ED2 mit sich selbst, wobei eines der dem Taktlinienextraktor CLE0, CLE1, CLE2 zugeführten Signale gegenüber dem anderen z. B. um eine halbe Bitdauer verzögert sein kann. Er gibt ein Signal an ei nen Eingang eines Multiplizierers MU0, MU1, MU2 ab. Ein wei terer Eingang des Multiplizierers MU0, MU1, MU2 wird vom Taktsignal CL0, CL1, CL2 angesteuert. Am Ausgang des Multi plizierers ist ein Tiefpaßfilter LPF0, LPF1, LPF2 vorgesehen; dessen Ausgangssignal ist das Phasenvergleichssignal PC0, PC1, PC2.

Fig. 7 zeigt oberhalb der die Abtastzeit t angebenden hori zontalen Achse Augenmuster des ersten detektierten Signals ED0. Die Triggerung entspricht dem Takt des ersten sendesei tigen Modulationssignals SDD0. Je nach sendeseitiger Polari sation und Polarisationsmodendispersion des Lichtwellenlei ters LWL und ggf. ersten PMD-Kompensators PMDC0 ergeben sich verschiedene Augenmuster, deren optimale Abtastpunkte P1, P2, P3 bei verschiedenen Abtastzeitpunkten t1, t2, t3 liegen. Durch den Polarisationsverwürfler SCR ist sichergestellt, daß bei Anwesenheit von Polarisationsmodendispersion wenigstens zwei verschiedene der Abtastzeitpunkte t1, t2, t3 auftreten, wobei Laufzeitänderungen des ersten optischen Signals OS0 durch t1-t2, t2-t3 und t3-t1 gegeben sind und meist nur dem Betrage nach von Bedeutung sind. Idealerweise arbeitet der Polarisationsverwürfler SCR so, daß auch ein extrem früher Abtastzeitpunkt t1 und ein extrem später Abtastzeitpunkt t3 auftreten. Die Differenz t3-t1 dieser extremen Abtastzeit punkte t1, t3 ist im Fall der Darstellung von Augenmustern des ersten detektierten Signals ED0 wenigstens näherungsweise gleich der vorhandenen differentiellen Gruppenlaufzeit zwi schen den Hauptpolarisationen, englisch principal states-of polarization genannt.

Auch in den zwei weiteren Empfängern RX1, RX2 können je nach momentaner differentieller Phasenmodulation DPM und vorhande ner Polarisationsmodendispersion im Lichtwellenleiter LWL und in den weiteren sowie dem gemeinsamen Kompensator von Polari sationsmodendispersion PMDC1, PMDC2, PMDC Augenmuster auftre ten, deren optimale Abtastpunkte zu verschiedenen Abtastzeit punkten t1, t2, t3 erfolgen; dies wird vorzugsweise bei ein geregeltem Polarisationstransformator PT1, PT2, PT gemessen.

Fig. 7 zeigt unterhalb der die Abtastzeit t angebenden hori zontalen Achse Oszillogramme des oder der zu den Abtastzeit punkten t1, t2, t3 gehörigen Taktsignale; CL0, CL1, CL2. Opti male Funktion der Taktrückgewinnungen vorausgesetzt, fallen die Flanken F1, F2, F3 des oder der Taktsignale CL0, CL1, CL2 mit den gewünschten Abtastzeitpunkten t1, t2, t3 zusammen.

Die Flanken F1, F2, F3 sind hier die ansteigenden, es könnten aber stattdessen auch die abfallenden Flanken sein oder es könnten in einem gemäß der deutschen Patentanmeldung P 44 43 417.0 ausgebildeten Digitalempfänger D0, D1, D2 auch abwech selnd die ansteigenden und die abfallenden Flanken eines nur die halbe Bittaktfrequenz aufweisenden Taktsignals CL0, CL1, CL2 sein.

Erfindungsgemäß werden Unterschiede zwischen den Abtastzeit punkten t1, t2, t3, also Laufzeitänderungen t1-t2, t2-t3, t3-t1 ausgewertet und als Maß für vorhandene Polarisationsmoden dispersion verwendet. Die Abtastzeit t, welche im Laufe der Zeit beispielsweise zwischen den verschiedenen Abtastzeit punkten t1, t2, t3 hin- und heroszilliert, ist wenigstens nä herungsweise proportional zum Integral des Frequenzsteuersi gnals SVCO0, SVCO1, SVCO2, SVCO. Das erste bzw. die zwei wei teren bzw. das gemeinsame Frequenzsteuersignal SVCO0, SVCO1, SVCO2, SVCO werden einer ersten bzw. zwei weiteren bzw. einer gemeinsamen Signalverarbeitungseinrichtung PU0, PU1, PU2, PU zugeleitet, welche das Integral oder die zeitlichen Schwan kungen des Integrals des ihr zugeleiteten Frequenzsteuersi gnals SVCO0, SVCO1, SVCO2, SVCO auswertet.

In der Praxis folgt die durch das Taktsignal CL0, CL1, CL2 definierte Abtastzeit t den eigentlich gewünschten Ab tastzeitpunkten t1, t2, t3 nur mit einer gewissen, durch die Phasenregelschleife verursachten Verzögerung. Deshalb können von der Signalverarbeitungseinrichtung PU0, PU1, PU2, PU statt des Frequenzsteuersignals SVCO0, SVCO1, SVCO2, SVCO oder bevorzugt zusätzlich zu diesem auch das oder die ent sprechenden Phasenvergleichssignale PC0, PC1, PC2, PC1+PC2 verarbeitet werden. Auch eine Verarbeitung der Taktsignale CL0, CL1, CL2 in der ersten und den zwei weiteren Signalver arbeitungseinrichtungen PU0, PU1, PU2 ist möglich.

Die Signalverarbeitungseinrichtung PU0, PU1, PU2, PU gibt ausgangsseitig jeweils mindestens ein erstes, bzw. ein erstes und zweites weiteres bzw. ein gemeinsames Meßsignal f0(Ω), f1(Ω), f2(Ω), f(Ω) ab, welches jeweils eine Funktion zumin dest des Vektors der Polarisationsmodendispersion Ω ist, der in der englischen Literatur als PMD vector Ω bezeichnet wird und im folgenden kurz PMD-Vektor Ω genannt wird.

Das Meßsignal f0(Ω), f1(Ω), f2(Ω), f(Ω) kann einem ersten PMD-Regler RW0, bzw. einem ersten weiteren oder zweiten wei teren PMD-Regler RW1, RW2 bzw. einem gemeinsamen PMD-Regler RW zugeleitet werden, der daraus ein erstes oder die zwei weiteren oder ein gemeinsames PMD-Steuersignal SPMDC0, SPMDC1, SPMDC2, SPMDC ableitet.

Da die Polarisationseinstellung in dem Polarisationsdemulti plexer DEMUX auch von den zwei weiteren bzw. dem gemeinsamen Kompensator von Polarisationsmodendispersion PMDC1, PMDC2, PMDC beeinflußt wird, können die zwei weiteren bzw. das ge meinsame PMD-Steuersignal SPMDC1, SPMDC2, SPMDC auch wenig stens teilweise den ersten und zweiten bzw. den gemeinsamen Polarisationstransformator PT1, PT2, PT ansteuern.

Die Modulationsfrequenz OM0, OM und vorzugsweise auch Vielfa che davon werden vorzugsweise so gewählt, daß sie sehr klein gegenüber der Bittaktfrequenz des oder der optischen Signale OS0, OS1, OS2 sind, aber gleichzeitig groß gegenüber der ohne Phasenregelschleife auftretenden Linienbreite des spannungs gesteuerten Oszillators VCO0, VCO1, VCO2, VCO und der Grenz frequenz der ihn einbindenden Phasenregelschleife. Bei sol cher Auslegung besitzen die Meßsignale f0(Ω), f1(Ω), f2(Ω), f(Ω) ein besonders hohes Signal-Rausch-Verhältnis; geeignete Modulationsfrequenzen OM0, OM liegen z. B. zwischen 100 kHz und 10 MHz.

In Fig. 8 ist eine Signalverarbeitungseinheit PU0, PU1, PU2, PU näher dargestellt. Das ihr zugeführte Frequenzsteuersignal SVCO0, SVCO1, SVCO2, SVCO wird über einen Gleichsignalbloc kierer DCBL einem Filter FIL zugeführt, welches als Tiefpaß filter mit einer vorzugsweise geringer als die Modulations frequenz OM0, OM gewählten Grenzfrequenz ausgelegt ist und im Frequenzbereich der Modulationsfrequenz OM0, OM deshalb we nigstens näherungsweise als Integrator wirkt. Das Ausgangs signal des Filters FIL wird einem Maximumhalteeinrichtung MAX und einer Minimumhalteeinrichtung MIN zugeführt. Deren Aus gangssignale sind wenigstens näherungsweise lineare Funktio nen der extremen Abtastzeitpunkte t1, t3. Die Ausgangssignale der Maximumhalteeinrichtung MAX und der Minimumhalteeinrich tung MIN werden in einem ersten Subtrahierer SUB subtrahiert. Im Fall der ersten Signalverarbeitungseinrichtung PU0 ergibt sich dabei das erstes Meßsignal f1(Ω), welches eine vorzugs weise als linear ausgebildete Funktion der Länge des PMD- Vektors Ω ist. Im Fall einer der zwei weiteren bzw. der ge meinsamen Signalverarbeitungseinrichtungen PU1, PU2, PU er gibt sich dabei eines der zwei weiteren bzw. das gemeinsame Meßsignal f1(Ω), f2(Ω), f(Ω), welches eine vorzugsweise als linear ausgebildete Funktion der Länge derjenigen zweiten Komponente Ω23 des PMD-Vektors Ω ist, die im Raum der nor mierten Stokes-Vektoren senkrecht auf der parallel zu den Po larisationen der weiteren optischen Signale OS1, OS2 liegen den ersten Komponente Ω1 des PMD-Vektors Ω steht.

In einem alternativen Ausführungsbeispiel wird das Ausgangs signal des Filters FIL einem Effektivwertmesser RMS zugelei tet, dessen Ausgangssignal das erste, bzw. eines der zwei weiteren bzw. das gemeinsame Meßsignal f0(Ω), f1(Ω), f2(Ω), f(Ω) ist.

Die Haltezeitkonstanten der Maximumhalteeinrichtung MAX und der Minimumhalteeinrichtung MIN bzw. des Effektivwertmessers RMS werden vorzugsweise so gewählt, daß sie in derselben Grö ßenordnung oder etwas größer als die zur Modulationsfrequenz OM0, OM gehörende Periodendauer liegt.

Fig. 10 zeigt ein alternatives Ausführungsbeispiel einer der weiteren oder der gemeinsamen Signalverarbeitungseinrichtun gen PU1, PU2, PU, welches sich aber, ggf. unter geringfügiger Abwandlung, auch als erste Signalverarbeitungsrichtung PU0 einsetzen läßt.

Dabei weist der gemeinsame optische Sender TX eine wenigstens näherungsweise sinusförmige differentielle Phasenmodulation der weiteren Modulationsfrequenz OM auf, was sich beispiels weise durch eine durch ein sinusförmiges Frequenzmodulations signal FMS erzeugte, wenigstens näherungsweise sinusförmige Frequenzmodulation FM erreichen läßt. Falls die optische Fre quenzmodulation FM durch - vorzugsweise sinusförmige - Di rektmodulation eines Halbleiterlasers erzeugt wird, besitzen die weiteren optischen Signale OS1, OS2 neben der gewünsch ten, durch optische Frequenzmodulation FM erzeugten differen tiellen Phasenmodulation DPM, die einen Hub ETA besitze, wel cher im folgenden als Spitzenhub in Radiant verstanden wird, auch eine unerwünschte Amplitudenmodulation. Diese ist von den empfängerseitig ausgewählten Polarisationszuständen unab hängig und erschwert daher die Auswertung der Laufzeitände rungen t1-t2, t2-t3, t3-t1 der weiteren optischen Signale OS1, OS2. In solchen Fällen kann es günstig sein, Vielfache n.OM, beispielsweise n = 2, 3, 4, . . ., der weiteren Modulati onsfrequenz OM auszuwerten.

Zumindest bei sinusförmiger Frequenzmodulation FM sind die Amplituden empfängerseitig detektierter gerader (n = 0, 2, 4, . . .) und ungerader (n = 1, 3, 5, . . .) Vielfacher n.OM der weiteren Modulationsfrequenz OM proportional zu cos bzw. sin eines Phasenwinkels EP, der sich aus der Summe des statischen Differenzphasenwinkels EPS, der empfindlich vom Laufzeitdif ferenzbetrag |DT1-DT2| zwischen den optischen Laufzeiten DT1, DT2 abhängt, und einer i. a. unbekannten Winkelablage ergibt. Erfindungsgemäß ist es aber möglich, mindestens ein gerades und gleichzeitig mindestens ein ungerades Vielfaches der wei teren Modulationsfrequenz OM auszuwerten. Dadurch läßt sich ein erstes und zweites weiteres bzw. ein gemeinsames Meßsi gnal f1(Ω), f2(Ω), f(Ω) gewinnen, welches eine vorzugsweise als linear ausgebildete Funkton von cos^2(EP)+sin^2(EP) = 1 ist, also unabhängig vom Phasenwinkel EP ist.

Als Eingangssignal einer der weiteren oder der gemeinsamen Signalverarbeitungseinrichtungen PU1, PU2, PU dient ein wei teres bzw. gemeinsames Frequenzsteuersignal SVCO1, SVCO2, SVCO oder Phasenvergleichssignal PC1, PC2, PC1+PC2. Es wird mehreren Bandpaßfiltern LEDOMn mit n = 1, 2, 3, . . ., zugeführt, die jeweils das entsprechende Vielfache n.OM der weiteren Modula tionsfrequenz OM selektieren. Der Betrag der Übertragungs funktion des Bandpaßfilters LEDOMn besitze denjenigen Wert, der erforderlich ist, damit sein Ausgangssignal, das Bandpaß filterausgangssignal FIOOMn, proportional zu Spektralkompo nenten der Laufzeitänderungen t1-t2, t2-t3, t3-t1 beim Viel fachen n.OM der weiteren Modulationsfrequenz OM ist. Bei Ver wendung eines Frequenzsteuersignals SVCO1, SVCO2, SVCO, wel ches wenigstens näherungsweise der zeitliche Ableitung des Abtastzeitpunkts t entspricht, ist dazu die einer Integration entsprechende Umkehroperation durchzuführen, was bedeutet, daß der Betrag der Übertragungsfunktion des Bandpaßfilters LEDOMn den Wert 1/n erhält.

Damit erhalten die Bandpaßfilterausgangssignale FIOOMn der Bandpaßfilter LEDOMn Amplituden, die idealerweise jeweils proportional zu Jn mit ganzzahligem n, der Besselfunktion er ster Gattung, n-ter Ordnung sind, außerdem jeweils proportio nal zur cos(EP) bzw. sin(EP) für gerade bzw. ungerade Vielfa che n.OM sind und schließlich auch proportional zum gesuchten Meßsignal f1(Ω), f2(Ω), f(Ω) sind. Die Bandpaßfilteraus gangssignale FIOOMn werden je einem Leistungsdetektor DETOMn zugeleitet, dessen Ausgangssignale in Gewichtungseinrichtun gen Gn mit je einem Leistungsübertragungsfaktor LOMn gewich tet, d. h. multipliziert werden. Die Ausgangssignale der Ge wichtungseinrichtungen Gn sind Summationssignale SOMn. Diese werden in einem weiteren Addierer ADD addiert, so daß das Quadrat SQf des gesuchte Meßsignals f1(Ω), f2(Ω), f(Ω) ent steht. Dieses Quadrat SQf wird bei Bedarf, d. h., falls als gesuchtes Meßsignal f1(Ω), f2(Ω), f(Ω) nicht dieses Quadrat mit einer quadratischen Abhängigkeit zumindest einer Kompo nente des PMD-Vektors Ω verwendet werden kann, in einem Ra dizierer RAD radiziert, wobei das gesuchte Meßsignal f1(Ω), f2(Ω), f(Ω) mit einer linearen Abhängigkeit zumindest einer Komponente des PMD-Vektors Q entsteht. Das gesuchte Meßsi gnal f1(Ω), f2(Ω), f(Ω) ist Ausgangssignal einer der weite ren oder der gemeinsamen Signalverarbeitungseinrichtungen PU1, PU2, PU.

In einem ersten Ausführungsbeispiel wird n = 1, 2 gewählt sowie LOM1.J1(ETA)^2 LOM2.J2(ETA)^2 eingestellt, was z. B. durch |J1(ETA)| = |J2(ETA)| mittels eines Hubs ETA = 2,63 sowie LOM1 = LOM2 wenigstens näherungsweise erreicht wird.

Es ist möglich, daß der Hub ETA im Laufe der Zeit Schwankun gen unterworfen ist, z. B. durch Laseralterung. Um die Detek tion dennoch in erster Näherung unabhängig vom Phasenwinkel EP halten zu können, sollte das gesuchte Meßsignal f1(Ω), f2(Ω), f(Ω) in erster Näherung nicht vom Modulationshub ETA abhängen. Dies erzielt man beispielsweise durch n = 1, 2, 3 und wenigstens näherungsweise die Auslegung LOM1 = 0,72852.LOM2, LOM3 = 1,6036.LOM2 und ETA = 3.0542. Stattdessen kann man auch n = 2, 3, 4, LOM2 = 0,64066.LOM3, LOM4 = 1,3205.LOM3 und wenigstens näherungsweise ETA = 4,2011 wählen. Diese Werte gelten i. a. nur bei exakt sinusförmiger differentieller Phasenmodulation DPM, die in der Praxis nur mit Einschränkungen realisierbar ist. Bei verzerrter differentieller Phasenmodulation DPM oder falls neben der optischen Frequenzmodulation FM auch eine Am plitudenmodulation auftritt, können sich die erforderlichen Leistungsübertragungsfaktoren LOMn von den oben genannten Werten unterscheiden. Falls die differentielle Phasenmodula tion DPM dagegen z. B. durch Verwendung eines Frequenzver schiebers linear ausgeprägt ist, kann n = 1 mit innerhalb wei ter Grenzen beliebigem LOM1 gewählt werden.

Weitere Variationen des erfinderischen Prinzips sind dadurch möglich, daß andere zeitliche Verläufe der differentiellen Phasenmodulation DPM zwischen den beiden optischen Signalen OS1, OS2 vorgesehen werden, beispielsweise durch Applikation nicht nur der weiteren Modulationsfrequenz OM, sondern auch mindestens eines Vielfachen n.OM mit n = 2, 3, . . . davon. Vor zugsweise werden solche zeitliche Verläufe so ausgestaltet, daß die Auswertung der Laufzeitänderungen t1-t2, t2-t3, t3-t1 möglichst unabhängig von der Amplitude der differentiellen Phasenmodulation DPM oder des Frequenzmodulationssignals FMS ist.

In der Praxis vorteilhaft ist eine adaptive Gestaltung der Leistungsübertragungsfaktoren LOMn durch variable Gewich tungseinrichtungen Gn.

Die Funktion der Signalverarbeitungseinrichtung PU0, PU1, PU2, PU gemäß Fig. 10 läßt sich vorzugsweise durch digitale Signalverarbeitung realisieren. Die Bandpaßfilter LEDOMn wer den durch Berechnung der Fourierkoeffizienten n-ter Ordnung des jeweiligen Eingangssignals mit der Modulationsfrequenz OM0, OM als Bezugsperiode realisiert, wobei, falls die Inte gration als Umkehroperation erforderlich ist, diese Fourier koeffizienten mit 1/n multipliziert werden. Sie ergeben die Bandpaßfilterausgangssignale FIOOMn. Die Leistungsmesser DETOMn werden durch Bildung der Betragsquadrate dieser als Fou rierkoeffizienten ausgebildeten Bandpaßfilterausgangssignale FIOOMn realisiert.

Die weiteren bei einmaligem Durchlauf der Signalverarbei tungseinrichtung PU0, PU1, PU2, PU gemäß Fig. 10 erforderli chen Berechnungsschritte sind im folgenden in einem Aus schnitt eines Programms, welches in der Programmiersprache Matlab geschrieben ist, dargelegt.
% form spectral power vector SP = [SP1; SP2; SP3];
% calculated measurement signal SQf = transpose(LOM).SP;
% update relative weights SPrelest = SPrelest+SPrelestgain.SP; SPrelest = SPrelest.(2-sum(SPrelest));
% modify weights
% Here the DC component of the spectral powers is removed,
% assuming SPrelest is an accurate estimate of the
% relative power distribution.
% Obtain a signal which is fairly independent of total power
% fluctuations SPw = SP-SPrelest.sum(SP);
% remove mean value SPw = SPw-mean(SPw);
% correlate powers in order to obtain error signal rawerrors = SPw.SQf;
% integration LOM = LOM-(weightgain..rawerrors);
% keep weight sum constant LOM = LOM.(2-sum(LOM)).

Das Quadrat SQf des gewünschten Meßsignals f1(Ω), f2(Ω), f(Ω) wird durch Skalarmultiplikation eines Spektrallei stungsvektors SP, der aus den Spektralleistungen SP1, SP2, SP3 besteht, mit einem Leistungsübertragungsvektor LOM der Leistungsübertragungsfaktoren LOM1, LOM2, LOM3 ermittelt. Der Leistungsübertragungsvektor LOM wird im folgenden adaptiv verändert.

Dazu wird u. a. eine das Langzeitverhalten wiedergebender Schätzvektor SPrelest ermittelt, der die relativen Anteile der Spektralleistungen SP1, SP2, SP3 als Komponenten enthält. Aufgrund der erfolgten Messung des Spektralleistungsvektors SP wird der Schätzvektor SPrelest mit einer Integrationsver stärkung SPrelestgain aufintegriert und darauf mit Hilfe ei ner Näherungsformel auf den Summenwert 1 normiert.

Anschließend werden die Erwartungswerte der Gleichanteile des Spektralleistungsvektors SP, die sich durch das Produkt SPre lest.sum(SP) des Schätzvektors SPrelest mit der Summe sum(SP) der Spektralleistungen SP1, SP2, SP3 ergibt, vom Spektrallei stungsvektor SP abgezogen, so daß sich ein im Mittel gleich anteilsfreier Spektralleistungswechselanteilvektor SPw er gibt. Dieser wird, ggf. nach Entfernung seines Gleichanteils mean(SPw), mit dem Quadrat SQf korreliert, wobei ein Fehler vektor rawerrors entsteht. Der Fehlervektor rawerrors wird mit einer Gewichtverstärkung weightgain multipliziert und dann vom Gewichtsvektor G abgezogen. Schließlich wird der Leistungsübertragungsvektor LOM mit Hilfe einer Näherungsfor mel auf den Summenwert 1 normiert.

Vor erstmaliger Durchführung dieses Programmabschnitts sind einige Variablen vorzubelegen, was durch folgende Matlab- Zeilen erfolgen kann:

SPrelest = [0; 0; 0];
SPrelestgain = 1e-4;
LOM = [1; 1; 1]/3;
weightgain = 1de-6.

In der Praxis führen geringere Integrationsverstärkung SPre lestgain und Gewichtverstärkung weightgain zu besseren Adap tionsresultaten auf Kosten der Adaptionsgeschwindigkeit. Das Programm adaptiert den Gewichtsvektor in einem weiten Bereich vorhandener Hübe ETA, z. B. für ETA = 2,9. Dabei kann die opti sche Frequenzmodulation FM auch gegenüber der Sinusform ver zerrt sein.

Weitere, ebenfalls einsetzbare Ausgestaltungen der Signalver arbeitungseinrichtung PU0, PU1, PU2, PU sind in der deutschen Patentanmeldung P 100 19 932.1 beschrieben.

Die Signalverarbeitungseinrichtung PU0, PU1, PU2, PU kann statt der in obigen Ausführungsbeispielen verwendeten asyn chronen Auswertung von Laufzeitänderungen t1-t2, t2-t3, t3-t1 diese auch synchron detektieren. Dazu ist empfängerseitige Kenntnis der Modulationsfrequenz OM0, OM erforderlich, was durch eine Rückgewinnungseinrichtung erfolgen kann oder z. B. durch eine zeitliche Referenz, die mit dem optischen Signal OS0, OS1, OS2 mitgeschickt wird, beispielsweise als Rahmen taktsignal eines Bitfehlerkorrekturalgorithmus.

In der gemeinsamen Steuereinheit CU gemäß Fig. 9 wird als ein zusätzliches Phasenvergleichssignal PC1-PC2 die Differenz der weiteren Phasenvergleichssignale PC1, PC2 in einem weite ren Subtrahierer SUBPC gebildet und einem vorzugsweise als Integrator ausgebildeten zusätzlichen Regler INT zugeleitet. An seinem Ausgang entsteht ein zusätzliches Meßsignal f3(Ω), welches wiederum eine vorzugsweise als linear ausgebildete Funktion zumindest des PMD-Vektors Ω ist. Das zusätzliche Meßsignal f3(Ω) wird dem Taktphasensteuersignaleingang DPHCLC zugeführt, so daß im Taktphasenschieber DPHCL die Pha sendifferenz der zwei weiteren Taktsignale CL1, CL2 so einge stellt wird, daß das zusätzliche Phasenvergleichssignal PC1-PC2 wenigstens näherungsweise verschwindet. Das zusätzliche Meßsignal f3(Ω) ist wenigstens näherungsweise proportional zur parallel zu den Polarisationen der weiteren optischen Si gnale OS1, OS2 liegenden ersten Komponente Ω1 des PMD- Vektors Ω. Das zusätzliche Meßsignal f3(Ω) kann, beispiels weise zur Minimierung der ersten Komponente Ω1 des PMD- Vektors Ω, dem gemeinsamen PMD-Regler RW zugeleitet werden.

Alternativ zur Gewinnung des zusätzlichen Meßsignals f3(Ω) in der gemeinsamen Steuereinheit CU kann dieses auch in einer für beide weiteren Empfänger RX1, RX2 nur einfach benötigten und in Fig. 5 ebenfalls dargestellten zusätzlichen Steuer einheit CU3 gewonnen werden. Darin werden die beiden weiteren Taktsignale CL1, CL2, von denen eines in einem Phasenschieber PHS um 90° oder -90° phasenverschoben wird, zwei Eingängen eines Taktsignalmultiplizierers MULCL zugeleitet. Dessen Aus gangssignal wird einem zusätzlichen Tiefpaßfilter LPF3 zuge leitet, der an seinem Ausgang das zusätzliche Meßsignal f3(Ω) abgibt, welches den zwei weiteren PMD-Reglern RW1, RW2 zugeführt werden kann.

Die Erfindung läßt sich auch mit anderen, z. B. aus R. Noe et al., J. Lightwave Techn. Seiten 1602-1616 bekannten Verfahren und Anordnungen zur PMD-Detektion kombinieren.

Die Polarisationstransformatoren PT1, PT2, PT können bei spielsweise unter Auswertung von Interferenzsignalen, Korre lationssignalen oder Schaltersignalen entsprechend den deut schen Patentanmeldungen P 100 19 932.1, der Literaturstelle S. Hinz et al., "Optical NRZ 2 × 10 Gbit/s Polarization Division Multiplex Transmission with Endless Polarization Control Driven by Correlation Signals", Electronics Letters 36 (2000) 16, S. 1402-1403 oder der deutschen Patentanmeldung 100 35 086.0 eingeregelt werden. Insbesondere können Spek tralanteile, die in den weiteren detektierten Signalen ED1, ED2 bei Vielfachen n.OM mit n = 1, 2, 3, . . . der weiteren Modula tionsfrequenz OM auftreten, detektiert und durch geeignete Einstellung der Polarisationstransformatoren PT1, PT2, PT mi nimiert werden.

Die weiteren optischen Signale OS1, OS2 werden im gemeinsamen optischen Sender TX vorzugsweise überlappend oder sogar ohne Zeitversatz, z. B. mit gleichzeitig zur Wirkung kommenden wei teren sendeseitigen Modulationssignalen SDD1, SDD2 moduliert.

In einem weiteren Ausführungsbeispiel der Erfindung werden die Modulatoren MO1, MO2 als Phasenmodulatoren für Phasenum tastung ausgebildet, vorzugsweise für binäre oder quaternäre Phasenumtastung QPSK, oder die erste Lasereinheit LU0 erzeugt ein solches Signal. Ein sendeseitiger Weglängenunterschied |DT1-DT2| ist dabei in der Regel nicht notwendig. Empfänger seitig werden die Laufzeitänderungen t1-t2, t2-t3, t3-t1 bei spielsweise durch Korrelationstechniken ermittelt. Vorzugs weise wird ein wiedergewonnenes Digitalsignal DD0, DD1, DD2 mit einem detektierten Signal ED0, ED1, ED2 korreliert.

Statt der Verwendung von als Polarisatoren ausgebildeten wei teren polarisationssensitiven Elementen POL1, POL2 mit nach folgenden, als Direktempfänger ausgebildeten weiteren Empfän gern RX1, RX2 können die weiteren polarisationssensitiven Elemente POL1, POL2 mit ihrem jeweils nachfolgenden weiteren Empfänger RX1, RX2 auch als Überlagerungsempfänger, bei spielsweise als Heterodyn-, Homodyn- oder Phasendiversi tätsempfänger ausgebildet werden.

Vorstehend wurde die erfindungsgemäße Auswertung von Laufzei tänderungen t1-t2, t2-t3, t3-t1 mittels bei der Rückgewinnung des Taktsignals CL0, CL1, CL2, CL auftretender Signale SVCO0, SVCO1, SVCO2, SVCO, PC0, PC1, PC2, PC1+PC2, PC1-PC2, CL0, CL1, CL2 beschrieben. Alternativ zu der vorteilhaften Auswer tung von Änderungen des Integrals des Frequenzsteuersignals SVCO0, SVCO1, SVCO2, SVCO kann ein Meßsignal f0(Ω), f1(Ω), f2(Ω), f0(Ω), f3(Ω) auch dadurch gewonnen werden, daß man die relative Verzögerung eines Taktsignals CL0, CL1, CL2, CL gegenüber einem als zeitliches Referenzsignal dienendem zu sätzlichen Taktsignal CLX ermittelt. Das zusätzliche Taktsi gnal CLX kann z. B. einem optischen Empfänger, der ein Signal bei einer anderen optischen Wellenlänge empfängt, entnommen werden, oder aus mehreren solchen Signalen durch Phasenmitte lung hergestellt werden.

Bezugszeichenliste

LU0 Lasereinheit
LA Sendelaser
FM optische Frequenzmodulation
FMS Frequenzmodulationssignal
PMC sendeseitiger Leistungsteiler
MO1, MO2 Modulatoren
SDD0, SDD1, SDD2 sendeseitige Modulationssignale
DD0, DD1, DD2 Datenausgangssignale
OS0, OS1, OS2 optische Signale
PDM1, PDM2, PDM12, PDM21, PDM0 phasendifferenzmodulierende Mittel
PHMO1, PHMO2 Winkelmodulator
PBSS Sendeseitiger Polarisationsstrahlteiler
PHM012 Differentieller Winkelmodulator
DPM Differentielle Phasenmodulation
FD Frequenzdifferenz
DT1, DT2 Laufzeiten
|DT1-DT2| Laufzeitdifferenzbetrag
TX0, TX optische Sender
LWL Lichtwellenleiter
RX0, RX1, RX2 Empfänger
INRX0, INRX1, INRX2 Empfängereingang
PMDC0, PMDC1, PMDC2, PMDC Kompensatoren von Polarisationsmodendispersion
PT1, PT2, PT Polarisationstransformatoren
SCR Polarisationsverwürfler
SSCR Polarisationsverwürflersignal
LS0 erstes Lasersignal
OM0, OM Modulationsfrequenz
SPMDC0, SPMDC1, SPMDC2, SPMDC PMD-Steuersignal
WDMUX Multiplexer
WDDEMUX Demultiplexer
DEMUX Polarisationsdemultiplexer
DEMUXIN Polarisationsdemultiplexereingang
DEMUXOUT1, DEMUXOUT2 Polarisationsdemultiplexerausgang
ETA Hub
EPS Differenzphasenwinkel
EP Phasenwinkel
TE empfängerseitiger Leistungsteiler
POL1, POL2, POL polarisationssensitive Elemente
CU0, CU1, CU2, CU, CU3 Steuereinheit
PD01, PD11, PD21 Photodetektoren
ED0, ED1, ED2 detektierte Signale
D0, D1, D2 Digitalempfänger
PC0, PC1, PC2, PC1+PC2, PC1-PC2 Phasenvergleichssignal
CL0, CL1, CL2, CL, CLX Taktsignal
PCC0, PCC1, PCC2 Phasenvergleicher
CLE0, CLE1, CLE2 Taktlinienextrahierer
MU0, MU1, MU2 Multiplizierer
LPF0, LPF1, LPF2, LPF3 Tiefpaßfilter
PI0, PI1, PI2, PI Taktsignalregler
RW0, RW1, RW2, RW PMD-Regler
PU0, PU1, PU2, PU Signalverarbeitungseinrichtung
f0(Ω), f1(Ω), f2(Ω), f(Ω), f3(Ω) Meßsignal
MULCL Taktsignalmultiplizierer
PHS Phasenschieber
P1, P2, P3 Abtastpunkt
t1, t2, t3 Abtastzeitpunkt
t Abtastzeit
t1-t2, t2-t3, t3-t1 Laufzeitänderung
SVCO0, SVCO1, SVCO2, SVCO Frequenzsteuersignal
VCO0, VCO1, VCO2, VCO spannungsgesteuerter Oszillator
DPHCL differentiellen Taktphasenschieber
DPHCLC Taktphasensteuersignaleingang
ADDPC, ADD Addierer
SUBPC, SUB Subtrahierer
DCBL Gleichsignalblockierer
FIL Filter
MAX Maximumhalteeinrichtung
MIN Minimumhalteeinrichtung
Ω PMD-Vektor
RMS Effektivwertmesser
LEDOMn (n = 0, 1, 2, . . .) Bandpaßfilter
n.OM Vielfache einer Modulationsfrequenz
FIOOMn Bandpaßfilterausgangssignal
DETOMn Leistungsmesser
Gn Gewichtungseinrichtung
SOMn Summationssignale
LOMn Leistungsübertragungsfaktor
SQf Quadrat
SPrelest Schätzvektor
SP1, SP2, SP3 Spektralleistungen
SP Spektralleistungsvektor
LOM Leistungsübertragungsvektor
SPrelestgain Integrationsverstärkung
SPw Spektralleistungswechselanteilvektor
rawerrors Fehlervektor
weightgain Gewichtverstärkung

Claims

1. Anordnung für eine optische Informationsübertragung mit einem optischen Sender (TX0, TX), der ein moduliertes opti sches Signal (OS0, OS1, OS2) aussendet, und einem Empfänger (RX0, RX1, RX), dadurch gekennzeichnet, daß der optische Empfänger (RX0, RX1, RX2) eine Steuereinheit (CU0, CU1, CU2, CU, CU3) zur Messung der Laufzeitänderungen (t1-t2, t2-t3, t3-t1) mindestens eines der optischen Signale (OS0, OS1, OS2) aufweist.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der optische Sender (TX0, TX) zur Aussendung verschiede ner Polarisationszustände der Gesamtheit (OS0, OS1, OS2, OS1 und OS2) mindestens eines anwesenden optischen Signals (OS0, OS1, OS2) ausgebildet ist.

3. Anordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinheit (CU0, CU1, CU2, CU, CU3) eine Signal verarbeitungseinheit (PU0, PU1, PU2, PU) aufweist, in welcher mindestens ein bei der Rückgewinnung eines Taktsignals (CL0, CL1, CL2, CL) auftretendes Signal (SVCO0, SVCO1, SVCO2, SVCO, PC0, PC1, PC2, PC1+PC2, PC1-PC2, CL0, CL1, CL2) verarbeitet wird und die ein Meßsignal (f0(Ω), f1(Ω), f2(Ω), f3(Ω)) zur Messung der Laufzeitänderungen (t1-t2, t2-t3, t3-t1) abgibt.

4. Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinheit (CU0, CU1, CU2, CU, CU3) einen span nungsgesteuerten Oszillator (VCO0, VCO1, VCO2, VCO) aufweist, der die Frequenz eines Taktsignals (CL0, CL1, CL2) als Funk tion eines Frequenzsteuersignals (SVCO0, SVCO1, SVCO2, SVCO) bestimmt.

5. Anordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Signalverarbeitungseinheit (PU0, PU1, PU2, PU) Ände rungen des Integrals des Frequenzsteuersignals (SVCO0, SVCO1, SVCO2, SVCO) als Meßsignal (f0(Ω), f1(Ω) f2(Ω)) bestimmt.

6. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß in einem ersten optischen Sender (TX0) ein Polarisations verwürfler (SCR) vorgesehen ist, der die Polarisation eines ersten optischen Signals (OS0) verwürfelt.

7. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß in einem gemeinsamen optischen Sender (TX) ein phasendif ferenzmodulierendes Mittel (PDM1, PDM2, PDM12, PDM21, PDM0) vorgesehen ist, welches eine differentielle Phasenmodulation (DPM) zwischen mindestens zwei verschieden polarisierten wei teren optischen Signalen (OS1, OS2) erzeugt.

8. Anordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die weiteren optischen Signale (OS1, OS2) während einer Bitdauer eine nicht konstante komplexe Hüllkurve besitzen.

9. Anordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ein Kompensator von Polarisationsmodendispersion (PMDC0, PMDC1, PMDC2, PMDC) vorgesehen ist, der durch ein aus dem Meßsignal (f0(Ω), f1(Ω), f2(Ω), f3(Ω)) gewonnenes PMD- Steuersignal (SPMDC0, SPMDC1, SPMDC2, SPMDC) angesteuert wird.

10. Verfahren für eine optische Informationsübertragung mit einem optischen Sender (TX0, TX), der ein moduliertes opti sches Signal (OS0, OS1, OS2) aussendet, und einem Empfänger (RX0, RX1, RX), dadurch gekennzeichnet, daß im optischen Empfänger (RX0, RX1, RX2) eine Laufzeitände rung (t1-t2, t2-t3, t3-t1) mindestens eines der optischen Signale (OS0, OS1, OS2) gemessen wird.

11. Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Gesamtheit (OS0, OS1, OS2, OS1 und OS2) mindestens eines anwesenden optischen Signals (OS0, OS1, OS2) verschie dene Polarisationszustände aufweisen kann.

12. Verfahren nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens ein bei der Rückgewinnung eines Taktsignals (CL0, CL1, CL2, CL) auftretendes Signal (SVCO0, SVCO1, SVCO2, SVCO, PC0, PC1, PC2, PC1+PC2, PC1-PC2, CL0, CL1, CL2) zur Bildung eines die Laufzeitänderungen (t1-t2, t2-t3, t3-t1) repräsentierenden Meßsignals (f0(Ω), f1(Ω), f2(Ω), f3(Ω)) verarbeitet wird.

13. Verfahren nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß das bei der Rückgewinnung eines Taktsignals (CL0, CL1, CL2, CL) auftretende Signal (SVCO0, SVCO1, SVCO2, SVCO) das Frequenzsteuersignal (SVCO0, SVCO1, SVCO2, SVCO) eines span nungsgesteuerten Oszillator (VCO0, VCO1, VCO2, VCO) ist, der die Frequenz eines Taktsignals (CL0, CL1, CL2) als Funktion des Frequenzsteuersignals (SVCO0, SVCO1, SVCO2, SVCO) be stimmt.

14. Verfahren nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß Änderungen des Integrals des Frequenzsteuersignals (SVCO0, SVCO1, SVCO2, SVCO) als Meßsignal (f0(Ω), f1(Ω), f2(Ω)) bestimmt werden.

15. Verfahren nach einem der Ansprüche 10 bis 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Polarisation eines ersten optischen Signals (OS0) verwürfelt wird.

16. Verfahren nach einem der Ansprüche 10 bis 14, dadurch gekennzeichnet, daß in einem gemeinsamen optischen Sender (TX) eine differen tielle Phasenmodulation (DPM) zwischen mindestens zwei ver schieden polarisierten weiteren optischen Signalen (OS1, OS2) erzeugt wird.

17. Verfahren nach einem der Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß die weiteren optischen Signale (OS1, OS2) während einer Bitdauer eine nicht konstante komplexe Hüllkurve besitzen.

18. Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ein aus dem Meßsignal (f0(Ω), f1(Ω), f2(Ω), f3(Ω)) ge wonnenes PMD-Steuersignal (SPMDC0, SPMDC1, SPMDC2, SPMDC) ei nen Kompensator von Polarisationsmodendispersion (PMDC0, PMDC1, PMDC2, PMDC) ansteuert.