DE10038135B4

DE10038135B4 - Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines Schalters

Info

Publication number: DE10038135B4
Application number: DE2000138135
Authority: DE
Inventors: Rainald Sander
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2000-08-04
Filing date: 2000-08-04
Publication date: 2005-02-24
Anticipated expiration: 2020-08-05
Also published as: DE10038135A1

Abstract

Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines Schalters (T1), die folgende Merkmale aufweist:
– eine Ansteuerschaltung (ANS) zur Bereitstellung eines Ansteuersignals (AS) für den Schalter (T1), die eine erste Eingangsklemme (EK1) zum Anlegen eines Schaltsignals (INS) und eine zweite Eingangsklemme (EK2) aufweist;
– einen an die zweite Eingangsklemme (EK2) der Ansteuerschaltung angeschlossenen Rückkopplungszweig (RZ) zur Bereitstellung eines von einer Spannung (Ua) über der Laststrecke (D-S) des Schalters (T1) abhängigen Spannungssignals (KS);
– die Ansteuerschaltung (ANS) weist einen Kondensator (C) auf, der nach Maßgabe des Schaltsignals (INS) und des Spannungssignals (KS) geladen und entladen wird, wobei das Ansteuersignal (AS) von einer über dem Kondensator (C) anfallenden Spannung (Uc) abhängig ist;
– eine Reihenschaltung mit einer ersten Stromquelle (I1) und einem ersten Schalter (T2), die zwischen eine Klemme für ein Versorgungspotential (V+) und eine erste Anschlussklemme (K1) des Kondensators (C) geschaltet ist, wobei der erste Schalter nach Maßgabe des Schaltsignals (INS)...

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines Schalters, insbesondere zur Ansteuerung eines Halbleiterschalters, beispielsweise eines Leistungs-MOSFET (metal oxide semiconductor field effect transistor).
Leistungstransistoren, die in der Lage sind, Spannungen bis zu einigen hundert Volt oder Ströme bis zu einigen Ampere zu schalten, sind zum Schalten von Lasten weit verbreitet. Der Leistungstransistor ist dazu in Reihe zu der Last an eine Versorgungsspannung angeschlossen, um die Versorgungsspannung bei leitendem Transistor an die Last anzulegen.
Probleme können bei einer derartigen Anwendung von Leistungstransistoren auftreten, wenn ein Kurzschluss der Last vorliegt. Die Versorgungsspannung liegt dann permanent über der Laststrecke des Transistors an, was bei einem leitenden Transistor einen großen Strom durch den Transistor hervorruft. Hierbei besteht die Gefahr einer Überhitzung und dadurch einer Zerstörung des Transistors.

Eine Schaltungsanordnung, die ein Einschalten eines Leistungsschalters bei Überlast verhindert, ist aus der deutschen Patentschrift 197 42 930 C1 bekannt. Die bekannte Schaltungsanordnung weist ein Verzögerungselement auf, durch das eine über dem Schalter abfallende Spannung, die Versorgungsspannung und eine Temperaturreserve des Leitungsschalters gegenüber einer maximal zulässigen Sperrschichttemperatur ausgewertet werden. Das Verzögerungselement weist einen Kondensator auf, der mittels Stromquellen abhängig von den genannten Größen geladen und entladen wird. Aus der Kondensatorspannung und einem Temperatursignal wird ein Abschaltsignal erzeugt, das eine Treiberschaltung des Leistungsschalters bei Übertemperatur abschaltet.

In der deutschen Offenlegungsschrift DE 197 01 958 A1 ist eine Leistungsstufe für eine Sitzheizungsschaltung beschrieben, die einen Leistungstransistor und eine Ansteuerschaltung für den Leistungstransistor aufweist. Die Ansteuerschaltung stellt abhängig von einem Schaltsignal und abhängig von einer Laststreckenspannung des Leistungstransistors ein Ansteuersignal für den Leistungstransistor zur Verfügung, der dem Gate-Anschluss des Leistungstransistors zugeführt ist. Zur Glättung des Ansteuersignals ist ein Kondensator zwischen die Ausgangsklemme der Ansteuerschaltung, an der das Ansteuersignal anliegt, und ein Bezugspotential geschaltet.

Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, eine Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines Schalters zur Verfügung zu stellen, die ein Einschalten des Schalters bei einem Kurzschluss einer daran angeschlossenen Last verhindert und die einfach und mit einer geringen Anzahl von Bauelementen realisierbar ist.

Diese Aufgabe wird durch eine Schaltungsanordnung gemäß den Merkmalen des Anspruchs 1 gelöst.

Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung weist eine Ansteuerschaltung zur Bereitstellung eines Ansteuersignals für den Schalter auf, wobei die Ansteuerschaltung eine erste Ein gangsklemme zum Anlegen eines Schaltsignals und eine zweite Eingangsklemme aufweist. An die zweite Eingangsklemme der Ansteuerschaltung ist dabei ein Rückkopplungszweig angeschlossen, der ein von einer Spannung über der Laststrecke des Schalters abhängiges Spannungssignals bereitstellt. Zur Erzeugung des Ansteuersignals weist die Ansteuerschaltung einen Kondensator auf, der nach Maßgabe des Schaltsignals und des Spannungssignals geladen und entladen wird, wobei das Ansteuersignal von einer über dem Kondensator anfallenden Spannung abhängig ist. Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung weist weiterhin eine erste Stromquelle auf, durch welche der Kondensator geladen wird, wenn das Spannungssignal auf eine Überlast am Schalter, bzw. auf eine Kurzschluss der Last, hindeutet, und wenn das Schaltsignal einen Pegel annimmt, bei welchem ein Einschalten des Leistungsschalters erfolgen soll. Die Stromquelle ist über einen ersten Schalter an den Kondensator angeschlossen.

Des weiteren ist eine zweite Stromquelle vorgesehen, über welche der Kondensator entladen wird, wenn das Spannungssignal nicht auf eine Überlast am Schalter hindeutet oder wenn das Schaltsignal einen Pegel annimmt, bei welchem der Schalter ausgeschaltet werden soll. Solange die über dem Kondensator anfallende Spannung unterhalb eines einstellbaren Schwellenwertes bleibt, wird das Schaltsignal durch die Ansteuerschaltung unverändert als Ansteuersignal für den Schalter weitergegeben. Übersteigt die Kondensatorspannung den Schwellenwert wird der Schalter abgeschaltet und kann vorzugsweise solange nicht wieder eingeschaltet werden, bis die Kondensatorspannung unter einen zweiten Schwellenwert abgesunken ist.

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung ist mit geringem Schaltungsaufwand unter Einsatz herkömmlicher Bauelemente realisierbar.

Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung ist vorgesehen, dass die zweite Stromquelle in Reihe zu einem zweiten Schalter zwischen der ersten Klemme des Kondensators und einem Bezugspotential verschaltet ist. Zur Ansteuerung des ersten und zweiten Schalters ist gemäß einer Ausführungsform der Erfindung ein invertierendes Und-Glied vorgesehen, dessen Eingängen das Schaltsignal und das Spannungssignal zugeführt ist. Die ersten und zweiten Schalter sind vorzugsweise komplementäre Halbleiterschalter, beispielsweise CMOS-Transistoren, so dass bei Ansteuerung der Halbleiterschalter mittels des Ausgangssignals des invertierenden UND-Glieds nur jeweils einer der beiden Schalter leitet, um den Kondensator zu laden oder zu entladen.

Die über dem Kondensator anliegende Spannung ist vorzugsweise einer Vergleicheranordnung zugeführt, bei der ein Einschaltpegel und ein Ausschaltpegel nicht übereinstimmen. Eine derartige Vergleicheranordnung ist beispielsweise ein Schmitt-Trigger. Ein Ausgangssignal dieser Vergleicheranordnung ist neben dem Schaltsignal einem Und-Glied zur Bildung des Ansteuersignals für den Schalter zugeführt. Übersteigt die Kondensatorspannung den Wert des Ausschaltpegels der Vergleicheranordnung nimmt das Ausgangssignal der Vergleicheranordnung einen Wert an, bei welchem der Schalter abgeschaltet wird. Das Ausgangssignal der Vergleicheranordnung wechselt seinen Pegel zum Einschalten des Schalters erst dann wieder, wenn die Kondensatorspannung unter den Einschaltpegel der Vergleicheranordnung abgesunken ist.

Vorzugsweise ist parallel zu der ersten Stromquelle ein dritter Schalter geschaltet, der abhängig von dem Ausgangssignal der Vergleicheranordnung ansteuerbar ist, um den Kondensator unter Kurzschließen der ersten Stromquelle bei Erreichen des Ausschaltpegels der Vergleicheranordnung auf den Wert des Versorgungspotentials aufzuladen. Die Zeitdauer, die vergeht, bis der Kondensator über die zweite Stromquelle wieder auf den Wert des Einschaltpegels der Vergleicheranordnung abgesunken ist, kann durch diese Erhöhung der Kondensatorspannung verlängert werden.

Vorzugsweise ist ein vierter Schalter parallel zu der zweiten Stromquelle und ein fünfter Schalter parallel zu der ersten Stromquelle geschaltet, die jeweils abhängig von einem Ausgangssignal einer zweiten Vergleichereinheit angesteuert werden, der ebenfalls die Kondensatorspannung zugeführt ist. Über den fünften Schalter kann die Kapazität unter Umgehung der ersten Stromquelle sehr schnell aufgeladen werden, während sie über den vierten Schalter unter Umgehung der zweiten Stromquelle sehr schnell entladen werden kann. Der fünfte Schalter dient dazu, den Kondensator im Überlastfall zunächst soweit aufzuladen, bis ein Schaltpegel der zweiten Vergleichereinheit erreicht wird, wobei das weitere Aufladen des Kondensators durch die erste Stromquelle bewirkt wird. Der vierte Schalter dient dazu, bei der Entladung des Kondensators den Kondensator bei Erreichen der Schaltschwelle der zweiten Vergleichereinheit schnell vollständig zu entladen.

Die vorliegende Erfindung wird nachfolgend in Ausführungsbeispielen anhand von Figuren näher erläutert. Es zeigen:
1: Schaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines Schalters gemäß einer ersten Ausführungsform der Erfindung;
2: Schaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung gemäß einer zweiten Ausführungsform der Erfindung;
3: Verläufe ausgewählter Signale der Schaltungsanordnungen gemäß den 1 und 2 über der Zeit;
4: Erfindungsgemäße Schaltungsanordnung gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung;
5: Verläufe ausgewählter Signale der Schaltungsanordnung gemäß 4 über der Zeit.
In den Figuren bezeichnen, sofern nicht anders angegeben, gleiche Bezugszeichen gleiche Teile mit gleicher Bedeutung.
1 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines Schalters T1, der in Reihe zu einer Last Z zwischen ein Versorgungspotential Vbb und ein Bezugspotential GND geschaltet ist. Als Schalter T1 ist bei der Schaltungsanordnung gemäß 1 ein MOSFET, insbesondere ein Leistungs-MOSFET verwendet, dessen Drain-Source-Strecke, die in Reihe zu der Last Z geschaltet ist, die Laststrecke des Schalters T1 bildet, und der einen Gate-Anschluss G als Steueranschluss aufweist, dem ein Ansteuersignal AS von einer Ansteuerschaltung ANS zugeführt ist. Der dargestellte n-leitende MOSFET T1 leitet, wenn das Ansteuersignal AS einen oberen Pegel (High-Pegel) annimmt, und sperrt, wenn das Ansteuersignal AS einen unteren Pegel (Low-Pegel) annimmt.
Die Ansteuerschaltung ANS zur Bereitstellung des Ansteuersignals AS weist eine erste Eingangsklemme EK1 auf, der ein Schaltsignal INS zugeführt ist, nach dessen Maßgabe der Schalter T1 während des normalen, das heißt kurzschlussfreien Betriebs angesteuert werden soll. Die Ansteuerschaltung ANS weist eine zweite Eingangsklemme EK2 auf, der ein Spannungssignal KS zugeführt ist, das von einer Spannung Ua über der Laststrecke D-S des Schalters T1 abhängig ist. Dazu ist ein Anschluss eines Rückkopplungszweiges RZ an den Drain-Anschluss D des MOSFET T1 und ein weiterer Anschluss des Rückkopplungszweiges RZ an die zweite Eingangsklemme EK2 der Ansteuerschaltung ANS angeschlossen. Die Laststreckenspannung Ua des MOSFET T1 ist in dem Rückkopplungszweig RZ einem Komparator K3 zugeführt, der die Laststreckenspannung Ua mit einer Referenzspannung Uref3 vergleicht, wobei das Spannungssignal KS einen High-Pegel annimmt, wenn die Laststreckenspannung Ua den Wert der Referenzspannung Uref3 übersteigt. Die Referenzspannung Uref3 ist unter Berücksichtigung des Einschaltwiderstandes des MOSFET T1 und des im Normalbetrieb fließenden Laststromes I_D so gewählt, dass die Laststreckenspannung Ua die Referenzspannung Uref3 nur dann übersteigt, wenn der MOSFET T1 sperrt und somit die gesamte Versorgungsspannung Vbb über der Laststrecke D-S anliegt oder wenn ein Kurzschluss der Last Z vorliegt, so dass die Versorgungsspannung Vbb permanent über der Laststrecke D-S des MOSFET T1 anliegt.
Die Ansteuerschaltung ANS weist einen Kondensator C auf, wobei eine erste Stromquelle I1 in Reihe zu einem ersten Schalter T2 zwischen ein zweites Versorgungspotential V+ und eine erste Anschlussklemme K1 des Kondensator C geschaltet ist und wobei eine zweite Stromquelle I2 in Reihe zu einem zweiten Schalter T3 zwischen die erste Anschlussklemme K1 des Kondensators C und eine Klemme für Bezugspotential GND geschaltet ist. Der erste Schalter T2 ist in dem Ausführungsbeispiel ein p-leitender MOSFET und der zweite Schalter T3 ist ein n-leitender MOSFET, wobei die Gate-Anschlüsse G der beiden MOS-FET T2, T3 gemeinsam an einen Ausgang eines invertierenden Und-Gliedes NAND angeschlossen sind, dessen Eingängen das Schaltsignal INS und das Spannungssignal KS zugeführt sind. Die Verwendung komplementärer MOSFET T2, T3, die gemeinsam angesteuert sind, in Reihe zu der ersten und zweiten Stromquelle I1, I2 bewirkt, dass jeweils nur einer der beiden MOS-FET T2, T3 leitet, um den Kondensator C entweder mittels des Stromes der ersten Stromquelle I1 aufzuladen oder mittels des Stromes der zweiten Stromquelle I2 zu entladen.
Die Ansteuerschaltung ANS weist weiterhin eine Vergleicheranordnung ST auf, die an die erste Anschlussklemme K1 des Kondensators C angeschlossen ist, um einem Eingang der Vergleicheranordnung ST eine über dem Kondensator C anliegende Spannung Uc zuzuführen. Die dargestellte Vergleicheranordnung ST weist einen Einschaltpegel und einen Ausschaltpegel auf, die nicht übereinstimmen, wobei ein Ausgangssignal ES der dargestellten Vergleicheranordnung ST einen Low-Pegel annimmt, wenn die Kondensatorspannung Uc den Wert des Ausschaltpegels erreicht, und wobei das Ausgangssignal ES erst dann wieder einen High-Pegel annimmt, wenn die Kondensatorspannung Uc auf den Wert des unterhalb des Ausschaltpegels liegenden Einschaltpegels abgesunken ist. Eine derartige Vergleicheranordnung ST ist beispielsweise als invertierender Schmitt-Trigger realisierbar.
Das Ausgangssignal ES der Vergleicheranordnung ST und das Schaltsignal INS sind einem Und-Glied AND zugeführt, dessen Ausgang das Ansteuersignal AS für den Schalter T1 zur Verfügung steht. Das Ansteuersignal AS nimmt nur dann einen High-Pegel zur Ansteuerung des Schalters T1 an, wenn das Schaltsignal INS einen High-Pegel annimmt und wenn das Ausgangssignal ES einen High-Pegel annimmt.
Zur Veranschaulichung der Funktionsweise der Schaltungsanordnung gemäß 1 zeigt 3 den zeitlichen Verlauf einiger der in 1 eingezeichneten Signale der Schaltungsanordnung. 3 zeigt den Signalverlauf des Schaltsignals INS, 3b den Verlauf des Spannungssignals KS, 3c den Verlauf des Ausgangssignals NDS des invertierenden Und-Glieds NAND, 3d den Verlauf der Kondensatorspannung Uc und 3f den Verlauf des Ansteuersignals AS. Die Ansteuerung der Last Z im fehlerfreien Zustand, d.h. wenn kein Kurzschluss der Last Z vorliegt, ist dabei zu Beginn der zeitlichen Darstellung in 3 gezeigt. In diesem Fall ist der Kondensator C nicht aufgeladen, die Kondensatorspannung Uc liegt damit unterhalb der Ausschaltschwelle Soff der Vergleicheranordnung 5T, so dass sich das Ausgangssignal ES der Vergleicheranordnung ST auf einem High-Pegel befindet, wodurch das Ansteuersignal AS bedingt durch das Und-Glied AND dem Schaltsignal INS entspricht. Bei Einschalten des Schalters T1 durch das Ansteuersignal AS sinkt die Laststreckenspannung Ua unter den Wert der Referenzspannung Uref3 ab, wodurch das Spannungssignal KS beim Einschalten des Schalters T1 auf einen Low-Pegel absinkt. Im Normalbetrieb befindet sich damit entweder das Schaltsignal INS oder das Spannungssignal KS auf einem Low-Pegel, so dass sich das Ausgangssignal NDS des invertierenden Und-Glieds NAND stets auf einem High-Pegel befindet, wodurch der erste Schalter T2 stets sperrt und der zweite Schalter T3 stets leitet, so dass der Kondensator C nicht aufgeladen wird. Bei der Darstellung gemäß 3 sind Verzögerungen beim Absinken des Pegels des Spannungssignals KS nach dem Einschalten des Schalters T1 nicht berücksichtigt. Das heißt, nach dem Einschalten des Schalters T1 kann sich das Spannungssignal KS noch kurzzeitig auf einem High-Pegel befinden, so dass der erste Schalter T2 leitet und der Kondensator C während der kurzen Verzögerungszeit aufgeladen wird. Diese Verzögerungsdauer bis der zweite Schalter T3 leitet ist jedoch so kurz, dass der Kondensator C während dieser Zeit nicht bis zum Erreichen der Ausschaltschwelle der Vergleicheranordnung ST aufgeladen werden kann, so dass das Ausgangssignal ES der Vergleicheranordnung ST stets auf einem High-Pegel bleibt.
Zwischen einem Zeitpunkt t2, bei welchem das Schaltsignal INS auf einen Low-Pegel absinkt, und einem Zeitpunkt t3, bei welchem das Schaltsignal INS wieder auf einen High-Pegel zur Ansteuerung des Schalters T1 ansteigt, tritt ein Kurzschluss in der Last Z auf, so dass die Versorgungsspannung Vbb permanent über der Laststrecke des Schalters T1 anliegt, wodurch die Laststreckenspannung Ua dauerhaft größer als die Referenzspannung Uref3 ist und das Spannungssignal KS dauerhaft auf einem High-Pegel bleibt. Zum Zeitpunkt t3, zu dem sowohl das Schaltsignal INS als auch das Spannungssignal KS auf einem High-Pegel sind, sinkt das Ausgangssignal NDS des invertierenden UND-Glieds NAND auf einen Low-Pegel ab, wodurch der zweite Schalter T3 sperrt und der erste Schalter T2 leitet. Der Kondensator C wird dadurch ab dem Zeitpunkt t3 durch den Strom der ersten Stromquelle I1 über den ersten Schalter T2 aufgeladen. Die Kondensatorspannung Uc steigt dadurch kontinuierlich. Zum Zeitpunkt t4 sinkt das Schaltsignal INS wieder auf einen Low-Pegel ab, wodurch das Ausgangssignal des invertierenden Und-Glieds NAND wieder auf einen High-Pegel ansteigt, so dass der erste Schalter T2 sperrt und der zweite Schalter T3 leitet. Dadurch wird der Kondensator C mit dem Strom der zweiten Stromquelle I2 wieder entladen und die Kondensatorspannung C sinkt linear über der Zeit ab. Der Strom der zweiten Stromquelle I2 ist dabei geringer als der Strom der ersten Stromquelle I1, so dass der Kondensator C schneller geladen als entladen wird.
Ab dem Zeitpunkt t5 sinkt das Ausgangssignal NDS des invertierenden UND-Glieds NAND mit der steigenden Flanke des Schaltsignals INS wieder ab, so dass der zweite Schalter T3 sperrt und der Kondensator C über den ersten Schalter T2 mit dem Strom der ersten Stromquelle I1 weiter aufgeladen wird.
Zu einem Zeitpunkt t6, der noch vor der fallenden Flanke des Schaltsignals INS liegt, erreicht die Kondensatorspannung Uc den Wert des Ausschaltpegels Soff der Ansteuereinheit ST, wodurch das Ausgangssignal ES der Ansteuereinheit ST und damit das Ansteuersignal AS einen Low-Pegel annimmt. Der Schalter T1 wird mit dem Erreichen des Ausschaltpegels Soff der Ansteuereinheit ST abgeschaltet. Die Kondensatorspannung Uc steigt noch bis zu einem Zeitpunkt t7, bei welchem das Schaltsignal INS wieder auf einen Low-Pegel absinkt, an, wobei der Kondensator C anschließend wieder über den zweiten Schalter T3 und die zweite Stromquelle I2 bis zum Zeitpunkt t8, bei welchem der Pegel des Schaltsignals INS erneut ansteigt, entladen wird. Ab dem Zeitpunkt t8 wird der Kondensator C erneut über den ersten Schalter T2 durch den Strom der ersten Stromquelle I1 aufgeladen, wodurch die Kondensatorspannung Uc erneut ansteigt. Der Anstieg der Kondensatorspannung Uc ist begrenzt durch den Wert des zweiten Versorgungspotentials V+, wobei die Kondensatorspannung Uc, wie aus 3d ersichtlich ist, ab dem Erreichen des Wertes des zweiten Versorgungspotentials V+ nicht mehr weiter ansteigt und bis zur fallenden Flanke des Schaltsignals INS zum Zeitpunkt t9 auf diesem Wert bleibt. Ab dem Zeitpunkt t9 wird der Kondensator C wieder über die zweite Stromquelle I2 und den zweiten Schalter T3 entladen, wodurch die Kondensatorspannung Uc wieder absinkt. Bei den Signalverläufen gemäß 3 ist nun angenommen, dass der Kurzschluss in der Last Z nach dem Zeitpunkt t9 beendet ist, dass das Kurzschlusssignal zu einem Zeitpunkt t10 auf einen Low-Pegel absinkt so dass das Ausgangssignal des invertierenden UND-Gliedes NAND unabhängig vom Schaltsignal INS auf einem High-Pegel bleibt. Der zweite Schalter T3 bleibt dadurch geschlossen, wodurch der Kondensator C mit dem Strom der zweiten Stromquelle I2 entladen wird. Zu einem Zeitpunkt t11 erreicht die Kondensatorspannung Uc den Wert der Einschaltschwelle Son des Schmitt-Triggers ST, wodurch zu diesem Zeitpunkt das Ausgangssignal ES auf einen High-Pegel ansteigt, so dass im folgenden das Ansteuersignal AS wieder dem Schaltsignal INS entspricht, bis erneut ein Kurzschluss auftritt.
Bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist sichergestellt, dass im Falle eines Kurzschlusses der Schalter T1 nicht mehr angesteuert werden kann. Der Kapazitätswert des Kondensators C, der von der ersten Stromquelle I1 gelieferte Strom, der von der zweiten Stromquelle I2 gelieferte Strom, der Einschaltpegel und der Ausschaltpegel des Schmitt-Triggers ST sind dabei so aufeinander abgestimmt, dass während des Kurzschlusses, wenn der Kondensator C bei einem High-Pegel des Schaltsignals INS geladen und bei einem Low-Pegel des Schaltsignals INS entladen wird, die Kondensatorspannung Uc oberhalb des Einschaltpegels Son des Schmitt-Triggers ST erreicht, so dass der Schalter T1 über das Ausgangssignal ES des Schmitt-Triggers ST während des Kurzschlusses gesperrt bleibt.
2 zeigt eine weitere Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung, bei der ein dritter Schalter T4, der als p-leitender MOSFET ausgebildet ist, parallel zu der ersten Stromquelle I1 geschaltet und durch das Ausgangssignal ES der Vergleichereinheit ST angesteuert ist. Der dritte Schalter T4 wird leitend, wenn die Kondensatorspannung Uc den Ausschaltpegel Soff der Vergleichereinheit ST erreicht und das Ausgangssignal ES der Vergleichereinheit ST einen Low-Pegel annimmt. Der dritte Schalter T4 schließt dann die erste Stromquelle I1 kurz und lädt bei leitendem ersten Schalter T2 den Kondensator C sehr schnell auf das Versorgungspotential V+ auf, wie anhand des Signalverlaufes der Kondensatorspan nung Uc für diese Schaltung in 3e zum Zeitpunkt t6 ersichtlich ist. Bis zu diesem Zeitpunkt t6 entspricht der Signalverlauf der Kondensatorspannung Uc und der Verlauf der übrigen Signale denen für die zuvor erläuterte Schaltungsanordnung gemäß 1. Zum Zeitpunkt t6 übersteigt die Kondensatorspannung Uc den Wert der Ausschaltschwelle Soff des Schmitt-Triggers, wodurch das Ausgangssignal ES und dadurch das Ansteuersignal AS auf einen Low-Pegel absinkt, so dass der Signalverlauf gemäß 3f für das Ansteuersignal AS auch für die Schaltungsanordnung gemäß 2 gilt. Ab dem Zeitpunkt t6 wird der Kondensator C über den dritten Schalter T4 sehr schnell auf den Wert des zweiten Versorgungspotentials V+ aufgeladen und verbleibt auf dem Wert des zweiten Versorgungspotentials V+ bis zum Zeitpunkt t7, zu dem der erste Schalter T2 sperrt und der Kondensator C über den zweiten Schalter T3 und durch den Strom der zweiten Stromquelle I2 bis zum Zeitpunkt t8 entladen wird. Zum Zeitpunkt t8 sperrt der zweite Schalter T3 und der erste Schalter T2 leitet, wodurch der Kondensator C über den leitenden dritten Schalter T4 wieder sehr rasch auf den Wert des Versorgungspotentials V+ aufgeladen wird, bis der Kondensator C ab dem Zeitpunkt t9 wieder entladen wird. Endet der Kurzschluss nach dem Zeitpunkt t9, sinkt die Kondensatorspannung Uc bis zum Zeitpunkt t10 ab, zu dem die Kondensatorspannung Uc den Wert des Einschaltpegels Son des Schmitt-Triggers erreicht und der Schalter T1 über das Ausgangssignal ES des Schmitt-Triggers wieder freigegeben wird.
Bei der in 2 dargestellten Schaltungsanordnung ist des weiteren eine Treiberschaltung DRI zwischen das Und-Glied AND und den Gate-Anschluss G des Schalters T1 geschaltet, wobei die Treiberschaltung nach Maßgabe des Ansteuersignals AS ausreichend hohe Schaltungspegel für den Leistungs-MOSFET T1 be reitstellt. So ist denkbar, dass die Ansteuerschaltung ANS als Logikschaltung mit einer Versorgungsspannung V+ von lediglich 3V oder 5V ausgeführt ist, während der Leistungs-MOSFET Ansteuerpegel von 10V und mehr erfordert. Die Treiberschaltung DRI stellt derartige Ansteuerpegel bereit.
4 zeigt eine weitere Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung, bei welcher ein fünfter Schalter T5 vorgesehen ist, der als n-Kanal-MOSFET ausgebildet ist und der abhängig von einem Ausgangssignal einer zweiten Vergleicheranordnung KO2 angesteuert ist, deren eine Eingangsklemme an die erste Klemme K1 des Kondensators C angeschlossen ist. Die zweite Vergleicheranordnung KO2 ist als Komparator ausgeführt, wobei dem negativen Eingang des Komparators die Kondensatorspannung Uc zugeführt ist und wobei dem positiven Eingang des Komparators eine zweite Referenzspannung Uref2 zugeführt ist. Die Schaltungsanordnung gemäß 4 weist weiterhin einen fünften Schalter T6 auf, der parallel zu der ersten Stromquelle I1 geschaltet und in dem Ausführungsbeispiel als p-leitender MOSFET ausgebildet ist. Der fünfte Schalter T6 wird durch das invertierte Ausgangssignal der zweiten Vergleichereinheit KO2 angesteuert, wozu ein Inverter IN1 zwischen den Ausgang der zweiten Vergleichereinheit KO2 und den Gate-Anschluss des MOSFET T6 geschaltet ist.
Die Funktionsweise der Schaltungsanordnung gemäß 4 wird nachfolgend anhand der zeitlichen Verläufe ausgewählter Signale in 5 erläutert. Für die Darstellung in 5 ist angenommen, dass ein Kurzschluss der Last Z vorliegt, so dass das Spannungssignal KS unabhängig von dem Schaltsignal INS auf einem High-Pegel verbleibt. Der Kondensator C ist zunächst entladen, die Kondensatorspannung Uc damit Null. Bis zu einem Zeitpunkt t20, ab welchem das Schaltsignal INS einen High-Pegel annimmt, leitet der zweite Schalter T3. Auch der vierte Schalter T5 leitet, da die Kondensatorspannung Uc kleiner als die zweite Referenzspannung Uref2 ist, so dass am Ausgang des Komparators KO2 ein High-Pegel anliegt, der den vierten Schalter T5 ansteuert.
Zum Zeitpunkt t20 sinkt das Ausgangssignal NDS des invertierenden UND-Gliedes NAND auf einen Low-Pegel ab, wodurch der erste Transistor T2 leitet. Da die Kondensatorspannung Uc unterhalb der zweiten Referenzspannung Uref2 liegt, befindet sich das Ausgangssignal des Komparators KO2 auf einem High-Pegel und das Ansteuersignal des fünften Schalters T6 befindet sich auf einen Low-Pegel, so dass der fünfte Transistor T6 leitet und der Kondensator C über den fünften Transistor T6 und den leitenden ersten Transistor T2 sehr rasch aufgeladen wird, bis die Kondensatorspannung Uc den Wert der zweiten Referenzspannung Uref2 erreicht und der vierte Transistor T5 und der fünfte Transistor T6 gesperrt werden. Anschließend steigt die Kondensatorspannung Uc durch den Strom der ersten Stromquelle I1 bis zum Zeitpunkt t21 an, an dem das Schaltsignal INS einen Low-Pegel annimmt, wodurch das Steuersignal NDS des ersten und zweiten Transistors T2, T3 einen High-Pegel annimmt und der zweite Transistor T3 leitet. Dadurch wird der Kondensator C über den zweiten Transistor T3 durch den Strom des zweiten Stromquelle I2 bis zum Zeitpunkt t22 entladen, an dem der erste Transistor T2 bedingt durch das Schaltsignal INS eingeschaltet und der zweite Transistor T3 wieder gesperrt wird. Die Kondensatorspannung Uc erreicht im Zeitpunkt t23 den Ausschaltpegel des Schmitt-Triggers ST, wodurch das Ausgangssignal ES des Schmitt-Triggers ST auf einen Low-Pegel absinkt und durch das UND-Glied AND auch das Ansteuersignal AS auf einen Low-Pegel absinkt. Der dritte Transistor T4 leitet ab dem Zeitpunkt t23 und lädt den Kondensa tor C über den leitenden ersten Transistor T2 sehr schnell auf den Wert des Versorgungspotentials V+ auf. Die Kondensatorspannung Uc behält diesen Wert bis zum Zeitpunkt t24, an welchem das Schaltsignal INS wieder einen Low-Pegel annimmt und der zweite Transistor T3 dadurch wieder eingeschaltet wird.
Für die Signalverläufe in 5 ist angenommen, dass der Kurzschluss nach dem Zeitpunkt t24 endet, wodurch die Kondensatorspannung Uc ab diesem Zeitpunkt kontinuierlich absinkt, da der Kondensator C über den leitenden zweiten Transistor T3 durch den Strom der zweiten Stromquelle I2 entladen wird. Erreicht die Kondensatorspannung Uc dabei den Wert der zweiten Referenzspannung Uref2, so wird der vierte Transistor T5 leitend und entlädt den Kondensator C ab dem Zeitpunkt t25 sehr rasch nach Bezugspotential. Die Einschaltschwelle des Schmitt-Triggers ST ist in 5 nicht dargestellt, sie liegt vorzugsweise unterhalb der zweiten Referenzspannung Uref2, so dass das Ausgangssignal ES des Schmitt-Triggers ST erst nach dem Zeitpunkt t25 wieder einen High-Pegel annimmt, um eine erneute Ansteuerung des Schalters T1 durch das Schaltsignal INS zu ermöglichen.

AND: UND-Glied
ANS: Ansteuerschaltung
AS: Ansteuersignal
C: Kondensator
D: Drain-Anschluss
EK1: erste Eingangsklemme der Ansteuerschaltung
EK2: zweite Eingangsklemme der Ansteuerschaltung
ES: Ausgangssignal der ersten Vergleichereinheit
G: Gate-Anschluss
GND: Bezugspotential
I1: erste Stromquelle
I2: zweite Stromquelle
ID: Laststrom
INS: Schaltsignal
IN1: Invertierer
KO2: Komparator
KS: Spannungssignal
K1: erste Klemme des Kondensators
K3: Komparator
NAND: invertierendes UND-Glied
NDS: Ausgangssignal des invertierenden UND-Glieds
RZ: Rückkopplungszweig
S: Source-Anschluss
Son: Einschaltpegel der ersten Vergleichereinheit
Soff: Ausschaltpegel der ersten Vergleichereinheit
ST: erste Vergleichereinheit
T1: Schalter
T2: erster Schalter
T3: zweiter Schalter
T4: dritter Schalter
T5: vierter Schalter
T6: fünfter Schalter
Ua: Laststreckenspannung
Uc: Kondensatorspannung
Uref2: zweite Referenzspannung
Uref3: Referenzspannung
Vbb: erstes Versorgungspotential
V+: zweites Versorgungspotential
Z: Last

Claims

Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines Schalters (T1), die folgende Merkmale aufweist: – eine Ansteuerschaltung (ANS) zur Bereitstellung eines Ansteuersignals (AS) für den Schalter (T1), die eine erste Eingangsklemme (EK1) zum Anlegen eines Schaltsignals (INS) und eine zweite Eingangsklemme (EK2) aufweist; – einen an die zweite Eingangsklemme (EK2) der Ansteuerschaltung angeschlossenen Rückkopplungszweig (RZ) zur Bereitstellung eines von einer Spannung (Ua) über der Laststrecke (D-S) des Schalters (T1) abhängigen Spannungssignals (KS); – die Ansteuerschaltung (ANS) weist einen Kondensator (C) auf, der nach Maßgabe des Schaltsignals (INS) und des Spannungssignals (KS) geladen und entladen wird, wobei das Ansteuersignal (AS) von einer über dem Kondensator (C) anfallenden Spannung (Uc) abhängig ist; – eine Reihenschaltung mit einer ersten Stromquelle (I1) und einem ersten Schalter (T2), die zwischen eine Klemme für ein Versorgungspotential (V+) und eine erste Anschlussklemme (K1) des Kondensators (C) geschaltet ist, wobei der erste Schalter nach Maßgabe des Schaltsignals (INS) und des Spannungssignals (KS) angesteuert ist.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, die eine zweite Stromquelle (I2) aufweist, die zwischen der ersten Anschluss klemme (K1) des Kondensators (C) und einer Klemme für ein Bezugspotential (GND) verschaltet ist.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, bei der ein zweiter Schalter (T3) in Reihe zu der zweiten Stromquelle (I2) geschaltet ist, der nach Maßgabe des Schaltsignals (INS) und des Spannungssignals (KS) angesteuert ist.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 3 bei der der erste und zweite Schalter (T2, T3) abhängig von dem Schaltsignal (INS) und dem Spannungssignal (KS) komplementär angesteuert sind.
Schaltungsanordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche, die ein invertierendes Und-Glied (NAND) aufweist, wobei ein Ausgang des invertierenden UND-Glieds an Steueranschlüsse des ersten und zweiten Schalters (T2, T3) angeschlossen ist und wobei an Eingängen des invertierenden UND-Glieds (NAND) das Schaltsignal (INS) und das Spannungssignal (KS) anliegen.
Schaltungsanordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei der eine erste Vergleichereinheit (ST) an die erste Anschlussklemme (K1) des Kondensators (C) angeschlossen ist, wobei das Ansteuersignal (AS) von einem Ausgangssignal der ersten Vergleichereinheit (ST) abhängig ist.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, bei der das Ausgangssignal der ersten Vergleichereinheit (ST) und das Schaltsignal (INS) einem UND-Glied (AND) zur Bildung des Ansteuersignals (AS) zugeführt sind.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 6 oder 7, bei dem die erste Vergleichereinheit (ST) ein invertierender Schmitt-Trigger ist.
Schaltungsanordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche, die einen dritten Schalter (T4) aufweist, der parallel zu der ersten Stromquelle (I1) geschaltet und durch das Ausgangssignal der ersten Vergleichereinheit (ST) angesteuert ist.
Schaltungsanordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche, die einen vierten Schalter (T5) aufweist, der parallel zu der zweiten Stromquelle (I2) geschaltet ist und der nach Maßgabe eines Ausgangssignals einer zweiten Vergleichereinheit (KO2) angesteuert ist, die an die erste Anschlussklemme (K1) des Kondensators (C) angeschlossen ist.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 10, bei dem die zweite Vergleichereinheit (KO2) ein Komparator ist.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 10 oder 11, bei dem ein fünfter Schalter (T6) parallel zu der ersten Stromquelle (I1) geschaltet ist, der nach Maßgabe des invertierten Ausgangssignals der zweiten Vergleichereinheit (KO2) angesteuert ist.
Schaltungsanordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei der die erste Stromquelle (I1) einen größeren Strom als die zweite Stromquelle (I2) liefert.
Schaltungsanordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei der der erste, dritte und fünfte Schalter (T2, T4, T6) p-leitende Transistoren sind und bei der der zweite und vierte Schalter (T3, T5) n-leitende Transistoren sind.