DE10027348A1

DE10027348A1 - Verfahren, Vorrichtung und Programme zur Temperaturkompensation bei einem Ultraschallwandler

Info

Publication number: DE10027348A1
Application number: DE10027348A
Authority: DE
Inventors: Ralf Seip; Russell C Watts
Original assignee: Robert Bosch LLC
Current assignee: Robert Bosch LLC
Priority date: 1999-06-03
Filing date: 2000-06-02
Publication date: 2000-12-07
Also published as: US20020147558A1; US6314380B1; US6470286B1; US20040064280A1; US6782332B2

Abstract

Es wird ein Verfahren, eine Vorrichtung und ein Computerprogramm beschrieben, um die Auswirkungen der Temperatur auf die Empfindlichkeit eines elektrostatischen Ultraschall(US)-Wandlers zu kompensieren, wie er insbesondere in einem Kraftfahrzeug-Belegungssensorsystem (AOS) verwendet wird, um die Art oder den Typ eines Insassen und die Position des Insassen in Bezug auf den Fahrzeuginnenraum zu erfassen. Die Erfindung ermöglicht dem AOS die Klassifizierung des Belegungszustandes des Fahrzeugs aus einem US-Echosignal im wesentlichen unabhängig von Auswirkungen der Temperatur auf die Signalamplitude. Es wird ein kapazitiver Teiler oder ein Spannungsmonitor verwendet, um die Kapazität des Wandlers zu messen. Die Spannungsüberwachungsausgabe wird von dem Skalierungsalgorithmus eines Kompensators verwendet, um den Skalierungsfaktor zu bestimmen, der auf das US-Wandlersignal anzuwenden ist, um die Auswirkung der Temperatur auf die Wandlerempfindlichkeit zu kompensieren. Es werden Kalibrierungsverfahren und -software zur Bestimmung der Koeffizienten des Skalierungsalgorithmus offenbart, um Temperatureffekte zu kompensieren und auch Montagefaktoren, Wandlerherstellungsschaltungen und Schaltungsplatineneffekte zu kompensieren. Zusätzlich zur Temperaturkompensation von AOS-Ultraschall-Signal ist das offenbarte System für andere Typen der Signalverarbeitung nützlich und kann in anderen Entfernungsgeräten, wie Kameras, Golf- oder Binokular-Entfernungssuchern sowie Meßgeräten und ...

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren, eine Vorrichtung und Programme zur Ultraschall(US)Wandler-Temperaturkompensation und insbesondere US-Wandler, die in Kraftfahrzeug-Belegungssensorsystemen (AOS - Automotive Occupancy Sensing Systems) zur Erfassung der Art oder des Typs eines Insassen und der Position des Insassen in Bezug auf den Fahrzeuginnenraum verwendet werden. Zusätzlich zur Temperaturkompensation von AOS-Ultraschallsignalen ist das beschriebene System nützlich für andere Arten der Signalverarbeitung und kann in anderen Entfernungserfassungsgeräten, wie in Kameras, Golf- oder Binokular- Entfernungssuchern wie Meßgeräten und -instrumenten verwendet werden.

Studien haben gezeigt, daß es eine Gruppe von Kraftfahrzeugunfällen gibt, die in Verbindung mit der Airbag-Auslösung und der Art und Position der Fahrzeug insassen Verletzungen verursachen, insbesondere in Bezug auf Airbags, die an Sitze angrenzend auslösen, die von Kindern oder Babys in Autositzen belegt sind. Zur Steuerung der Airbag-Auslösung sind in Verbindung mit Airbag-Auslösungs systemen (ADS - Airbag Deployment Systems) Kraftfahrzeug-Belegungssensor systeme (AOS - Automotive Occupancy Sensing Systems) entwickelt worden, d. h. zur Bestimmung, ob die Auslösung als Reaktion auf den Belegungszustand des angrenzenden Fahrzeuginnenraums abgebrochen, verschoben, abgeändert oder anderweitig gesteuert werden muß. Zum Hintergrund von AOS-Systemen siehe das am 09. Januar 1996 erteilte US-Patent 5,482,314 von Corrado et al. und das am 30. März 1999 erteilte US-Patent 5,890,085, wobei diese Patente durch Verweis hierin mit aufgenommen werden.

AOS verwendet vielfältige Sensortypen, die Signale erzeugen, welche Informationen bezüglich des Belegungszustandes liefern. Typischerweise enthalten AOS-Systeme elektrostatische Ultraschall-Wandler als aktive Sensoren, wobei von dem Wandler Echos der von dem Wandler übertragenen Ultraschallsignale nach der Reflexion am Fahrzeuginnenraum oder den Insassen erfaßt werden.

Das Ansprechen des elektrostatischen Wandlers ist hochgradig temperatur empfindlich und der Fahrzeuginnenraum hat während des Betriebs eine große mögliche Temperaturbandbreite, insbesondere wenn die Fahrt nach einem Zeitraum der Nichtbenutzung in heißem oder kaltem Wetter gerade begonnen wurde und Umgebungssteuerungen, wie Heizungen oder Klimaanlagen extreme Hitze- oder Kältewerte des Fahrzeuginnenraums noch nicht gemäßigt haben. Die Amplitude des empfangenen Ultraschallsignals (Echosignals) kann bei einer Verwendung eines elektrostatischen Ultraschallsensors über einen Temperaturbereich von -40°C (-40° F) bis +80°C (+176°F) um mehr als 200% schwanken. Diese Schwankung hat einen störenden Einfluß auf einen typischen AOS-Belegungsklassifikations algorithmus.

Eine vorgeschlagene Lösung besteht darin, einen Klassifikationsalgorithmus zu entwickeln, der gegenüber Schwankungen der Signalamplitude unempfindlich ist. Diese Vorgehensweise wurde mit mäßigem Erfolg versucht, weil in einem Ultraschallsignal zur Belegungsklassifikation ein großer Anteil der unterscheidungs kräftigen Information amplitudenbezogen ist, d. h. in der Amplitude des Ultraschall echos ist viel von den zur Belegungsklassifikation benötigten Informationen enthalten. Die Amplitudenschwankungen aufgrund der Temperatur und nicht auf grund von Änderungen hinsichtlich des Zustands der Insassen oder der auf genommenen Objekte können zu einer fehlerhaften Klassifikation führen. Es ist deshalb wichtig, die Amplitudenschwankungen aufgrund von Umgebungseffekten gering zu halten, so daß jegliche Amplitudenschwankungen, die in dem Echosignal wahrgenommen werden, zuverlässig nur von Änderungen hinsichtlich des Zustandes der in dem Fahrzeug befindlichen Objekte oder Insassen herrühren.

Es wird deshalb ein Mechanismus und ein Verfahren benötigt, welches das Ultraschallsignal in Bezug auf Temperaturschwankungen so kompensiert oder normalisiert, daß es für den Klassifikationsalgorithmus so erscheint, als ob es bei oder nahe einer Referenztemperatur erfaßt worden wäre, bei welcher der Klassifikationsalgorithmus optimiert ist, vorzugsweise nahe Raumtemperatur.

Diese Erfindung umfaßt die folgenden Merkmale, Funktionen, Ziele und Vorteile in einem verbesserten System zur AOS-Ultraschallsignal-Belegungsklassifikation: Ein System, welches das Ultraschallsignal in Bezug auf die Temperatur kompensiert oder normalisiert, um Amplitudenschwankungen aufgrund von Temperatureffekten gering zu halten sowie ein System, das AOS-Bauteilschwankungen aufgrund von Herstellungstoleranzen kompensiert. Andere Ziele und Vorteile werden aus der Beschreibung, den Zeichnungen und den Ansprüchen ersichtlich.

Das erfindungsgemäße US-Echosignal-Amplitudenkompensationssystem umfaßt eine Hardware/Softwarekombination, die einen kapazitiven Teiler, eine Multiplexer, einen Analog/Digital-Wandler und einen Mikroprozessor(-en) enthält, der Firmware und Software aufweist, um eine Folgeschaltung des Multiplexers durchzuführen und um Kompensationsalgorithmen auf das US-Signal anzuwenden. Die herkömmliche Wandler-Treiberschaltung stellt die Kapazität bereit, um Ultraschallimpulse oder "Pings" zu übertragen und US-Echoantworten zu erfassen und zu empfangen, die erzeugt werden, wenn das "Ping" durch Objekte zu dem Wandler zurückgeworfen wird. Die Wandlerschaltung erzeugt auch ein Wandlerausgangssignal, das eine Funktion der Spannung über dem Wandler ist. Das Wandlerausgangssignal ist typischerweise eine kontinuierliche Ausgangsinformation sowohl während der Impulsübertragungsphase (Wandler arbeitet als Ultraschall-Wandler) und während der Echorückgabeempfangsphase (Wandler arbeitet als Ultraschall-Sensor oder -Detektor).

Zur Vermeidung von Verwechslungen werden die Begriffe "Wandlersignal" und "Wandlerausgangssignal" hier allgemein verwendet, um das elektrische Ausgangs signal einer herkömmlichen elektrostatischen US-Wandlerschaltung zu bezeichnen. Die akustische US-Wandlerausgabe wird im allgemeinen als US-Impuls oder -Ping bezeichnet und das durch Ping-Reflexionen erzeugte akustische Echo wird im allgemeinen als Echoantwort bezeichnet.

Wo elektrische Verbindungen und "Leitungen" beschrieben sind beziehen sich diese auf herkömmliche Mittel zur Übertragung und Kopplung elektrischer Signale. Sofern der Kontext nichts anderes angibt, kann die Signalinformation bei den beschrie benen Ausführungsformen von AOS-Systemen jedoch alternativ durch andere her kömmliche Mittel erfolgen, wie phaseroptische Übertragung, kabellose Datenüber tragung und dergleichen.

In der von dem elektrostatischen Wandler empfangenden Signalverarbeitungs schaltung ist ein kapazitiver Teiler enthalten, der auch als "Spannungsmonitor" bezeichnet werden kann, um die Messung von Änderungen der Kapazität der Schaltung des elektrostatischen Wandlers aufgrund von Temperaturschwankungen zu erlauben. Das Spannungsmonitorsignal ist eine maßstäblich veränderte Wiedergabe des Wandlerausgangssignals, in dem der Maßstab durch Auswahl der Kapazität vorbestimmt werden kann. Die Amplitude des Spannungsmonitorsignals kann somit so gewählt werden, daß die Spitzenamplitude während eines US- übertragenen Impulses innerhalb der nutzbaren Bandbreite der AOS-Elektronik liegt. Die Teilschaltung des kapazitiven Teilers ist ein Beispiel einer Teilschaltung zur maßstäblichen Spannungsänderung, die eine maßstäblich veränderte Ausgabe erzeugt, welche das Wandlersignal wiedergibt.

Die Größe des Spannungsmonitorausgangssignals erlaubt dem Mikroprozessor und der Software des AOS die Verwendung von Echtzeit-Wandlerempfindlichkeitsdaten, um das empfangene Signal zu normalisieren und die Leistungsfähigkeit des Belegungsklassifikationsalgorithmus zu optimieren.

Der Multiplexer wählt abwechselnd als zeitlich einander abwechselnde Eingabe das Spannungsmonitorsignal und das Wandlersignal aus und die Multiplexerausgabe enthält somit sowohl Spannungsmonitordaten und Echodaten, die durch einen Analog/Digital-Wandler digitalisiert werden. Eine auf dem Mikroprozessor(-en) des AOS laufende Software steuert die Abfolge der Multiplexerschaltung, extrahiert die digitalisierten Spannungsmonitor- und US-Wandlerdaten, wendet den Kompensa tionsalgorithmus an und verändert die kontinuierlichen US-Echodaten maßstäblich, um temperaturbedingte Amplitudenschwankungen zu entfernen. Das amplituden kompensierte Echosignal wird dann von dem Softwarealgorithmus der AOS-Charak terisierung verwendet, um die Belegungsklassifikation zu verbessern.

Zum Sammeln von Daten über die Temperaturabhängigkeit der Empfindlichkeit des von dem AOS-Hersteller ausgewählten jeweiligen Wandlermodells wird ein Kalibrie rungsverfahren verwendet. Aus diesen Daten werden Kompensations- oder Maß stabsparameter berechnet und verwendet, um den Kompensationsalgorithmus an die jeweilige Wandlercharakteristik anzupassen. Dann wird der Mikroprozessor der AOS-Einheit programmiert, um den auf diesen kalibrierten Maßstabsparametern beruhenden Kompensationsalgorithmus zur maßstäblichen Veränderung der US- Echosignale während des Betriebs des AOS als Antwort auf die Spannungs monitorausgabedaten anzuwenden, die in dem gemultiplexten AOS-Eingangssignal enthalten sind.

Bei der prinzipiellen Ausführungsform wird die Spannungsmonitormessung für das von dem Wandler übertragene US-Signal von dem Kompensationsalgorithmus verwendet, um das dem übertragenen US-Signal folgende empfangene Echo-US- Signal maßstäblich zu ändern. Die bevorzugten Wandler für AOS-Einheiten gehören einem Typ an, der sowohl für die Übertragungs-US-Empfindlichkeit als auch für die Empfangs-US-Empfindlichkeit im wesentlichen ähnliche Temperaturabhängigkeiten aufweist.

Vorzugsweise umfaßt das Kalibrierungsverfahren auch das Sammeln von Daten über bauteilabhängige Empfindlichkeitsschwankungen aufgrund von Herstellungs toleranzen des Wandlers, Schaltungsplatinenschwankungen und Montageeffekten. Optional kann der Kompensationsalgorithmus Parameter enthalten, um das Echosignal maßstäblich zu verändern oder mit einer Vorspannung (Bias) zu belegen, um auf diese, nicht temperaturabhängigen Schwankungsquellen zu justieren.

Die Erfindung wird detaillierter in den beiliegenden Zeichnungen beschrieben.

Fig. 1 ist eine Kurve, die ein Beispiel einer Kapazitätsänderung eines elektro statischen Wandlers als Funktion der Temperatur zeigt.

Fig. 2 ist ein vereinfachtes schematisches Diagramm einer bevorzugten erfindungs gemäßen Temperaturkompensationsvorrichtung, welche den Spannungsmonitor, einen Multiplexer und Kompensationsmittel aufweist, wie sie in herkömmlichen AOS- Systemen enthalten sind.

Die Fig. 3A bis 3D sind Flußdiagramme, welche die bevorzugten Kalibrierungs- und Kompensationsverfahren gemäß der Erfindung zeigen, wobei Fig. 3A die Tempe raturkalibrierung, Fig. 3B die Auswahl der "gewünschten Echoamplitude", Fig. 3C die Hardware-Kalibrierung und Fig. 3D das US-Echosignalkompensationsverfahren während der Laufzeit zeigt.

Die Fig. 4A und 4B sind beispielhafte Kurven, die über einen durchfahrenen Temperaturbereich von -20°C bis 60°C unkompensiert die Echosignalamplitude bzw. die Spannungsmonitoramplitude zeigen.

Die Fig. 4C und 4D sind Kurven, die einen Vergleich zwischen unkompensierten und unter Verwendung des erfindungsgemäßen Systems kompensierten Echoamplituden nur für temperaturabhängige Parameter (Fig. 4C) und sowohl für wandlerspezifische und temperaturabhängige Parameter (Fig. 4D) zeigen.

Die Fig. 5A und 5B sind Kurven, die ein beispielhaftes gemultiplextes und digitalisiertes US-Eingangssignal USIN der erfindungsgemäßen Vorrichtung zeigen, wobei Fig. 5B eine Detailkurve ist, welche die Hüllkurvenbestimmung des Spannungsmonitorniveaus zeigt.

Die folgende detaillierte Beschreibung verdeutlicht die Erfindung beispielhaft und nicht zur Beschränkung der erfindungsgemäßen Prinzipien. Die Beschreibung versetzt den Fachmann klar in die Lage zur Ausführung und Verwendung der Erfindung und beschreibt verschiedene Ausführungsformen, Anpassungen, Abwand lungen, Alternativen und Verwendungen der Erfindung einschließlich dessen, was derzeit als bester Weg zur Ausführung der Erfindung angesehen wird.

In dieser Hinsicht wird die Erfindung in den zahlreichen Figuren verdeutlicht und ist hinreichend komplex, so daß die vielen Teile, gegenseitigen Abhängigkeiten und Unterkombinationen davon einfach nicht anhand einer einzigen patentartigen Zeichnung vollständig verdeutlicht werden können. Zur Klarheit und Präzision zeigen zahlreiche Zeichnungen Teile, die in der Zeichnung zur Beschreibung eines bestimmten Merkmals, eines Aspektes oder eines darin offenbarten erfindungs gemäßen Prinzips nicht wesentlich sind, schematisch oder lassen diese weg. So kann die beste Ausführungsform eines Merkmals in einer Zeichnung und die beste Ausführungsform eines anderen Merkmals in einer anderen Zeichnung dargestellt sein.

Alle in dieser Beschreibung zitierten Veröffentlichungen und Patentanmeldungen werden hierin durch Verweis mit aufgenommen, als ob jede einzelne Veröffent lichung oder Patentanmeldung spezifisch und individuell als verweisartig aufzu nehmen bezeichnet wäre.

Die empfangene US-Signalamplitude des elektrostatischen Ultraschallwandlers hängt direkt zusammen mit der Empfindlichkeit des Geräts. Je empfindlicher das Gerät ist, desto größer ist die Signalamplitude. Die Empfindlichkeit des elektro statischen Ultraschallwandlers ist jedoch umgekehrt proportional zu seiner Kapazität und kann durch die folgende Gleichung modelliert werden:

wobei V_r die Empfangsspannungsempfindlichkeit, C₀ die Kapazität des Wandlers, C die (konstante) AC-Kapazität des Wandlers, V_b die Vorspannung (Bias Voltage) des Wandlers und k eine mit den Parametern der US-Empfängerschaltungsplatine zusammenhängende Konstante ist.

Da die Kapazität C₀ mit steigender Temperatur zunimmt, verringert sich die Empfindlichkeit V_r, was die Amplitude des empfangenen Echosignals ändert (verringert). Andererseits nimmt C₀ ab und die Empfindlichkeit V_r erhöht sich, wenn die Temperatur abnimmt, was wiederum die Amplitude des empfangenen US- Signals ändert (erhöht). Durch eine Messung der temperaturbedingten Kapazitätsschwankungen ermöglicht es einem der Spannungsmonitor so, die Änderungen der Wandlerempfindlichkeit aufgrund von Temperaturschwankungen zu messen.

Eine Begleiterscheinung ist, daß Kapazitätsänderungen zur Temperaturmessung verwendet werden können, sobald die Kurve der Kapazität über der Temperatur für einen gegebenen US-Wandler bekannt ist.

Fig. 1 ist eine Kurve, die typische Beispiele der Änderung der Kapazität C₀ eines elektrostatischen Wandlers als Funktion der Temperatur zeigt. Die Datenpunkte sind unkompensierte Kapazitätswerte von zwei beispielhaften Wandlern Polaroid 7000- Serienwandler, Modell 135 und einem Polaroid 356. Die Polaroid 135-Datenpunkte sind als Kreise "O" geplottet und die Polaroid 356-Datenpunkte als Kreuze "+". Die Daten werden bei einer Reihe von Temperaturen im Bereich 0°C bis +125°C gemessen. Beide Wandler haben ein ähnliches Ansprechverhalten, das einen Kapazitätsbereich von ungefähr 325 pF bei 0°C bis ungefähr 600 pF bei 125°C zeigt. Die Daten zeigen eine im wesentlichen lineare Änderung der Kapazität über diesen Temperaturbereich bis mindestens 100°C mit einer Änderungsrate von ungefähr 2 pF pro °C, was durch die gestrichelte Linie angegeben ist.

Fig. 2 ist ein vereinfachtes schematisches Schaltungsdiagramm sowie ein Flußdiagramm des erfindungsgemäßen US-Echokompensationssystems 1 in Verbindung mit einem herkömmlichen Kraftfahrzeugbelegungssensorsystem(AOS)- Prozessor 20, z. B. des selben allgemeinen Typs (abgesehen von dem Spannungsmonitor, dem Multiplexer und der Kompensationsschaltung der vor liegenden Erfindung), wie in dem US-Patent 5,482,314 dargestellt ist, und einem herkömmlichen Airbag-Auslösungssystem ADS 50.

Ein herkömmlicher elektrostatischer Ultraschallwandler T wird durch eine her kömmliche DC-Vorspannungsschaltung angesteuert, die typischer Weise und vor zugsweise Koppelkapazitäten C_c1 und C_c2 enthalten, welche die Vorspannungs schaltung und den Wandler T von dem US-Impuls- oder "-Ping"-Eingang auf der linken Seite von Fig. 2 bzw. von dem Wandlerausgang USOUT, 2a auf der rechten Seite des Wandlers T in Fig. 2 isoliert, so daß nur die AC-Spannung durch die Wandlerschaltung zu dem AOS 20 übertragen wird. Die Vorspannung (Biasing Voltage) V_b wird quer über den Wandler T durch einen Spannungsteiler angelegt, der eine Spannungsquelle V₀ von ungefähr 2 V_b und Widerstände R₁ und R₂ (vorzugsweise jeweils von ungefähr 1 Megaohm) enthält. R₁ ist in der Schaltung zwischen V₀ und T enthalten und R₂ ist zwischen T und Masse Gd enthalten.

Das Kompensationssystem 1 umfaßt einen mit dem elektrostatischen Wandler T verbundenen kapazitiven Teiler oder eine Spannungsmonitorschaltung VM, einen 2- Zu-1-Analog-Multiplexer MUX, der über den Analog/Digital-Wandler ADC die Verbindung zu einem US-Echosignalkompensatormittel 10 verstellt. Der elektro statische Wandler T ist zwischen Masse Gd und der Vorspannung V_b angeschlossen und weist eine Kapazität C₀ auf. Das Spannungssignal von dem Wandler USOUT ist das normale US-Wandlerechosignal (die Spannung über C₀), die über die Leitungen 2a und 2b zu dem Multiplexer MUX übertragen wird.

Die Spannungsmonitorschaltung VM ist eine verzweigte Parallelschaltung, welche die Kondensatoren C₁ und C₂ umfaßt, die zwischen dem Wandlerausgang USOUT und Masse Gd in Reihe geschaltet sind. Der VM-Zweig 3a verbindet parallel zur USOUT 2a, 2b mit C₁, während die Leitung 3b, 3c die Verbindung zwischen C₁ und C₂ herstellt und die Leitung 3d C₂ mit Masse Gd verbindet. Das Spannungsmonitorausgangssignal VMON ist die Spannung über C₂ gegenüber Masse Gd und gleich der Leitung an der Kreuzung der Leitungen 3b und 3c zwischen C₁ und C₂ durch die Leitung 4 zu dem Multiplexer MUX. So hat MUX zwei Eingänge, nämlich USOUT, 26 und VMON, 4.

In der Leitung 2b ist ein herkömmlicher Verstärker G dargestellt, der vorzugsweise enthalten ist, um eine vorgegebene Verstärkung zu liefern, welche die Amplitude von USOUT auf einen Wert erhöht, der für die Auflösung und die Betriebsgrenzen des ADC und der digitalen Signalverarbeitung des AOS geeignet ist. Eine typische maximale Amplitude des unverstärkten USOUT ist ungefähr 2 mV und die Verstärkung in G liegt typischer Weise im Bereich von 700 bis 1000, was eine typische verstärkte Amplitude von USOUT von ungefähr 1,4 bis 2,0 V erzeugt. Vorzugsweise enthält G auch einen herkömmlichen Hochpaßfilter, um akustisches Rauschen unterhalb von ungefähr 20 kHz wirksam zu dämpfen, während Signale oberhalb von ungefähr 40 kHz (bei einem herkömmlichen US-Wandler, der bei ungefähr 50 kHz arbeitet) wirksam durchgelassen wird.

Die Kapazität von C₂ ist vorzugsweise wesentlich größer als die Kapazität von C₁, um ein Ausgangssignal VMON in einem Bereich zu erzeugen, der für die Signalverarbeitungselektronik geeignet ist. Die Kapazitäten von C₁ und C₂ werden aufgrund der erwarteten Bandbreite der Wandlervorspannungen der jeweiligen AOS- Gestaltung und der gewünschten Bandbreite der Ausgangssignalsspannung ausgewählt, d. h. aufgrund des gewünschten Arbeitsbereiches von VMON zur Signalverarbeitung in einer bestimmten AOS-Gestaltung. Im allgemeinen ist der Wert von C₁ im wesentlichen vorzugsweise gleich oder wenigstens von der selben Größenordnung der Wandlerkapazität C₀ und das Verhältnis C₁/C₂ kann ausgewählt werden, um einen geeigneten Maximalwert von VMON zu erzeugen. Bei einem typischen AOS liegt die Wandlervorspannung V_b im wesentlichen im Größenbereich von 50 bis 150 V und eine typische AOS-Digitalelektronik arbeitet im Bereich von 5 V oder weniger. Zum Vergleich der relativen Amplitude von VMON mit dem US- Echoantwortsignal USIN siehe die Erörterung zur nachfolgenden Fig. 5.

Falls beispielsweise die maximale Wandlervorspannung V_b ungefähr 150 V beträgt und falls es gewünscht ist, daß die maximale Signalausgabe von VMON für ein ADC geeignet ist, der einen maximalen unverzerrten Signaldigitalisierungsbereich von -2,5 bis +2,5 V aufweist, so ist eine Teilung von ungefähr 1/60 erforderlich, um VMON auf 2,5 V zu begrenzen, was einem Verhältnis C₁/C₂ von ungefähr 1/60 entspricht. Die am besten geeigneten Werte von C₁ und C₂ sind somit in Übereinstimmung mit den erfindungsgemäßen Prinzipien hardwareabhängig und die Auswahl der geeigneten Kapazitätswerte erfolgt aufgrund der Charakteristiken des Wandlers und der eingesetzten Signalverarbeitungsschaltung. Im allgemeinen wird der Maximalwert von VMON so ausgewählt, daß er innerhalb des Arbeitsbereichs der AOS-Digitalelektronik liegt, aber groß genug ist, um eine annehmbar große Auflösung bei der Temperaturkompensation zu erreichen, wie im folgenden beschrieben wird.

Bei der prinzipiellen Ausführungsform liegt das Verhältnis C₁/C₂ vorzugsweise zwischen ungefähr 1/50 bis 1/300 und noch bevorzugter bei ungefähr 1/100, wobei die Kapazität von C₁ vorzugsweise zwischen ungefähr 1 pF bis 200 pF und die Kapazität von C₂ vorzugsweise zwischen ungefähr 100 pF und ungefähr 0,03 µF liegt. Typische Werte der Kapazitäten sind ungefähr 150 pF für C, und ungefähr 0,022 µF für C₂.

Der herkömmliche Multiplexer wird durch einen Schaltungsalgorithmus in Form von herkömmlicher Software oder Firmware gesteuert, die auf Mikroprozessoren läuft, die in anderen Teilen der AOS-Schaltung enthalten ist. Der Multiplexer schaltet oder wählt USVMON und USOUT entsprechend einem nachstehend beschriebenen Zeitplan aus, um ein Multiplexanalogsignal USIN zu erzeugen, das entweder Signalkomponenten von USOUT oder von USVMON enthält. USIN wird über eine Leitung 6 zu einem Analog/Digital-Wandler ADC übertragen.

Die Kapazitäten von C₁ und C₂ werden typischer Weise und vorzugsweise wie vorstehend beschrieben so ausgewählt, daß USVMON während des US-Über tragungsimpulses den maximalen Digitalisierungspegel des ADC nicht wesentlich überschreitet. Dieser maximale Digitalisierungspegel oder andere begrenzende Faktoren der AOS-Elektronik werden als maximal nutzbare Eingangssignalamplitude bezeichnet.

Die bevorzugte Folge der Auswahl des Multiplexersignals durch die Steuersoftware ist wie folgt:

1. Der Multiplexer wird geschaltet, um das Eingangssignal USVMON auszuwählen und der ADC beginnt mit der Digitalisierung des Multiplexerausgangsanalogsignals.
2. Während der Auswahl von USVMON wird der Ultraschallwandler erregt oder angesteuert, um einen US-Ping von geringer Dauer, vorzugsweise ungefähr 0,5 Millisekunden (0,5 ms), zu erzeugen (der ADC setzt die Digitalisierung des Multiplexerausgangssignals fort).
3. Nach der Erregung wird der Multiplexer zur Auswahl des Eingangssignals USOUT geschaltet (der ADC setzt die Digitalisierung des Multiplexer ausgangssignals fort) und
4. die Digitalisierung des ADC wird angehalten, sobald genügend US- und Spannungsmonitordaten für das AOS und den Kompensationsalgorithmus erfaßt wurden.

Zu diesem Zeitpunkt enthält der aufgenommene digitalisierte Datensatz in zeitlicher Abfolge Daten von dem Spannungsmonitor sowie von dem Ultraschallecho. Aus diesen Daten können die Spannungsmonitorinformationen nun durch einen einfachen, herkömmlichen Softwarealgorithmus extrahiert und zur Bestimmung des Kompensationsalgorithmus und der Skalierungsparameter oder -koeffizienten verwendet werden. Sobald dieser Schritt abgeschlossen ist, wird die Kompensation (Skalierung) auf jedes Echo angewendet, bevor eine weitere Verarbeitung (wie eine US-Eigenschaftsermittlung zur Klassifikation) folgt.

Nach der Digitalisierung des Multiplexsignals USIN wird das Signal zu einem US- Signalkompensationsmittel 10 übertragen. Dieses ist vorzugsweise integriert in dem in sonstiger Hinsicht herkömmlichen AOS 20 enthalten, um weitgehend - so weit möglich - eine gemeinsame Stromversorgung, eine Schaltungsplatinenplattform und Prozessorfähigkeiten zu teilen, jedoch kann es auch als separate Einheit hergestellt werden.

In gleicher Weise sind der Multiplexer MUX und dessen zugehörige Schaltungs- und Abfolgealgorithmen und -steuerungen vorzugsweise mit der AOS-Elektronik integriert oder können eine separate Einheit bilden. Das Kompensationsmittel 10 ist - wie hier offenbart - mit Kalibrierungskoeffizienten oder Parameterdaten 15 programmiert, die vorzugsweise durch Kalibrierungsverfahren bestimmt wurden, die für den Wandler und das Ansprechverhalten der Schaltungsplatine, deren Temperaturverhalten und die Fahrzeuginstallation spezifisch sind. Der Kompensa tionsalgorithmus des Kompensators 10 trennt die gemultiplexten Signalkomponenten und kombiniert den Kalibrierungskoeffizienten mit der Spannungsmonitor komponente des digitalisierten, gemultiplexten USIN, um den kompensierenden Kalibrierungsfaktor zu bestimmen, wie nachfolgend detaillierter offenbart ist. Der Kompensator 10 skaliert dann die Amplitude der US-Echokomponente des Multi plexsignals, um ein amplitudenkompensiertes US-Ausgangssignal TCOMP (so kompensiert, daß die Amplitude temperaturunabhängig ist) zu erzeugen, das zu den Elementen 30 des AOS 20 zur Extraktion von US-Merkmalen übertragen wird.

Die typische AOS-Schaltung 20 umfaßt mindestens jeweils einen Treiber für einen oder mehrere Wandler T zur Übertragung von US-"Pings" mit einer DC-Vor spannungsschaltung, einen Empfänger für US-Echos und zur Ausgabe eines USOUT-Signals, einen Extrahierer 30 zur Extrahierung von US-Echoeigenschaften, einen Klassifizierer 40 zur Klassifizierung des Belegungszustands aufgrund von Echoeigenschaften (zusätzliche Sensoreingänge wie IR können ebenso verwendet werden) und überträgt ein auf dem Belegungszustand basierendes Steuersignal an ein ADS 50. Die erfindungsgemäße Temperaturkompensationsvorrichtung 1 ist funktionsmäßig zwischen dem herkömmlichen elektrostatischen Wandler T und dem typischen AOS 20 eingebaut. Anstelle eines direkten Empfangs des Echosignals USOUT durch das ADC und der anschließenden Weiterleitung zu dem Echo eigenschaftsextraktor 30 des AOS (d. h. bei einem herkömmlichen AOS, wo die Leitung 2a direkt mit der Leitung 6 und die Leitung 8 direkt mit der Leitung 11 verbunden ist), wird das Signal wie vorstehend verarbeitet, so daß der Extraktor 30 einen kompensierten Eingang TCOMP "wahrnimmt", der über die Leitung 11 übertragen ist, die im wesentlichen frei von temperaturabhängigen Effekten ist.

Der US-Wandler T, die Spannungsmonitorteilschaltung VM und die AOS-Schaltung 20 sind vorzugsweise so eng wie möglich zueinander angeordnet, um interne Temperaturgradienten innerhalb des Systems zu minimieren. Falls es gewünscht ist, den Wandler und den Spannungsmonitor von der AOS-Schaltung zu trennen, so kann alternativ eine optionale Temperatursonde innerhalb der AOS-Platine und/oder des Wandlers angebracht werden, um einen getrennten und zusätzlichen Skalierungsfaktor und eine der Temperaturbandbreite innerhalb des Hardware systems Rechnung tragende Kalibrierung zu erlauben.

Es ist zu bemerken, daß diese Kompensation von temperaturabhängigen Eigen schaften von Wandler/Schaltung nicht zu verwechseln ist mit der herkömmlichen Entfernungskompensation, die als ein Aspekt der US-Eigenschaftsextraktion herkömmlicherweise durchgeführt wird. Diese Entfernungskompensation ist eine klar unterschiedliche Korrektur, die vorzugsweise auch eingesetzt wird. Die Echo entfernungsberechnungen beruhen auf der Beziehung des Zeitintervalls der Echoantwort zu der Entfernung des Objekts bzw. der Objekte, die das Echo reflektieren, wobei diese proportional zu der Schallgeschwindigkeit zwischen dem Wandler und dem reflektierenden Objekt ist. Da die Schallgeschwindigkeit mit der Temperatur der Luft schwankt, durch die sich der US-Strahl fortpflanzt, müssen die Entfernungsberechnungen die Wirkung der lokalen Lufttemperatur auf die Schall geschwindigkeit berücksichtigen.

Ein in dem bevorzugten erfindungsgemäßen Verfahren enthaltener Temperatur kompensationsalgorithmus beruht auf einer parabolischen Skalierungsbeziehung zwischen der Spannungsmonitorinformation und dem empfangenen Ultraschallecho. Das bevorzugte erfindungsgemäße Kompensationsverfahren und der Algorithmus enthalten sowohl "Off-Line"-Kalibrierungsparameter, die in Laboreinstellungen bestimmt werden können, sowie "On-Line"-Kalibrierungsparameter, die zur Zeit zur Herstellung und des Zusammenbaus der AOS-Einheit in bequemer Weise in einer Produktionseinstellung bestimmt werden können. Diese Kalibrierungsparameter werden in dem bevorzugten Kompensationsalgorithmus verwendet, um in der in Betrieb befindlichen und in einem Fahrzeug montierten AOS-Einheit in "Run-Time" die Skalierungsfaktoren zu berechnen. Der Algorithmus, die Kalibrierungsparameter und die Skalierungsfaktoren werden nachstehend in den Gleichungen (2) und (3) beschrieben. Das Kalibrierungsverfahren ist auch in den Flußdiagrammen in den Fig. 3A bis 3D dargestellt. In dem beigefügten Anhang A sind beispielhafte Software routinen enthalten, die zur Automatisierung des Kalibrierungsverfahrens verwendet werden können.

Die Skalierungsparameter werden bestimmt, indem zuerst die Beziehung zwischen der Echoamplitude und dem Spannungsmonitor charakterisiert wird. Die allgemeinen Skalierungsgleichungen sind:

S₁= Bscale (2a)

S₂(V_m) = a V_m ² + b V_m + c (2b)

S_global = S₁ S₂ (2c)

wobei a, b, c und Bscale die während der Kalibrierung (nachstehend beschrieben) bestimmten Parameter, V_m die Größe der Spannungsmonitorsignalkomponente des digitalisierten, gemultiplexten Signals USIN, S₁ und S₂ Korrekturen für hardwarespe zifische bzw. temperaturabhängige Effekte wiedergebende Zwischenskalare und S global der gesamte Skalierungsfaktor ist. Diese Gleichungen werden von dem Kom pensationsprozessor (10 in Fig. 2) in "Real-Time" berechnet und der Wert S_global wird von dem Prozessor auf die Amplitude der US-Echosignalkomponente von USIN an gewendet, um das kompensierte US-Signal TCOMP zu erzeugen (bei 11 in Fig. 2).

Fig. 3 zeigt schematisch das bevorzugte Off-Line-Temperaturkalibrierungsverfahren 300. Die Parameter a und b charakterisieren die Abhängigkeit zwischen dem Temperaturverhalten des Wandlers und der Schaltungsplatine und sind für alle Schaltungsplatineneinheiten derselben Architektur typischerweise im wesentlichen gleich, solange die Hardware einschließlich Schaltungsplatine und Wandler inner halb vernünftiger Bauteiltoleranzen unverändert bleibt. Das zur Bestimmung von a und b verwendete, relativ zeitaufwendige Thermozyklen-Kalibrierungsverfahren muß deshalb nur für eine kleine Menge von Mustereinheiten der spezifischen Architektur der Kombination aus Schaltungsplatine und Wandler als "Off-Line"-Laborkalibrierung durchgeführt werden (hier "Temperaturkalibrierung"). Entsprechend werden N Mustereinheiten gebaut, die das erfindungsgemäße Temperaturkompensations system aufweisen, 301. Bei jeder der N Mustereinheiten 302 (siehe beispielsweise Fig. 4A und 4B) wird der Ausgang VMON und USIN über einen Temperaturbereich von beispielsweise -20°C bis +60°C gemessen. Die Parameter a und b können, 303, durch "Monte Carlo"-Analyse oder durch ein alternatives, herkömmliches Analyseverfahren, wie das Gradientensuchverfahren (Gradient Search) oder das Verfahren der steilsten Abnahme (Steepest Descent) über einen Bereich von Kalibrierungstemperaturen aus dem Verhältnis Echoamplitude/Spannungsmonitor ausgang berechnet werden. Die Werte von a und b können beispielsweise durch die in Fig. 3A gezeigten folgenden Schritte berechnet werden:

304: Setze in den Gleichungen (2a) und (2c) Bscale = 1 (d. h. es wird angenommen, daß der Wandler ein idealer und repräsentativer Wandler ist).
305: Wähle einen geschätzten oder versuchsweisen Wert für a und b (Beachte: V_m ist als Teil der Temperaturkalibrierungsdaten verfügbar).
306: Berechne C unter Verwendung der Gleichung (2b), wobei S₂ = 1 gesetzt wird.
307: Berechne das "reale" S₂ unter Verwendung der Gleichung (2b) und der obigen Werte von a, b, C und V_m.
308: Berechne: S_global unter Verwendung der Gleichung (2c).
309: Skaliere die Ultraschalldaten USIN mit S_global : US_comp = S_global × USIN.
310: Wiederhole die Schritte 305-309 für alle Temperaturen in den während des Off-Line-Temperaturkalibrierungsverfahrens gesammelten Daten.
311: Bestimme, wie nahe das Ergebnis in Schritt 7 einer geraden Linie kommt (d. h., bestimme wie gut die anfänglich geschätzten Werte für a und b bei der Beseitigung des Temperatureinflusses in dem Echosignal USIN waren).
312: Behalte die anfänglich geschätzten Werte von a und b, falls die Kompensation "Gut" ist (d. h. Standardabweichung ist beispielsweise ≦ 10%), andernfalls wieder hole die Schritte 305-311 unter Verwendung von neu geschätzten Werten von a und b.

Es ist zu erwähnen, daß die geschätzten Werte in den obigen Beispielschritten 305 und 312 vorzugsweise auf Werten beruhen, von denen der Durchschnittsfachmann weiß, daß es vernünftige und physikalisch mögliche Werte sind. Um eine Auswahl von zunehmend besseren Schätzwerten bei jeder Iteration in Schritt 312 zu ermöglichen, kann eine Vielzahl von Schätzwerten berechnet werden, welche den Bereich vernünftiger Werte überspannen, was ohne unnötige Experimente für jeden Parameter eine schnelle Konvergenz auf einen akzeptablen Wert erlaubt. Die Darstellung B ist ein Beispiel eines Computerprogramms, das zur Automatisierung des vorstehend beschriebenen Kalibrierungsverfahrens verwendet werden kann.

Die "Standard"-Werte a und b 313 können als Durchschnitte der für die Mustereinheiten berechneten Werte festgelegt werden. Bei der AOS-Produktion oder im "Montageband"-Zustand müssen die so bestimmten Werte von a und b nur noch bei 314 in den Prozessorspeicher jeder AOS-Produktionseinheit gespeichert werden. Die Darstellung C ist ein Beispiel eines Computerprogramms, das zur Bestimmung dieser "Standard"-Werte verwendet werden kann.

Fig. 3B zeigt schematisch das bevorzugte Off-Line-Auswahlverfahren 315 der "gewünschten Echoamplitude". Die "gewünschte Echoamplitude" kann modul-, fahrzeugplattform-, kalibrierungsstand- und wandlerabhängig sein und empirisch bestimmt werden. Es wird eine Anzahl M von Mustereinheiten gebaut, 316. Die gewünschte oder "Standard"-Echoamplitude USIN₀ kann als Durchschnittsmeßwert der Echoamplitude für M Mustereinheiten gewählt werden, die bei einer Standardtemperatur ein Echo von einem Testziel empfangen, 317. Alternativ kann eine andere Amplitude als "gewünschte Echoamplitude" ausgewählt werden, die für das AOS-Eigenschaftsextraktionsverfahren geeignet ist. Bei einer anderen Alternative kann ein Modell entwickelt werden, das Faktoren wie Größe und Position des Zieles in dem Kalibrierungsstand, die Modulorientierung, Wandlerparameter, Gittereinflüsse (grille influences), Übertragungs- und Empfangseinflüsse der Schaltungsplatine und dergleichen umfaßt, so daß die "gewünschte" oder "erwartete" Amplitude analytisch bestimmt wird. Die durchschnittliche Echoamplitude USIN₀ für M Mustereinheiten wird berechnet, 318. Während der AOS-Herstellung werden die wie vorstehend bestimmten Werte von a, b, c und Bscale in den nicht flüchtigen Speicher der AOS-Elektronik gespeichert, 319.

Fig. 3 zeigt schematisch das bevorzugte On-Line-Hardwarekalibrierungsverfahren 320. Die Einheiten werden gebaut, 322, VMON und USIN werden bei Raumtemperatur gemessen, 324. Die Parameter c und Bscale charakterisieren die wandler- und schaltungsplatinenspezifischen Schwankungen aufgrund von Herstellungstoleranzen und sind vorzugsweise vorgesehen, um die Auswirkungen dieser Schwankungen aus dem kompensierten US-Echosignal zu entfernen. Diese werden in der AOS-Produktionsstufe 326 bei Raumtemperatur "On-Line" berechnet, da dieses Kalibrierungsverfahren (hier "Hardwarekalibrierung") ziemlich schnell ist und zur Beendigung nur in der Größenordnung von 4 Sekunden pro Einheit benötigt. Die Skalierungsparameter C und B werden dann in den AOS-Speicher 328 gespeichert.

Das Kalibrierungsverfahren für c und Bscale kann entsprechend der folgenden Formel erfolgen:

C = 1 - a V_m ²- b V_m (3a)

wobei V_m, a, b, c und Bscale dieselbe Bedeutung wie in den vorstehenden Gleichungen (2a) bis (2c) haben. Für das Hardwarekalibrierungsverfahren wurden die Werte von a und b zuvor während der Temperaturkalibrierung bestimmt. Der Wert von V_m ist derjenige, der von dem Spannungsmonitor für die spezifische zu kalibrierende Wandler/Schaltungs-Hardware gemessen wird. Der Wert von c wird so festgelegt, daß die Polynomsumme S₂ (V_m) gemäß der vorstehenden Gleichung (2a) bei der während der Hardwarekalibrierung vorherrschenden Temperatur gleich 1 ist, wie in Gl. (3a) gezeigt ist. Da die Hardwarekalibrierung bei der bevorzugten Ausführungsform nicht dazu vorgesehen ist, um Temperatureffekte zu beseitigen, wird der Wert von S2 während der Hardwarekalibrierung gleich 1 gesetzt. Der entsprechende Wert von Bscale wird dann festgelegt, um den Unterschied der tatsächlich gemessenen Echoamplitude USIN (unter Kalibrierungsbedingungen) und einer gewünschten oder "Standard"-Echoamplitude USIN₀ zu kompensieren, wie in Gleichung (3b) gezeigt ist. Die tatsächliche Echoamplitude kann durch Messung (unter Verwendung der spezifischen, zu kalibrierenden AOS-Wandler/Schaltungs hardware) der Amplitude von USIN bestimmt werden, die aus der Übertragung des US-Impulses und dem Empfang eines Echos von einem Testziel herrührt.

Fig. 3 zeigt schematisch das bevorzugte Laufzeitkompensationsverfahren 330 (während des Betriebs) nach der Installation der AOS-Einheiten einschließlich des erfindungsgemäßen Temperaturkompensationssystems in einem Fahrzeug, 332. Während des Betriebs der AOS-Einheit wird VMON für jeden Wandler gemessen, 334. Während des tatsächlichen AOS-Echtzeitbetriebs 334 werden die Gleichungen (2a) bis (2c) wie vorstehend beschrieben aufgrund der während des AOS-Betriebs vorherrschenden gemessenen Werte von V_m ausgewertet. Es ist zu bemerken, daß der Wert von S₂ in Gleichung (2b) während des AOS-Betriebs im allgemeinen nicht gleich 1 ist, da die Betriebstemperatur der AOS-Wandler/Schaltungshardware im allgemeinen nicht gleich der Temperatur während der Hardwarekalibrierung ist. In 336 wird S_global von dem Kompensationsprozessor ausgewertet, wie in den Gleichungen (2a) bis (2c) dargestellt ist, und anschließend wird das digitalisierte US- Echoeingangssingal USIN auf Echtzeitbasis 338 von dem Prozessor skaliert, um ein kompensiertes US-Echosignal TCOMP wie folgt zu erzeugen:

TCOMP(t) = S_globalUSIN(t) (4)

Dieses TCOMP-Signal 340 wird zu der AOS-Einheit übertragen (siehe 11 in Fig. 2).

Typische AOS-Einheiten können mehrere US-Wandler enthalten, die jeweils US- Pings und Echoantwortsignale übertragen und/oder empfangen. Sofern eine AOS- Einheit mehrere Wandler enthält, wird die Hardwarekalibrierung vorzugsweise getrennt für jeden Wandler durchgeführt und der Kompensationsalgorithmus umfaßt vorzugsweise eine Kompensation von Fertigungstoleranzen für jeden Wandler durch Auswertung der Gleichungen (2a) bis (2c) getrennt für jedes Wandlersignal USIN aufgrund getrennter Echtzeit-Spannungsmonitormessungen für jeden Wandler. Beispielsweise kann bei einem AOS mit vier Wandlern eine Gesamtsumme von zehn Kalibrierungsparametern in dem Kompensationsalgorithmus verwendet werden: Jeweils ein einzelner Wert für a und b (dieselben Werte werden jeweils für jeden Wandler verwendet) und vier verschiedene Werte von c und Bscale (für jeden Wandler wird ein spezifischer Wert verwendet). Für ein AOS mit i Wandlern können die Gleichungen (2a) bis (2c) wie folgt verallgemeinert werden:

S_1,i = Bscale_i (5a)

S_2,i(V_m,i) = a V_m,i ² + b V_m,i + c_i (5b)

S_global,i = S_1,i S_2,i (5c)

Die Fig. 4A und 4B sind Kurven, die experimentelle Ergebnisse unter Verwendung eines Moduls aus vier US-Wandlern zeigen, um sowohl die Echoamplitude (Fig. 4A) als auch die Spannungsmonitoramplitude (Fig. 4B) über einen von 20°C bis 60°C und anschließend wieder herab bis auf -20°C und wieder herauf bis 20°C durchfahrenen Temperaturbereich aufzunehmen. Es ist zu bemerken, daß die Fig. 4A und 4B jeweils Muster aus vier im wesentlichen parallel zueinander beabstandeten Kurven zeigen, was demonstriert, daß die Schwankungen zwischen Wandlern desselben Modells oder Typs im wesentlichen konstant und nicht erkennbar temperaturabhängig ist. Wie aus der folgenden Tabelle 4A/B ersichtlich ist, besteht eine hervorragende Korrespondenz oder Korrelation zwischen der Form der Kurven der Echoamplitude in Fig. 4A und den Kurven der Spannungs monitoramplitude in Fig. 4B über diesen Temperaturbereich.

Tabelle 4A/B

Korrelation der Echoamplitude zur Monitorspannung

Optional kann der Skalierungsalgorithmus vereinfacht werden und beispielsweise als lineare Gleichung nur aufgrund der Parameter b und c kalibriert und durchgeführt werden, wie in der nachfolgenden Fig. 4B gezeigt ist. Die Fig. 4C und 4D zeigen jeweils einen Vergleich zwischen den unkompensierten oder unskalierten Echoamplituden von vier Einheiten (* = unskaliert, obere vier Kurven) und den kompensierten Echoamplituden derselben vier Einheiten (** = skaliert, untere vier Kurven), wobei Fig. 4C das Ergebnis eines 2-Koeffizienten-Skalierungsalgorithmus (nur Parameter b und c in Gleichung (2)) und Fig. 4D das Ergebnis einer 3-Koeffi zienten-Skalierungsalgorithmus (sowohl wandlerspezifisch als auch temperatur abhängige Parameter a, b und c in Gleichung (2)) zeigt. Die nachfolgenden Tabellen 4C und 4D zeigen die berechneten Koeffizienten oder Parameter für jeden Wandler und die entsprechenden Standardabweichungen für unkompensierte (STD₀) und kompensierte (STD_n) US-Echosignale. Es ist sowohl aus Fig. 4C und 4D ersichtlich, daß die Amplitudenschwankungen über den Temperaturbereich bei den skalierten Echodaten im Vergleich zu den unskalierten Echodaten dramatisch reduziert und im wesentlichen linear (flat) sind und daß die Skalierung sowohl temperaturbedingte Schwankungen als auch wandlerbedingte Schwankungen kompensiert. Weiterhin kompensiert der 3-Koeffizienten-Lösungsweg Amplitudenschwankungen wesentlich besser als der 2-Koeffizienten-Lösungsweg und stellt den besten Weg zur erfindungsgemäßen Kompensation dar.

Tabelle 4C

Kompensation von US-Echosignalen unter Verwendung von zwei Koeffizienten

Tabelle 4D

Kompensation von US-Echosignalen unter Verwendung von drei Koeffizienten

Die Fig. 5A und 5B sind Kurven, die ein Beispiel des bevorzugten, gemultiplexten und digitalisierten US-Eingangssignals USIN der erfindungsgemäßen Vorrichtung zeigen (in Fig. 2 über Leitung 8 vom ADC zum Kompensator 10 übertragen). In jeder Figur ist der Digitalwert des Signals als Vertikalachse aufgetragen, während die Zeit auf der Horizontalachse in Millisekunden angegeben ist. Bei einem typischen AOS- System kann die Zeitdauer jeder US-Aktualisierung (d. h. der Zyklus einer "Ping"- Übertragung und der Echoaufnahme) ungefähr 5 ms betragen. Die Länge dieser Zeitdauer wird so ausgewählt, daß sie ausreicht, um eine Übertragung des US-Pings und einen Empfang der korrespondierenden US-Echoantwort von jedem Objekt in der Zielzone zu erlauben.

Wie in Fig. 5A dargestellt ist, wird das Signal VMON ausgehend von der linken Seite der Zeitachse von dem Multiplexer (von Leitung 4 in Fig. 2) vorzugsweise während des ersten Teils des Zyklus von T = 0 bis ungefähr T = 0,585 ms ausgewählt. Der Spannungsmonitorausgang ist im wesentlichen eine skalierte Wiedergabe des digitalisierten Übertragungsimpulses oder "Pings". Es ist zu bemerken, daß die Amplitude durch Auswahl der Spannungsmonitorkapazität so skaliert wurde, daß sie eine mit dem US-Echosignal vergleichbare Größe aufweist.

Der Multiplexer schaltet dann von ungefähr T = 0,585 ms bis ungefähr T = 5 ms auf das US-Echosignal (Leitung 2b in Fig. 2), wobei dieses Signal einen Teil des übertragenen US-"Pings" enthalten kann und auch die US-Echoantwort enthält. In dem Beispiel gemäß Fig. 5A schwächt sich das US-"Ping" bei ungefähr T = 1 ms ab und das US-Echorückgabesignal beginnt bei ungefähr T = 3 ms. Es ist zu bemerken, daß der "Ping" wesentlich größer ist als die Echoantwort.

Fig. 5B ist eine detaillierte Ansicht des in Fig. 5A gezeigten Signals, das die ersten 2 ms der Zeitdauer in einem größeren horizontalen Maßstab zeigt und das Signal VMON für 0 < T < 0,585 ms klarer zeigt. Das Signal VMON ist die Abfolge von Digitalwerten, die von dem ADC bei dessen Abtastrate gemessen wurden. Bei einem typischen AOS-ADC beträgt die Abtastrate ungefähr 156 kHz. Diese Abtastrate entspricht einer Periode von ungefähr 0,0064 ms und das Digitalsignal über 0 < T < 0,585 ms bildet ungefähr 91 Abtastwerte (0,585 ms × 156 kHz = 91,3).

Der Wert V_m der Amplitude von VMON, der vorzugsweise zur Berechnung des Skalierungsfaktors verwendet wird, ist die maximale Amplitude 60 der Hüllkurve 70 des digitalisierten Signals VMON. Die Hüllkurve und der Maximalwert der Hüllkurve sind in Fig. 5B angegeben. Die Hüllkurve dieses Signals kann berechnet werden und der Maximalwert der Hüllkurve kann von dem Temperaturkompensator 10 durch herkömmliche Verfahren aus dem Digitalsignal VMON extrahiert werden. Zur Bestimmung von V_m können alternative Verfahren verwendet werden, indem ein maximaler Abtastwert oder -größe aus dem digitalisierten Signal VMON extrahiert wird.

Die in dem Anhang zu dieser Anmeldung enthaltenen Darstellungen A, B, C und D sind Beispiele von Computersoftwareprogrammen (als Pseudo-Code) von Verfahren, die zur Bestimmung der Kalibrierungsparameter und zur Ausführung des erfindungs gemäßen Kompensationsalgorithmus und -verfahrens verwendet werden können. Diese stellen nur eine von vielen möglichen alternativen Software- und Verfahrens- Ausführungsformen der jeweiligen erfindungsgemäßen Verfahrensschritte dar und dienen zur weiteren Verdeutlichung der erfindungsgemäßen Prinzipien. Die spezifischen Kalibrierungskriterien und der in diesen Routinen enthaltene Code sollen das erfindungsgemäße Verfahren nicht beschränken, sondern eine beispiel hafte industrielle Ausführungsform der Erfindung darstellen. In gleicher Weise sind Bezugnahme auf bestimmte Fahrzeuginstallationen lediglich Beispiele.

Darstellung A ist ein beispielhaftes Softwareprogramm, das zur Berechnung der modul- oder hardwareabhängigen Kalibrierungsparameter c und Bscale (siehe vorstehende Gleichung (3)) verwendet werden kann.

Darstellung B ist ein beispielhaftes Softwareprogramm, das zur Berechnung der temperaturabhängigen Kalibrierungsparameter a und b verwendet werden kann.

Darstellung C ist ein beispielhaftes Softwareprogramm, das zur Darstellung der temperaturabhängigen Parameter a und B verwendet werden kann, die mit dem Softwareprogramm gemäß vorstehender Darstellung B berechnet wurden.

Darstellung D ist ein beispielhaftes Verfahren in Pseudo-Code zur Ausführung des erfindungsgemäßen Kalibrierungskompensationsverfahrens unter Verwendung des in den vorstehenden Darstellungen A bis C wiedergegebenen Softwareprogramms.

Industrielle Anwendbarkeit

Es ist offensichtlich, daß der erfindungsgemäße, verbesserte AOS-Amplituden kompensationsmechanismus einschließlich der Spannungsmonitorteilschaltung und der unterstützenden erfindungsgemäßen Algorithmen eine breite gewerbliche Anwendbarkeit bei AOS-Systemen und anderen Verwendungen hat. Insbesondere kann dieses System zusätzlich verwendet werden für

1. Selbstdiagnose

Falls der elektrostatische Ultraschallsensor mit einer Kapazität C₀ kurzgeschlossen oder im Leerlauf (open-circuited) betrieben wird, ändern sich die Spannungs monitorwerte drastisch genug, um diese Bedingungen leicht zu erkennen. Schwellenwert-basierende Software-Routinen in dem AOS-Mikroprozessor können dann in einer für die Bedingung angemessenen, vorbestimmten Weise reagieren.

2. Tastgeräuschfreie Vorspannung (clickless biasing)

Mit herkömmlichen Abwandlungen der Schaltung kann der elektrostatische Ultraschall-Wandler vorgespannt (aufgeladen) werden und wird während des Betriebs aufgeladen gehalten. Dies hat den Netzeffekt, daß das während der Vorspannung erzeugte hörbare Tastgeräusch minimiert oder sogar eliminiert werden kann (abgesehen von dem anfänglichen Vorspannungsschritt).

3. Kontrolliertes Leck (controlled leak)

Mit herkömmlichen Modifikationen an der Schaltung kann die auf dem elektro statischen Wandler verbleibende Ladung erfaßt und auf einen bekannten Stand abgeschwächt (oder vollständig abgeschwächt werden, d. h. in der Kapazität C₀ des elektrostatischen Wandlers wird keine Ladung gespeichert) werden. Dies führt zu einem bekannten Zustand (Anfangszustand) für die nächste Erregung des Geräts. Dies könnte die derzeit bei diesen Geräten zu beobachtenden Schwankungen von Ping zu Ping eliminieren, die teilweise daraus resultieren, daß die Erregung des Geräts von einem unbekannten Zustand ausgeht, d. h. von der vorangegangenen Erregung war noch eine unbekannte Ladungsmenge "übrig geblieben", die sich zu der auf dem Gerät während der laufenden Erregung gespeicherten Ladung addiert und höchstwahrscheinlich zu einer Erregung des Wandlers in einer leicht veränderten Weise führt, so daß als Reaktion eine leicht veränderte Echoantwort erhalten wird.

4. Verwendung bei anderen Geräten

Die Überwachungsschaltung und der Software-Kompensationsalgorithmus gemäß der Erfindung kann bei einer breiten Vielfalt von kommerziellen Geräten verwendet werden, wie Kameras, Binokularen, Ultraschall-Diagnosegeräten und Meßgeräten, die mit US-Entfernungssuchern ausgestattet sind, wie elektronische Ultraschall meßgeräte für Innenräume.

5. Temperaturerfassung

Da die Temperatur-Kapazitätskurve für eine bestimmte erfindungsgemäße Wandler schaltung bestimmt wird, können Kapazitätsänderungen während des Betriebs überwacht werden, um einen Temperaturwert bereitzustellen, der als gemessene Temperatur an ein Anzeigegerät oder eine Speichereinheit ausgegeben wird.

Es sollte verstanden werden, daß innerhalb des Schutzbereichs dieser Erfindung vielfältige Modifikationen von dem Durchschnittsfachmann vorgenommen werden können, ohne den Erfindungsgedanken zu verlassen. Es ist deshalb beabsichtigt, daß diese Erfindung durch den Schutzbereich der anliegenden Ansprüche so breit definiert wird, wie es der Stand der Technik erlaubt und im Hinblick auf die Beschreibung unter Einfluß von strukturellen und funktionellen Äquivalenten möglich ist.

Anhang (Darstellungen A-D)

Claims

1. Teilschaltung eines kapazitiven Teilers in einer Schaltung eines elektro statischen Ultraschall-Wandlers zur Übertragung von Ultraschall-Impulsen und zum Empfang von Ultraschall-Echoantworten, wobei die Wandlerschaltung ein Ultra schall-Wandlerausgangssignal auf einer Ultraschall-Signalausgangsleitung erzeugt, mit:

a) einem ersten Kondensator und einem zweiten Kondensator, die zwischen der Ultraschall-Signalausgangsleitung und Masse in Serie geschaltet sind, und
b) einer Spannungssignalausgangsleitung, die zwischen dem ersten und dem zweiten Kondensator elektrisch angeschlossen ist, um während des Betriebs der Wandlerschaltung ein Wandlerspannungsüberwachungsausgangssignal zu erzeu gen.

2. Teilschaltung eines kapazitiven Teilers gemäß Anspruch 1, wobei das Spannungsüberwachungsausgangssignal verwendet wird, um die Kapazität des Wandlers zu messen.

3. Teilschaltung eines kapazitiven Teilers gemäß Anspruch 1, wobei das Spannungsüberwachungsausgangssignal verwendet wird, um die Empfindlichkeits schwankungen des Wandlers aufgrund von Schwankungen der Temperatur des Wandlers zu messen.

4. Teilschaltung eines kapazitiven Teilers gemäß Anspruch 1, wobei das Spannungsüberwachungsausgangssignal verwendet wird, um Schwankungen der Empfindlichkeit des Wandlers aufgrund von Schwankungen der Temperatur des Wandlers zu kompensieren.

5. Teilschaltung eines kapazitiven Teilers gemäß Anspruch 1, wobei

a) die Schaltung des elektrostatischen Ultraschall-Wandlers in Zusammenhang mit einem Ultraschall-Echosignalverarbeitungsmittel betrieben wird, dem das Ultraschall- Ausgangssignal zugeführt wird,
b) das Echosignalverarbeitungsmittel eine maximal nutzbare Größe des Eingangs signals aufweist und
c) die Kapazitäten des ersten und zweiten Kondensators so ausgewählt sind, daß die Größe des Spannungsüberwachungsausgangssignals während der übertrage nen Ultraschall-Impulse die maximal nutzbare Eingangssignalgröße im wesentlichen nicht überschreitet.

6. Teilschaltung eines kapazitiven Teilers gemäß Anspruch 5, wobei:

a) das Ultraschall-Echosignalverarbeitungsmittel eine AOS-Elektronik umfaßt, die zur Digitalisierung des Ultraschall-Wandlerausgangssignals einen Analog/Digital-Wand ler aufweist, und
b) der Analog/Digital-Wandler einen maximalen Digitalisierungspegel hat, und
c) die maximal nutzbare Eingangssignalgröße der maximale Digitalisierungspegel ist.

7. Kraftfahrzeug-Belegungssensorsystem mit einer Sensorschaltung eines elektrostatischen Ultraschall-Wandlers zur Übertragung von Ultraschall-Impulsen und zum Empfang von Ultraschall-Echoantworten und einer Ultraschall-Signalausgangs leitung zur Übertragung eines Ultraschall-Wandlerausgangssignals von der Sensor schaltung zu einem Eigenschaftsextraktionsmittel zur Extraktion von Eigenschaften der Ultraschall-Echoantwort zur Klassifikation des Belegungszustandes, mit:

a) einer mit der Wandlerschaltung verbundenen Spannungsskalierungs-Teilschal tung zur Erzeugung eines Spannungsüberwachungssignals auf einer Spannungs überwachungssignalleitung,
b) einem Kompensationsmittel,
c) die Ultraschall-Signalausgangssignalleitung und die Spannungsüberwachungs signalleitung übertragen ihr jeweiliges Signal zu dem Kompensationsmittel und sind jeweils damit verbunden,
d) das Kompensationsmittel skaliert die Amplitude des Ultraschall-Ausgangssignals als Antwort auf das Spannungsüberwachungssignal, um ein skaliertes Ultraschall- Ausgangssignal zu erzeugen, das wegen der Effekte der Schwankung der Temperatur des Wandlers kompensiert ist, und
e) das skalierte Ultraschall-Ausgangssignal wird von dem Kompensationsmittel zu dem Eigenschaftsextraktionsmittel übertragen.

8. Kraftfahrzeug-Belegungssensorsystem gemäß Anspruch 7, wobei das Spannungsüberwachungssignal eine skalierte Wiedergabe des Ultraschall-Wandler ausgangssignals während der Ultraschall-Impulsübertragung ist.

9. Kraftfahrzeug-Belegungssensorsystem gemäß Anspruch 8, wobei:

a) die Spannungsskalierungsteilschaltung eine Teilschaltung eines kapazitiven Teilers enthält, die mit der Wandlerschaltung gekoppelt ist, um das Spannungsüber wachungssignal zu erzeugen, und
b) die Teilschaltung des kapazitiven Teilers
- a) einen ersten Kondensator und einen zweiten Kondensator enthält, die zwischen der Ultraschall-Signalausgangsleitung und Masse elektrisch in Reihe geschaltet sind, und
- b) die Spannungsüberwachungssignalleitung zwischen dem ersten und dem zweiten Kondensator elektrisch angeschlossen ist, um das Spannungsüber wachungssignal zu erzeugen.

10. Kraftfahrzeug-Belegungssensorsystem gemäß Anspruch 9, wobei:

a) die Ultraschall-Signalausgangsleitung und die Spannungsüberwachungssignal leitung in einem Multiplexer zusammengeführt sind, um ein Multiplexsignal zu bilden, das sowohl die Ultraschall-Signaldaten als auch die Spannungsüberwachungssignal daten enthält,
b) das Multiplexsignal zu dem Kompensationsmittel übertragen wird, und
c) das Kompensationsmittel Mittel zur getrennten Erfassung und Verarbeitung der Ultraschall-Signaldaten und der Spannungsüberwachungssignaldaten enthält.

11. Kraftfahrzeug-Belegungssensorsystem gemäß Anspruch 10, wobei:

a) das Kraftfahrzeug-Belegungssensorsystem einen Analog/Digital-Wandler enthält,
b) das Multiplexsignal zu dem Analog/Digital-Wandler übertragen und in ein digitales Multiplexsignal umgewandelt wird, und
c) das digitale Multiplexsignal zu dem Kompensationsmittel übertragen wird.

12. Kraftfahrzeug-Belegungssensorsystem gemäß Anspruch 11, wobei:

a) der Analog/Digital-Wandler einen maximalen Digitalisierungspegel hat, und
b) die Kapazitäten des ersten und zweiten Kondensators so ausgewählt sind, daß die Größe des Spannungsüberwachungssignals whrend der übertragenen Ultra schall-Impulse den maximalen Digitalisierungspegel nicht wesentlich überschreitet.

13. Kraftfahrzeug-Belegungssensorsystem gemäß Anspruch 7, wobei das Kompensationsmittel ein durch einen Computer nutzbares Medium mit einem darauf verkörperten computerlesbaren Programmcodemittel enthält, um einen Kompensa tionsalgorithmus zur Skalierung der Amplitude des Ultraschall-Signalausgangs als Antwort auf den Spannungsüberwachungssignalausgang auszuführen.

14. Verfahren zur Kompensation der Auswirkungen einer temperaturabhängigen Schwankung der Empfindlichkeit einer Sensorschaltung eines elektrostatischen Ultraschall-Wandlers zur Übertragung von Ultraschall-Impulsen und zum Empfang von Ultraschall-Echosignalen, mit den folgenden Schritten in einer möglichen Reihenfolge:

a) Bereitstellung einer Teilschaltung eines kapazitiven Teilers, die mit der Sensorschaltung verbunden ist, um während der Ultraschall-Impulsübertragung ein Spannungsausgangssignal zu erzeugen,
b) Messung der Amplitude des Spannungsausgangssignals der Teilschaltung des kapazitiven Teilers, und
c) Skalierung der Amplitude des Ultraschall-Echosignals als Antwort auf das Spannungsausgangssignal, um eine skalierte Ultraschall-Echosignalausgabe zu erzeugen, in der die Auswirkungen der Temperaturschwankung des Wandlers im wesentlichen kompensiert sind.

15. Verfahren zur Kompensation der Auswirkungen einer temperaturabhängigen Schwankung der Empfindlichkeit einer elektrostatischen Ultraschall-Wandler schaltung zur Übertragung von Ultraschall-Impulsen und zum Empfang von Ultra schall-Echoantworten, wobei die Wandlerschaltung ein Ultraschall-Wandleraus gangssignal auf einer Ultraschall-Signalausgangsleitung erzeugt, mit den folgenden Schritten in einer funktionsfähigen Reihenfolge:

a) Messung der Amplitude des Ultraschall-Wandlerausgangssignals während der übertragenen Ultraschall-Impulse, und
b) Skalierung der Amplitude des Ultraschall-Wandlerausgangssignals als Antwort auf die gemessene Amplitude des Ultraschall-Wandlerausgangssignals, um ein skaliertes Ultraschall-Wandlerausgangssignal zu erzeugen, in dem die Auswirkungen einer Schwankung der Empfindlichkeit des Wandlers aufgrund einer Schwankung der Temperatur der Wandlerschaltung im wesentlichen kompensiert sind.

16. Verfahren zur Kompensation gemäß Anspruch 15, wobei:

a) der Meßschritt die Messung der Amplitude des Ultraschall-Wandlerausgangs signals mittels einer Teilschaltung eines kapazitiven Teilers umfaßt, die mit der Wandlerschaltung verbunden ist, um ein Spannungsüberwachungssignal zu erzeugen,
b) das Spannungsüberwachungssignal während der Ultraschall-Impulsübertragung ein skaliertes Wandlerspannungssignal enthält.

17. Verfahren zur Kompensation gemäß Anspruch 16 mit den folgenden Schritten:

a) Zusammenführung des Spannungsüberwachungssignals und des Ultraschall- Wandlerausgangssignals zur Erzeugung eines kombinierten Signals, wobei das kombinierte Signal mindestens enthält:
- a) Spannungsüberwachungssignalinformationen während den übertragenen Pulsen, und
- b) Ultraschall-Wandlerausgangssignalinformationen während der empfangenen Ultraschall-Echoantworten,
b) Digitalisierung des kombinierten Signals, um ein digitales kombiniertes Signal zu erzeugen,
c) getrennte Erfassung der Spannungsüberwachungssignalinformationen und der Ultraschall-Wandlerausgangssignalinformationen durch das digitale kombinierte Signal.

18. Verfahren zur Kompensation gemäß Anspruch 17, wobei:

a) der Kombinierungsschritt die Kombinierung der Signale durch Multiplexschalten umfaßt, um ein Signal zu erzeugen, in dem sich die Spannungsüberwachungssignal informationen mit den Ultraschall-Wandlerausgangssignalinformationen abwechseln.

19. Datenverarbeitungssystem zur Kompensation der Auswirkungen einer Schwankung der Wandlerempfindlichkeit aufgrund einer Temperaturschwankung in Zusammenhang mit einer Sensorschaltung eines elektrostatischen Ultraschall wandlers zur Übertragung von Ultraschall-Impulsen und zum Empfang von Ultraschall-Echoantworten, wobei die Wandlerschaltung ein Ultraschall-Wandleraus gangssignal erzeugt und das Datenverarbeitungssystem aufweist:

a) eine Teilschaltung eines kapazitiven Teilers, die mit der Wandlerschaltung verbunden ist, um ein Spannungsüberwachungssignal zu erzeugen,
b) einen Wandler zur Konvertierung sowohl des Ultraschall-Wandlerausgangssignals als auch des Spannungsüberwachungssignals in digitale Signale einschließlich Spannungsüberwachungssignalamplitudeneigenschaften, und
c) einen Computerprozessor, der die digitalisierten Signale verarbeitet, wobei der Prozessor ein Speichermedium enthält, auf dem ein Kompensationsalgorithmus gespeichert ist, der die Wandlerempfindlichkeit in Beziehung zu der Amplitude des Spannungsüberwachungssignals setzt und wobei der Prozessor die Amplitude des Ultraschall-Wandlerausgangssignals skaliert, um ein kompensiertes Ultraschalt- Signal zu erzeugen, in dem ein Skalierungsfaktor berechnet und angewendet wird, der auf dem Kompensationsalgorithmus und der Spannungsüberwachungsamplitude beruht.

20. Datenverarbeitungssystem gemäß Anspruch 19, wobei der Computer prozessor eine vorgegebene Polynomgleichung auswertet, die den Wert des Skalierungsfaktors als Funktion der Spannungsüberwachungssignalamplitude angibt, um die Amplitude des Ultraschall-Wandlerausgangssignals zu erzeugen und ein temperaturkompensiertes Wandlersignal zu erzeugen, in dem das Ultraschall- Wandlerausgangssignal im Verhältnis zu dem Skalierungsfaktor verstärkt wird.

21. Verfahren zur Erfassung der Existenz mindestens eines Leerlaufzustandes oder eines Kurschlußzustandes einer Sensorschaltung eines elektrostatischen Ultraschall-Wandlers zur Übertragung von Ultraschall-Impulsen und zum Empfang von Ultraschall-Echosignalen, mit den folgenden Schritten in einer funktionsfähigen Reihenfolge:

a) Bereitstellung einer Teilschaltung eines kapazitiven Teilers, die mit der Sensorschaltung verbunden ist,
b) Festlegung eines vorgegebenen Amplitudengrenzwertes des Spannungsüber wachungssignals entsprechend mindestens dem Leerlaufzustand oder dem Kurz schlußzustand der Wandlerschaltung, und
c) Vergleich der Amplitude des Spannungsüberwachungssignals mit einer vorgege benen Leerlauf-Grenzspannung oder einer vorgegebenen Kurzschluß-Grenz spannung, um zu ermitteln, ob die Amplitude über dem Amplitudengrenzwert liegt.

22. Verfahren zur wesentlichen Verringerung der Größe von hörbaren Schalt geräuschen, die während der Vorspannung einer Sensorschaltung eines elektro statischen Ultraschall-Wandlers zur Übertragung von Ultraschall-Impulsen und zum Empfang von Ultraschall-Echosignalen erzeugt werden, mit den folgenden Schritten in einer funktionsfähigen Reihenfolge:

a) Bereitstellung einer Teilschaltung eines kapazitiven Teilers, der mit der Sensorschaltung verbunden ist,
b) Überwachung des Spannungsüberwachungssignals, um die Wandlervorspannung zu ermitteln, und
c) Steuerung bzw. Regelung der Vorspannung des Wandlers als Antwort auf das Spannungsüberwachungssignal, um die Größe von hörbaren Schaltgeräuschen wesentlich zu verringern.

23. Verfahren, um Schwankungen der Amplitude einer Sensorschaltung eines elektrostatischen Ultraschall-Wandlers zur Übertragung von Ultraschall-Impulsen und zum Empfang von Ultraschall-Echosignalen von Puls zu Puls im wesentlichen zu eliminieren, mit den folgenden Schritten in einer funktionsfähigen Reihenfolge:

a) Bereitstellung einer Teilschaltung eines kapazitiven Teilers, der mit der Sensor schaltung verbunden ist,
b) Festlegung einer vorgegebenen Spannungsüberwachungssignalamplitude, die einem vorgegebenen Wandlervorspannungszustand entspricht, und
c) Einstellung der Vorspannung des Wandlers als Antwort auf das Spannungsüber wachungssignal, um vor der Übertragung eines jeden Ultraschall-Impulses die vor gegebene Spannungsüberwachungssignalamplitude zu erreichen, um Schwankun gen der Amplitude von Impuls zu Impuls im wesentlichen zu eliminieren.

24. Computerprogrammprodukt zur Kompensation der Auswirkungen einer Schwankung der Wandlerempfindlichkeit aufgrund einer Schwankung der Tempe ratur und zum Betrieb auf einem Computerprozessorsystem, das einen Speicher in Verbindung mit einer Ultraschall-Wandlertreiberschaltung enthält, wobei die Treiber schaltung ein die Wandlerschaltung während der Ultraschall-Wandlerübertragung darstellendes digitalisiertes Spannungsüberwachungssignal und ein digitalisiertes Wandlerausgangssignal erzeugt, wobei das Computerprogrammprodukt ein computernutzbares Medium mit einem auf dem Medium verkörperten computerlesbaren Programmcode aufweist, wobei der computerlesbare Programmcode aufweist:

a) ein erstes Programmcodemittel, um das Computersystem dazu zu veranlassen, die Amplitude des digitalisierten Spannungsüberwachungssignals zu erfassen,
b) ein zweites Programmcodemittel, um das Computersystem dazu zu veranlassen, die Amplitude des digitalisierten Wandlerausgangssignals zu erfassen,
c) ein drittes Programmcodemittel, um das Computersystem dazu zu veranlassen, einen Skalierungsfaktor zu berechnen, der auf einem Kompensationsalgorithmus beruht, der die Wandlerempfindlichkeit in Beziehung zu der Amplitude des Spannungsüberwachungssignals setzt, und
d) ein viertes Programmcodemittel, um den Computer dazu zu veranlassen, die Amplitude des digitalisierten Wandlerausgangssignals durch Verstärkung des digitalisierten Wandlerausgangssignals im Verhältnis zu dem Skalierungsfaktor zu verstärken, um ein temperaturkompensiertes Wandlerausgangssignal zu erzeugen.

25. Computerprogrammprodukt gemäß Anspruch 24, wobei der Kompensations algorithmus des dritten Programmcodemittels aufweist:

a) ein Programmcodemittel, um das Computersystem dazu zu veranlassen, von einem Speichermedium mindestens einen Koeffizientenwert eines variablen Terms einer Polynomgleichung zu lesen, wobei der Koeffizientenwert vorkalibriert ist, um die Temperaturabhängigkeit der Wandlerempfindlichkeit darzustellen,
b) ein Programmcodemittel, um das Computersystem dazu zu veranlassen, den Wert des Koeffizienten in der Polynomgleichung zu ersetzen, und
c) ein Programmcodemittel, um das Computersystem dazu zu veranlassen, die unabhängige Variable der Polynomgleichung mit der erfaßten Spannungsüber wachungssignalamplitude zu ersetzen, und
d) ein Programmcodemittel, um das Computersystem dazu zu veranlassen, den Wert des Skalierungsfaktors durch Auswertung der Gleichung zu bestimmen.