DD299801A7 - Schaltungsanordnung zur unterspannungserkennung - Google Patents

Abstract

Anwendbar in Gleichspannungswandlern zur Stromversorgung datenverarbeitender Einrichtungen, in denen fuer Datenrettungsaktionen bei Netzausfaellen die Versorgungsspannung mit Kondensatoren ueber einen vorgegebenen Zeitabschnitt aufrecht erhalten werden musz, soll die Erfindung das Erkennen von Spannungsunterschreitungen verbessern, damit vorsorgliche UEberdimensionierungen von Stuetzkondensatoren ueberfluessig werden. Erreicht wird dies, indem einerseits durch Spitzenwertgleichrichtung des sekundaerseitigen impulsfoermigen Abbilds der zu ueberwachenden Primaergleichspannung auch bei ueberlagerter Welligkeit eine reine Gleichspannung als Auswertegroesze entsteht und andererseits bei Absenkungen der zu ueberwachenden Spannung mit Hilfe eines von einem Steuerkondensator gesteuerten Entladetransistors Teilentladungen des Meszkondensators ausgeloest werden, wodurch die Auswertegroesze innerhalb weniger Schaltperioden um genau den Betrag der Absenkung verringert wird. Fig. 1{Datenrettung; Datenverarbeitung; Erkennung; Gleichspannungswandler; Hysterese; Netzausfall; Spannungsabbild; Stromversorgung; Stuetzkondensator; UEberwachung; Unterspannung; Versorgungsspannung; Welligkeit}

Description

Die Wirkung der Erfindung beruht darauf, daß infolge einer mit extrem großer Entladezeitkonstante durchgeführten Spitzenwertgleichrichtung des impulsförmigen sekundärseitigen Abbildes der zu überwachenden Primärgleichspannung, auch wenn diese eine starke Welligkeit aufweist, am Meßkondensator eine praktisch reine Gleichspannung als Auswertegröße zur Verfügung steht. Die durch die große Entladezeitkonstante bedingte große Trägheit der Auswertegröße gegenüber plötzlichen Absenkungen der zu überwachenden Spannung wird mit der Erfindung dadurch überwunden, daß jede Absenkung eine mit sehr kleiner Zeitkonstante ausgeführte Teilentladung des Meßkondensators um genau den Spannungsbetrag der Absenkung hervorruft, wodurch sich innerhalb weniger Schaltperioden des Gleichspannungswandlers eine gleichgroße Absenkung der Auswertegröße einstellt. Spannungserhöhungen, die den Spitzenwert erhöhen, werden schnell wirksam, weil die dann einsetzende Spitzenwertgleichrichtung mit sehr kleiner Aufladezeitkonstante erfolgt.

Beim Aufladen stellt sich am Meßkondensator ein Spannungswert ein, der geringer ist als der Wert, um den das für die Auswertung herangezogene impulsförmige Gleichspannungsabbild infolge der Welligkeit periodisch schwankt. Das ist einerseits dadurch bedingt, daß die Ladediode, über die die Aufladung des Meßkondensators erfolgt, eine vorgegebene Flußspannung besitzt, deren Wert bestimmt ist durch die Summe aus dem Betrag der Welligkeit und dem Betrag der periodischen Spannungsabsenkung am Steuerkondensator während der Ausschaltphasen, vermindert um die Basis-Emitter-Flußspannung des Entladetransistors, wobei die Flußspannung der Ladediode gegebenenfalls durch die Reihenschaltung mehrerer Einzeldioden erzielt wird und daß andererseits die Spannung über dem Meßkondensator stets dem letzten aktuellen Minimalwert der Welligkeit des sekundärseitigen Gieichspannungsabbildes angeglichen wird. Diese Angleichung erfolgt durch periodische Teilentladungen des Meßkondensators über den Entladetransistor, der leitend wird, wenn sein Basis-Potential einen Wert annimmt, der geringer ist als der letzte aktuelle Maximalwert des zur Auswertung herangezogenen impulsförmigen Spannungsabbildes, vermindert um die Summe aus dem Betrag der Welligkeit und dem Betrag der periodischen Spannungsabsenkung am Steuerkondensator während der Ausschaltphasen. Die periodischen Spannungsabsenkungen am Steuerkondensator werden erreicht, indem für seine Entladezeitkonstante ein Wert gewählt wird, der klein ist gegenüber der Periodendauer der Netzfrequenz.

Ausführungsbeispiel

Die Erfindung wird nachfolgend in einem Ausführungsbeispiel erläutert. Die zugehörige Zeichnung zeigt in

Fig. 1: einen Gleichspannungswandler, in dem die Erfindung zur Anwendung kommt,

Fig. 2: den Signalverlauf SV1, der die Hüllkurve der Spannung am Schaltungspunkt S, den Signalverlauf SV2, der die Spannung

am Meßkondensator Cm bei Netzfrequenz und den Signalverlauf SV3, der das Ausgangssignal der Auswerteschaltung

darstellt, Rg. 3: den Signalverlauf SV4, der den Spannungsverlauf am Steuerkondensator Cs bei Schaltfrequenz darstellt.

Der in Fig. 1 dargestellte Gleichspannungswandler ist als Durchflußwandler ausgeführt. Grundsätzlich ist die Erfindung jedoch für alle Prinzipien anwendbar, mit welchen ein Abbild der Eingangsspannung an einer Sekundärwicklung abgenommen werden kann. Der dargestellte Durchflußwandler bekannter Ausführung besteht aus einem Eingangsspannungsgleichrichter Ge, einem Eingangskondensator Ce, einem Übertrager Tr, einem Schalttransistor Ts, einer Steuerschaltung SS, einem Leistungsgleichrichter Gl, einem Freilaufgleichrichter Gf, einer Speicherdrossel Dr und einem Ausgangskondensator Ca. Alle für das Verständnis der Funktion der Erfindung nicht notwendigen Funktionseinheiten wurden weggelassen. Im normalen ungestörten Betrieb wird die Eingangswechselspannung Ue mit Hilfe des Eingangsspannungsgleichrichters Ge gleichgerichtet und durch den Eingangskondensator Ce geglättet. Dem Gleichspannungsanteil der Spannung des Eingangskondensators Ce ist bekanntlich eine Welligkeit überlagert. Die Größe der Welligkeit wird bestimmt durch die Größe der Kapazität des Eingangskondensators Ce und den Laststrom. Die Frequenz der Welligkeit ist bei der üblicherweise angewendeten Doppelweggleichrichtung gleich der doppelten Netzfrequenz. Während der Einschaltphasen des Schalttransistors Ts wird in der Sekundärwicklung Ws eine der Spannung des Eingangskondensators Ce proportionale Spannung erzeugt. Diese Spannung liegt praktisch am Schaltungspunkt S an. Während der Ausschaltphasen des Schalttransistors Ts polt sich die Spannung der Sekundärwicklung Ws um, der Leistungsgleichrichter Gl sperrt, und der Freilaufgleichrichter Gf wird leitend. Dadurch liegt die Spannung am Schaltungspunkt S praktisch auf Bezugspotential, was im vorliegenden Fall dem Minuspol der Ausgangsgleichspannung Ua entspricht. Aus dem Spannungsverlauf am Schaltungspunkt S wird die Information über die Höhe der Spannung des Eingangskondensators Ce gewonnen und mit einer Impulsdiode Di entnommen.

Den Eingang der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung bildet eine Parallelschaltung aus einem Steuerkondensator Cs und einem Entladewiderstand Re, die zwischen der Basis und dem Kollektor eines Entladetransistors Te angeordnet sind. Zwischen dessen Basis und Emitter ist eine Ladediode Dl mit der Katode am Emitter eingefügt. Erforderlichenfalls kann ein Begrenzungswiderstand Rb eingefügt werden. Zwischen dem Emitter und dem Kollektor des Entladetransistors Te ist ein Meßkondensator Cm angeordnet. Die Spannung über dem Meßkondensator Cm stellt die Eingangsspannung für eine an sich bekannte Auswerteschaltung AS mit hochohmigem Eingang dar.

Die periodische Aufladung des Steuerkondensators Cs erfolgt über die Impulsdiode Di. Die Aufladung des Meßkondensators Cm erfolgt über die Reihenschaltung von Impulsdiode Di, Ladediode Dl und gegebenenfalls den Begrenzungswiderstand Rb. Die Aufladezeitkonstante für den Steuerkondensator Cs ist sehr klein in bezug auf die Dauer der Einschaltphasen. Die Aufladezeitkonstante für den Meßkondensator Cm ist klein in bezug auf die Periodendauer der Netzfrequenz. Die Entladezeitkonstante des Steuerkondensators Cs wird durch den Entladewiderstand Re bestimmt. Sie ist sehr klein in bezug auf die Periodendauer der Netzfrequenz. Die Entladezeitkonstante des Meßkondensators Cm wird während des überwiegenden Teils der Betriebsdauer durch den Eingangswiderstand der Auswerteschaltung AS bestimmt und ist dann sehr groß gegenüber der Periodendauer der Netzfrequenz.

Die Wirkungsweise der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zur Unterspannungserkennung wird zunächst für den Betriebsfall steigender Eingangswechselspannung Ue beschrieben. Neben Fig. 1 wird dabei auch auf Fig. 2 und Fig.3 Bezug genommen. Für die Funktion der Schaltung ist die Höhe der realisierten Flußspannung der Ladediode Dl von ausschlaggebender Bedeutung. Die notwendige Höhe der Flußspannung der Ladediode Dl wird bestimmt durch die Summe aus der Höhe der Welligkeit der Spannung am Schaltungspunkt S und den Betrag des Spannungsabfalls der Spannung am Steuerkondensator Cs während der Ausschaltphasen, vermindert um den Betrag der Basis-Emitter-Flußspannung des Entladetransistors Te. Die Höhe der Flußspannung der Ladediode Dl wird durch geeignete Auswahl des Diodentyps oder z. B. durch Reihenschaltung von Dioden erreicht.

Während der Einschaltphasen wird der Steuerkondensator Cs auf den Wert der Spannung am Schaltungspunkt S, vermindert um den Betrag der Flußspannung der Impulsdiode Di, aufgeladen. Während jeder Ausschaltphase wird der Steuerkondensator Cs über den Entladewiderstand Re entsprechend der Zeitkonstante um einen festgelegten Betrag entladen. Der Meßkondensator Cm wird während der Einschaltphasen entsprechend seiner Aufladezeitkonstante über den Begrenzungswiderstand Rb und die Ladediode Dl auf den Spannungswert des Steuerkondensators Cs, vermindert um die Flußspannung der Ladediode Dl, aufgeladen. Während der Ausschaltphasen wird unter der Bedingung, daß die Spannung am Steuerkondensator Cs mindestens um den Betrag der Flußspannung der Ladediode Dl größer ist als die Spannung des Meßkondensators Cm, die Ladung des Steuerkondensators Cs in den Meßkondensator Cm umgeladen. Ansonsten erfolgt die Entladung des Meßkondensators Cm durch den Eingangswiderstand der Auswerteschaltung AS. Nachstehend wird der Betriebsfall konstanter Eingangswechselspannung Ue beschrieben. Die Spannung über dem Steuerkondensator Cs, die der Signalverlauf SV4 zeigt, folgt praktisch der Spannung am Schaltungspunkt S, welche entsprechend der Welligkeit schwankt. Die Welligkeit der Spannung des Steuerkondensators Cs ist um den Betrag des Spannungsabfalls während der Ausschaltphasen höher als die Welligkeit am Schaltungspunkt S. Der Meßkondensator Cm wird auf den Maximalwert der Welligkeit am Schaltungspunkt S, vermindert um den Betrag der Flußspannungen der Impulsdiode Di und der Ladediode Dl, aufgeladen. Aufgrund der oben genanntenDimensionierungsbedingung der Flußspannung der Ladediode Dl wird der Entladetransistor Te nicht leitend. Die Entladung des Meßkondensators Cm erfolgt nur entsprechend dem hohen Eingangswiderstand der Auswerteschaltung AS. Der Meßkondensator Cm wird periodisch durch den Maximalwert der Welligkeit nachgeladen. Da die Entladezeitkonstante des Meßkondensators Cm sehr groß ist im Vergleich zur Periodendauer der Eingangswechselspannung Ue, ist die resultierende Welligkeit der Spannung des Meßkondensators Cm sehr gering im Vergleich zur Welligkeit am Schaltungspunkt S. Nun wird der Betriebsfall sinkender Eingangswechselspannung Ue beschrieben.

Der Steuerkondensator Cs ist während der nun betrachteten Einschaltphase praktisch auf den Wert der Spannung am Schaltungspunkt S aufgeladen. Dabei wird angenommen, daß dieser Spannungswert dem Minimalwert der Welligkeit der bis zu diesem Zeitpunkt vorhandenen Eingangswechselspannung Ue entspricht. Während der Ausschaltphase erfolgt die Entladung des Steuerkondensators Cs über den Entladewiderstand Re. Der Betrag der Entladung ist größer als die maximal mögliche Spannungsabsenkung der Spannung am Schaltungspunkt S, welche durch Entladung des Eingangskondensators Ce bei Netzausfall und maximalem Laststrom von einer Einschaltphase zur folgenden möglich ist. Während der folgenden Einschaltphase ist die Spannung am Schaltungspunkt S um einen Betrag geringer, der kleiner ist als der Betrag, um den der Steuerkondensator Cs während der Ausschaltphase entladen wurde. Der Steuerkondensator Cs wird praktisch auf den nun aktuellen Spannungswert am Schaltungspunkt S aufgeladen. Bis zu diesem Zeitpunkt ändert der Meßkondensator Cm praktisch seine Spannung nicht. In der folgenden Ausschaltphase erfolgt wieder eine definierte Entladung des Steuerkondensators Cs über den Entladewiderstand Re. Dabei sinkt die Spannung des Steuerkondensators Cs um den Betrag der Verminderung der Spannung am Schaltungspunkt S unter den Wert der Spannung des Meßkondensators Cm, vermindert um den Betrag der Basis-Emitter-Flußspannung des Entladetransistors Te, wodurch dieser leitend wird und die Entladung des Meßkondensators Cm entsprechend dem aktuellen Spannungswert am Schaltungspunkt S eingeleitet wird. Die nun wirkende Entladezeitkonstante des Meßkondensators Cm wird bestimmt durch den Entladewiderstand Re und den Stromverstärkungsfaktor des Entladetransistors Te. Sie ist klein in bezug auf die Periodendauer der Netzfrequenz. Die Spannung am Meßkondensator Cm folgt, wie der hintere Teil des Signalverlaufs SV2 zeigt, bei sinkender Eingangswechselspannung Ue und bei Netzausfall zeitlich dem Minimalwert der Spannung der Hüllkurve am Schaltungspunkt S.

Ist die Spannung am Schaltungspunkt S während der nächsten Einschaltphase um einen Betrag geringer, der größer ist als der Betrag der Entladung des Steuerkondensators Cs, so wird die Entladung des Steuerkondensators Cs über den Entladewiderstand Re weitergeführt und damit die Entladung des Meßkondensators Cm gesteuert. Dieser Betriebsfall liegt jedoch nur im Fehlerfall oder bei Impulsunterdrückung als eine Folge des Ansprechens von Schutz- oder Steuerfunktionen vor.

In Betracht gezogene Druckschriften:

DD-WP 61 820 (H 02 H 3/24) DE-PS 2415098 (G 01 R19/165) DD-WP 216546 (G 01R19/165) DE-OS 3130067 (G 01R19/165) DE-OS 33 32 368 (G 01 R19/165)

Claims (1)

1. Schaltungsanordnung zur Unterspannungserkennung in Gleichspannungswandlern, mit einer Auswerteschaltung mit Schwellwertverhalten und Schalthysterese und mit impulsförmigem Abbild der primärseitigen Gleichspannung des Eingangskondensators an einem sekundärseitigen Schaltungspunkt, an den ein Anschluß einer Impulsdiode angeschlossen ist, gekennzeichnet dadurch, daß zwischen dem anderen Anschluß der Impulsdiode (Di) und dem Bezugspotential eine Parallelschaltung aus einem Steuerkondensator (Cs), einem Entladewiderstand (Re) und der Basis-Kollektor-Strecke eines Entladetransistors (Te) mit seinem Kollektor zum Bezugspotential hin angeordnet ist, daß zwischen Basis- und Emitteranschluß des Entladetransistors (Te) eine Ladediode (Dl) und erforderlichenfalls in Reihe zu dieser ein Begrenzungswiderstand (Rb) angeordnet ist, daß die Ladediode (Dl) in bezug auf die Basis-Emitterdiodenstrecke des Entladetransistors (Te) entgegengesetzt und in bezug auf die Impulsdiode (Di) gleichgerichtet gepolt ist, daß zwischen Emitter- und Kollektoranschluß ein Meßkondensator (Cm) angeordnet ist und daß dessen Anschlüsse mit den Eingangsanschlüssen der Auswerteschaltung (AS) verbunden sind.

   Hierzu 3 Seiten Zeichnungen

   Anwendungsgebiet der Erfindung

   Die Erfindung ist in Gleichspannungswandlern anwendbar, die insbesondere zur Stromversorgung datenverarbeitender Einrichtungen eingesetzt werden, bei denen Unterspannungen rechtzeitig erkannt werden müssen, um Datenrettungsaktionen einleiten zu können.

   Charakteristik des bekannten Standes der Technik

   Es ist bekannt, bei Gleichspannungswandlern das impulsförmige Abbild des primärseitigen Gleichspannungsverlaufes, einschließlich der überlagerten Welligkeit, das an einem sekundärseitigen Schaltungspunkt auftritt, zur Erkennung von Unterspannungen heranzuziehen. Hierzu ist aus Bild 11.13 aus dem Fachbuch „Wüstehube: Schaltnetzteile" eine Anordnung bekannt, mit der ein Netzausfallsignal gewonnen werden kann. Über eine Diode wird ein Kondensator aufgeladen, dessen Spannung der von der Netzspannung herrührenden Welligkeit folgt. Die Kondensatorspannung wird einer Auswerteschaltung mit Schwellwertverhalten und Schalthysterese zugeführt. Der Nachteil dieser Anordnung besteht darin, daß die Schalthysterese mindestens den Bereich der Welligkeit überdecken muß. Dadurch wird der Erkennungspunkt des Unterspannungseinsatzes um den Betrag der Schalthysterese, entsprechend dem Übersetzungsverhältnis des verwendeten Übertragers, unter den Spannungswert der minimal zulässigen Eingangsspannung verschoben.

   Eine ähnliche Lösung mit den beschriebenen Nachteilen ist auch aus der DE-OS 3332368 bekannt.

   Die Verschiebung des Erkennungspunktes nach unten bedingt zur Aufrechterhaltung eines sicheren Betriebszustandes über eine festgelegte Zeitspanne zur Abwicklung von Datenrettungsaktionen, besonders bei totalem Netzausfall, die Vergrößerung der erforderlichen Eingangskondensatoren.

   Ziel der Erfindung

   Die Erfindung soll es ermöglichen, die Kapazität der Eingangskondensatoren zu verringern.

   Wesen der Erfindung

   Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung zur Unterspannungserkennung zu schaffen, die es ermöglicht, eine Auswerteschaltung mit Schwellwertverhalten anzuschließen, deren Schalthysterese mindestens um den Faktor 10 kleiner ist als die durch die Netzfrequenz hervorgerufene Welligkeit des für die Auswertung herangezogenen impulsförmigen Spannungsabbildes an einem sekundärseitigen Schaltungspunkt, wobei jede Art der Spannungsunterschreitung zu einem eindeutigen, nicht oszillierenden Erkennungssignal am Ausgang der Auswerteschaltung führen muß.

   Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung, mit der diese Aufgabe gelöst wird, ist über eine Impulsdiode an den sekundärseitigen Schaltungspunkt angeschlossen und besitzt die folgenden Merkmale. Zwischen dem anderen Anschluß der Impulsdiode und dem Bezugspotential ist eine Parallelschaltung angeordnet, die aus einem Steuerkondensator, einem Entladewiderstand und der Basis-Kollektor-Strecke eines Entladetransistors besteht, wobei dessen Kollektor an das Bezugspotential angeschlossen ist. Zwischen Basis- und Emitteranschluß des Entladetransistors ist eine Ladediode und erforderlichenfalls in Reihe zu dieser ein Begrenzungswiderstand angeordnet. Die Polung der Ladediode ist entgegengesetzt gerichtet in bezug auf die Polung der Basis-Emitterdioden-Strecke des Entladetransistors und gleichgerichtet in bezug auf die Polung der Impulsdiode. Zwischen Emitter- und Kollektoranschluß des Entladetransistors ist ein Meßkondensator angeordnet, dessen Anschlüsse mit den Eingangsanschlüssen der Auswerteschaltung verbunden sind.