DD292794A5 - ARRANGEMENT FOR PROCESSING A WIDE-TELEVISION SIGNAL FOR EQUIVALENT IMAGE AND INTERSECTION IMAGING - Google Patents
ARRANGEMENT FOR PROCESSING A WIDE-TELEVISION SIGNAL FOR EQUIVALENT IMAGE AND INTERSECTION IMAGING Download PDFInfo
- Publication number
- DD292794A5 DD292794A5 DD89326039A DD32603989A DD292794A5 DD 292794 A5 DD292794 A5 DD 292794A5 DD 89326039 A DD89326039 A DD 89326039A DD 32603989 A DD32603989 A DD 32603989A DD 292794 A5 DD292794 A5 DD 292794A5
- Authority
- DD
- German Democratic Republic
- Prior art keywords
- signal
- information
- intraframe
- component
- signals
- Prior art date
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N11/00—Colour television systems
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N19/00—Methods or arrangements for coding, decoding, compressing or decompressing digital video signals
- H04N19/50—Methods or arrangements for coding, decoding, compressing or decompressing digital video signals using predictive coding
- H04N19/503—Methods or arrangements for coding, decoding, compressing or decompressing digital video signals using predictive coding involving temporal prediction
- H04N19/51—Motion estimation or motion compensation
- H04N19/577—Motion compensation with bidirectional frame interpolation, i.e. using B-pictures
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N11/00—Colour television systems
- H04N11/24—High-definition television systems
- H04N11/26—High-definition television systems involving two-channel transmission
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N11/00—Colour television systems
- H04N11/24—High-definition television systems
- H04N11/30—High-definition television systems with transmission of the extra information by means of quadrature modulation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N19/00—Methods or arrangements for coding, decoding, compressing or decompressing digital video signals
- H04N19/30—Methods or arrangements for coding, decoding, compressing or decompressing digital video signals using hierarchical techniques, e.g. scalability
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Television Systems (AREA)
- Color Television Systems (AREA)
Abstract
Die Erfindung betrifft eine Anordnung zur Verarbeitung von Fernsehsignalen, welche der Darstellung eines Breitbildes, aus Randteil und Hauptteil bestehend, dienen. Das urspruengliche Breitschirmsignal wird in mehrere Hauptkomponenten zerlegt, welche einer Intraframe-Verarbeitung unterworfen werden. Danach werden sie in einem einzigen Signaluebertragungskanal wieder zusammengefaszt. Fig. 1{Fernsehsignal-Verarbeitung; Breitbild; Randteil; Hauptteil; Bildreihenverhaeltnis; Bildqualitaet; Signalzeitkomprimierung; Intraframe-Signalverarbeitung; Signalkomponenten; Signaluebertragungskanal}The invention relates to an arrangement for processing television signals, which are the representation of a widescreen consisting of edge part and main part serve. The original widescreen signal is decomposed into a plurality of main components which are subjected to intraframe processing. Thereafter, they are combined again in a single signal transmission channel. Fig. 1 {television signal processing; Widescreen; Edge part; Bulk; Bildreihenverhaeltnis; Picture quality; Signal time compression; Intraframe signal processing; Signal components; Signaluebertragungskanal}
Description
Hierzu 27 Seiten ZeichnungenFor this 27 pages drawings
Anwendungsgebiet der ErfindungField of application of the invention
Die Erfindung betrifft eine Anordnung zur Verarbeitung eines Fernsehsignals zur Darstellung eines Breitbildes mit Randteil-Bildinformation und Hauptteil-Bildinformation und einem Bildseitenverhältnis, das größer als dasjenige eines Standard-Fernsehbildes ist.The present invention relates to an arrangement for processing a television signal to display a wide picture having edge portion picture information and body picture information and an aspect ratio larger than that of a standard television picture.
Charakteristik des bekannten Standes der TechnikCharacteristic of the known state of the art
Ein herkömmlicher Fernsehempfänger, wie beispielsweise ein Empfänger, der auf r<!d in den USA und anderen gebräuchliche NTSC-Rundfunknorm abgestimmt ist, weist ein Bildseitenverhältnis (das Verhältnis der Breite zur Höhe des wiedergegebenen Bildes) von4:3 auf. In jüngster Zeit bestellt jedoch Interesse an höheren Bildseitenverhältnissen für Fernsehempfängersysteme, beispielsweise den Verhältnissen 2:1,16:9 oder 5:3, da sich solche höheren Bildseitenverhältnisse denn Gesichtsfeld des menschlichen Auges stärker nähern, oder diesem gleich sind, als dies bei dem 4;3-Seitenverhältnis eines herkömmlichen Fernsehempfängers der Fall ist. Die Videoinformationssignale mit einem Bildseitenverhältnis von 5:3 haben eine besondere Beachtung erfahren, da sich dieses Verhältnis dem eines Kinofilms nähert, und solche Signale können dann ohne Beschneidung der Bildjnformation gesendet und empfangen werden. Breitbild-Fernsehsysteme, die einfach Signale mit einem höheren Bildseitenverhältnis im Vergleich zu herkömmlichen Systemen senden, sind jedoch mit Empfängern inkompatibel, die das herkömmliche Bildseitenverhältnis haben. Dies macht eine weitverbreitete Einführung von Breitbildsystemen schwierig. Es ist deshalb wünschenswert, ein Breitbildsystem zur Verfügung zu haben, das mit herkömmlichen Fernsehempfängern kompatibel ist. Ein solches System ist in dem US-Patent 4782383 von M. A. Isnardi mit dem Titel „Apparatus for processing high frequenoy edge information in a widescreen television system" offenbart, welches am I.November 1988 veröffentlicht wurde. Es besteht sogar ein noch größerer Wunsch danach, daß bei einem solchen kompatiblen Breitbildsystem Maßnahmen zur Verbesserung oder Erweiterung der Auflösung des wiedergegebenen Bildes getroffen werden, um zusätzliche Bildeinzelheiten zu erreichen. So kann beispielsweise ein Breitbild-EDTV- (extended definition television)System mit erweiterter Auflösung eine Vorrichtung zur Erzeugung eines progressiv (fortlaufend) abgetasteten Bildes enthalten. Ein System dieser Art ist in einer Abhandlung von M. A. Isnardi et al. mit dem Titel „Encoding for compatibility and recovery in the ACTV system" offenbart und in IEEE Transactions on Broadcasting, Vol. BC-33, Nr.4, Dezember 1987, Seiten 116 bis 123 veröffentlicht. Das System verwendet eine Signalzeitkomprimierung und Intraframe-Verarbeitung der Bildinformation der Mittel- und Randteilbereicho.A conventional television receiver, such as a receiver tuned to r <! D in the USA and other common NTSC broadcasting standard, has an aspect ratio (the ratio of the width to the height of the reproduced picture) of 4: 3. Recently, however, interest in higher aspect ratios for television receiver systems, for example, ratios of 2: 1.16: 9 or 5: 3, since such higher aspect ratios are closer to or equal to the visual field of the human eye than is the case in FIG 3-aspect ratio of a conventional television receiver is the case. The video information signals with an aspect ratio of 5: 3 have received special attention because this ratio approaches that of a motion picture film, and such signals can then be transmitted and received without curtailing the picture information. However, widescreen television systems that simply send signals with a higher aspect ratio compared to conventional systems are incompatible with receivers that have the conventional aspect ratio. This makes a widespread introduction of widescreen systems difficult. It is therefore desirable to have a widescreen system compatible with conventional television receivers. Such a system is disclosed in U.S. Patent 4,782,383 to MA Isnardi entitled "Apparatus for processing high frequency edge information in a widescreen television system" published on November 1, 1988. There is an even greater desire for In such a widescreen compatible system, measures are taken to improve or enhance the resolution of the reproduced image in order to obtain additional image details. For example, a wide definition extended definition television (EDTV) system may include a progressive (progressive) device A system of this type is disclosed in a paper by MA Isnardi et al., entitled "Encoding for compatibility and recovery in the ACTV system", and in IEEE Transactions on Broadcasting, Vol.CBC-33, No.4 , December 1987, pages 116-123. The system uses signal time compression and intraframe processing of the image information of the middle and boundary portions.
Ziel der ErfindungObject of the invention
Ziel der Erfindung ist eine umfassende Anwendung des Breitbildsystems, wobei ein Empfang auch mit herkömmlichen Systemen möglich ist. Das bedeutet, daß die Breitschirmsignale sowohl in NTSC-Standard-Empfängern als auch Breitbildempfängern mit hoher Bildqualität wiedergegeben werden.The aim of the invention is a comprehensive application of the widescreen system, wherein a reception is possible with conventional systems. This means that the widescreen signals are reproduced in both standard NTSC receivers and wide picture quality widescreen receivers.
Darlegung des Wesens der ErfindungExplanation of the essence of the invention
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Anordnung zur Verarbeitung eines Fernsehsignals zur Darstellung eines Breitbildes mit Randteil-Bildinformation und Hauptteil-Bildinformation und einem Bildseitenverhältnis, das größer als dasjenige eines Standard-Fernsehbildes ist, zu schaffen, wobei eine Signalzeitkomprimierung und Intraframe-Signalverarbeitung vorgenommen wird.It is an object of the present invention to provide an arrangement for processing a television signal for displaying a wide picture having edge portion picture information and body picture information and an aspect ratio larger than that of a standard television picture, wherein signal time compression and intraframe signal processing are performed becomes.
In Übereinstimmung mit den Prinzipien der vorliegenden Erfindung wird hierin eine Anordnung zur Verbesserung der Systeme der beschriebenen Art offenbart, um eine erhöhte Gleichmäßigkeit der räumlichen Auflösung zwischen der wiedergegebenen Mittel-und Randteilinformation durch eine wesentliche Verringerung oder Eliminierung unerwünschter diagonaler Bildartefakte in der wiedergegebenen Randteilinformation zu erreichen.In accordance with the principles of the present invention, an arrangement for improving systems of the type described is disclosed herein to achieve increased uniformity of spatial resolution between the reproduced center and edge portion information by substantially reducing or eliminating unwanted diagonal image artifacts in the rendered edge portion information ,
Die Anordnung in Übereinstimmung mit den Prinzipien der vorliegenden Erfindung wird im Zusammenhang mit einem kompatiblen Breitbild-EDTV-Fernsehsystem offenbart, das eine Zeitkomprimierung und Intraframe-Signalverarbeitung, beispielsweise die Technik der Mittelwertbildung, anwendet. Das Breitbild-EDTV-Signal enthält mehrere Komponenten, einschließlich einer ersten Hauptkomponente, welche die Mittelteil- und die zeitkomprimierte Randteilinformation enthält, und einer zusätzlichen zweiten Komponente, welche die Randteilinformation enthält. In der Hauptkomponente wird nur die Mittelteilinformation einer Intraframe-Verarbeitung unterworfen. Der Anteil derzeitkomprimierten Randteilinformation der Hauptkomponente wird nicht einer Intraframe-Verarbeitung unterworfen.The arrangement in accordance with the principles of the present invention is disclosed in the context of a compatible widescreen EDTV television system employing time compression and intraframe signal processing, such as the averaging technique. The wide-screen EDTV signal includes a plurality of components, including a first major component containing the mid-portion and time-compressed edge portion information, and an additional second component containing the margin portion information. In the main component, only the sub-part information is subjected to intra-frame processing. The portion of currently compressed edge portion information of the main component is not subjected to intraframe processing.
Bei einer offenbarten bevorzugten Ausführungsform eines kompatiblen Breitbild-EDTV-Fernsehsystems j -\ Übereinstimmung mit den Prinzipien der vorliegenden Erfindung wird ein originales progressiv abgetastetes Breitbildsignal hoher Auflösung so kodiert, daß vier Komponenten einbezogen sind. Die vier Komponenten werden getrennt verarbeitet, bevor sie in einem einzigen Signalübertragungskanal wiedervereinigt werden.In a disclosed preferred embodiment of a compatible widescreen EDTV television system j - \ accordance with the principles of the present invention, an original widescreen progressive scan signal of high resolution is coded so that four components are incorporated. The four components are processed separately before being reunited in a single signal transmission channel.
Eine erste Komponente ist ein im 2:1-Zeilensprungformat vorliegendes Hauptsignal mit einem Standard-Bildseitenverhältnis von 4:3. Diese Komponente besteht aus einem mittleren Teil des Breitbildsignals, der zeitlich so gedehnt ist, daß er nahezu die gesamte aktive Zeilendauer des 4:3-Bildseitenverhältnisses einnimmt, und aus horizontaler niedrigfrequenter Randteilinformation, die in dem linken und rechten Horizontalbild-Überabtastungsbereich zeitlich komprimiert ist, wobei eine solche Information bei einem Standard-Fernsehempfänger-Display im Blick verborgen bleibt. Nur der mittlere Teil dieser Komponente wird oberhalb einer gegebenen Frequenz einer Intraframe-Mitteilung unterworfen.A first component is a 2: 1 interlaced main signal with a standard aspect ratio of 4: 3. This component consists of a middle portion of the wide-screen signal, which is time stretched to occupy nearly the entire active line duration of the 4: 3 aspect ratio, and of horizontal low-frequency edge portion information, which is temporally compressed in the left and right horizontal frame overscan portions. such information being hidden from view in a standard television receiver display. Only the middle part of this component is subjected to an intraframe message above a given frequency.
Eine zweite Komponente ist ein im 2:1-Zeilensprungformat vorliegendes Zusatzsignal, welches die hochfrequente Information der linken und rechten Randteile umfaßt, die jeweils bis zur Hälfte der aktiven Zeilendauer zeitlich gedehnt sind. Auf diese Weise nimmt die gedehnte Randteilinformation im wesentlichen die gesamte aktive Zeilendauer ein. Diese Komponente wird so „abgebildet", daß sie dieselbe Zeitperiode wie der mittlere Teil der ersten Komponente einnimmt, und sie wird einer Infraframe-A second component is an additional signal in the 2: 1 interlaced format, which comprises the high-frequency information of the left and right edge portions, which are each temporally stretched up to half of the active line duration. In this way, the stretched edge part information occupies substantially the entire active line duration. This component is "mapped" to occupy the same period of time as the middle part of the first component, and it is assigned to an infra-frame.
Eine dritte Komponente ist ein im 2:1-Zeilensprungformat vorliegendes Zusatzsignal, das aus der Breitbild-Signalquelle abgeleitet ist, umfassend die hochfrequente Horizontal-Luminanz-Detailinformation zwischen annähernd 5,0MHz und 6,0MHz.A third component is a 2: 1 interlaced additional signal derived from the wide-screen signal source comprising the high frequency horizontal luminance detail information between approximately 5.0MHz and 6.0MHz.
Diese Komponente wird auch so abgebildet, daß sie dieselbe Zeitperiode wie der mittlere Teil der ersten Komponente einnimmt, und sie wird einer Intraframe-Mitteilung unterzogen. Die intraframe-gemittelten zweiten und dritten Komponenten unterziehen einen phasengesteuerten alternierenden Hilfsträger einer Quadraturmodulation, welcher mit der intraframe-gemitteltan ersten Komponente kombiniert wird.This component is also mapped to occupy the same time period as the middle part of the first component, and it is subjected to an intraframe message. The intraframe-averaged second and third components undergo quadrature modulation of a phased alternating subcarrier which is combined with the intraframe-averaged first component.
Eine frei wählbare vierte Komponente ist ein im 2:1-Zeilensprungformat vorliegendes zusätzliches „Helfer"-Signal, das eine zeitliche Halbbild-Differenz der Luminanz-Detailinformation umfaßt, um zur Wiederherstellung der fehlenden Bildinformation in einem Breitbild-EDTV-Empfänger beizutragen.An arbitrary fourth component is a 2: 1 interlaced additional "helper" signal that includes a temporal field difference of luminance detail information to help recover the missing image information in a widescreen EDTV receiver.
In einem Breitbild-EDTV-Empfänger wird ein zusammengesetztes Signal, das aus den beschriebenen vier Komponenten besteht, in die vier Toilkomponenten dekodiert. Die dekodierten Komponenten werden getrennt verarbeitet und dazu verwendet, ein Breitbifdsignal zu entwickeln, das ein Bild mit erhöhter Auflösung repräsentiert.In a widescreen EDTV receiver, a composite signal consisting of the described four components is decoded into the four toilets. The decoded components are separately processed and used to develop a wide-band signal representing an image with increased resolution.
Ausführungsbeispieleembodiments
Die Figur 1 vermittelt einen allgemeinen Überblick über ein kompatibles Breitbild-EDTV-Kodiersystem einschließlich einer Anordnung nach der vorliegenden Erfindung:Figure 1 provides a general overview of a compatible widescreen EDTV coding system including an arrangement according to the present invention:
die Figur 1 a zeigt ein ausführliches Blockdiagramm des Kodierers für das offenbarte System; die Figuren 1 b bis 1 e enthalten nützliche Diagramme zum Verstehen der Wirkungsweise des offenbarten Systems; die Figuren 2 bis 5 zeigen Signalwellenformen und Diagramme, die zum Verstehen der Wirkungsweise des offenbarten Systems nützlich sind;Figure 1 a shows a detailed block diagram of the coder for the disclosed system; Figures 1 b through 1 e contain useful diagrams for understanding the operation of the disclosed system; Figures 2 to 5 show signal waveforms and diagrams useful in understanding the operation of the disclosed system;
die Figur 13zeigt ein Blockdiagramm eines Teils der Dekodiervorrichtung des Breitbild-EDTV-Empfängers, und die Figuren 6 bis 12 und 14 bis 24 veranschaulichen Aspekte des offenbarten Systems in ausführlicher Darstellung.Figure 13 is a block diagram of a portion of the decoding apparatus of the widescreen EDTV receiver, and Figures 6 through 12 and 14 through 24 illustrate aspects of the disclosed system in detail.
Ein System, das dazu bestimmt ist. Bilder mit einem großen Bildseitenverhältnis von beispielsweise 5:3 über einen Standard-, z. B. NTSC-Rundfunkkanal, zu übertragen, sollte einerseits eine Bildwiedergabe hoher Qualität auf einem Breitbildempfänger erreichen und andererseits sichtbare Störungen stark vermindern oder völlig eliminieren, wenn das Bild mit einem Standard-Bildseitenverhältnis von 4:3 wiedergegeben wird. Die Anwendung der Signalkomprimierungstechnik auf die Randzonen eines Bildes hat den Vorteil des horizontalen Überabtastungsbereiches eines Standard-NTSC-Fernsehempfängers; das kann jedoch auf Kosten der Bildauflösung in den Randteilbereichen eines rekonstruierten Breitschirmbildes gehen. Da eine Komprimierung in der Zeit zu einer Drehung in der rrequenzebene führt, wurden bei einer Verarbeitung in einem Standard-Fernsehkanal nur niodrigfrequente Komponenten übrigbleiben, welcher eine kleinere Bandbreite aufweist im Vergleich mit derjenigen, die für ein Breitbildsignal erforderlich ist. Wenn daher die komprimierten Randteile eines kompatiblen Breitbildsignals in einem Breitbildempfänger gedehnt werden, ergibt sich ein merklicher Unterschied zwischen der Auflösung oder dem hochfrequenten Anteil des Mittelteils eines wiedergegebenen Breitschirmbildes und den Randteilen, es sei denn, es werden Schritte zur Vermeidung dieses Effektes unternommen. Dieser merkliche Unterschied rührt daher, daß niedrigfrequente Randteilinformation wiedergewonnen wird, während hochfrequente Information infolge der bandbegrenzenden Wirkungen des Videokanals verlorengeht.A system designed for that. Images with a large aspect ratio of, for example, 5: 3 over a standard, e.g. B. NTSC broadcast channel, should on the one hand achieve high quality image reproduction on a widescreen receiver and on the other hand greatly reduce visible noise or eliminate completely when the image is reproduced with a standard aspect ratio of 4: 3. The application of the signal compression technique to the fringes of an image has the advantage of the horizontal oversampling range of a standard NTSC television receiver; however, this can be at the expense of image resolution in the edge portions of a reconstructed wide-screen image. Since compression in time results in rotation at the level of the level, when processed in a standard television channel, only low-frequency components will be left which have a smaller bandwidth compared to that required for a wide-screen signal. Therefore, when the compressed edge portions of a compatible wide-screen signal are stretched in a wide-screen receiver, there is a noticeable difference between the resolution or high-frequency portion of the center portion of a reproduced wide-screen image and the edge portions, unless steps are taken to avoid this effect. This significant difference stems from the fact that low-frequency edge information is recovered while high-frequency information is lost due to the band-limiting effects of the video channel.
In der Anordnung der Figur 1 sind die Elemente, die mit denen der ausführlichen Anordnung der Figur 1 a übereinstimmen, mit dem gleichen Bezugszeichen angegeben. Wie in Figur 1 dargestellt, wird ein originales, progressives Breitbild-Abtastsignal mit linker, rechter und Mittelteilinformation so verarbeitet, daß vier getrennte Kodierungskomponenten entwickelt werden. Diese vier Komponenten wurden oben beschrieben und sind in Figur 1 bildlich wiedergegeben. Die Verarbeitung der ersten Komponente (sie enthält die zeitlich gedehnte Mittelteilinformation und die zeitlich komprimierte Randteilinformation niederer Frequenz) erfolgt derart, daß in diesem Beispiel die resultierende Luminanz-Bandbreite die NTSC-Luminanz-Bandbreite von 4,2 MHz nicht überschreitet. Dieses Signal ist im Standard-NTSC-Format farbkodiert, und die Luminanz- und Chrominanz-Komponenten dieses Signals sind geeignet vorgefiltert (z.B. unter Verwendung von Halbbild-Kammfiltern), um eine verbesserte Luminanz/Chrominanz-Trennung sowohl in den Standard-NTSC- als auch in den Breitbildempfängern zu gewährleisten. Die zeitliche Dehnung der zweiten Komponente (hochfrequente Information der Randteile) verringert deren horizontale Bandbreite auf etwa 1,16MHz. Diese Komponente ist mit dem Hauptsignal (der ersten Komponente) räumlich nicht korreliert, und es werden folglich spezielle Sicherheitsmaßnahmen vorgenommen, um deren Sichtbarkeit auf den Standard-NTSC-Empfängern zu verhindern, wie es noch besprochen wird.In the arrangement of Figure 1, the elements which correspond to those of the detailed arrangement of Figure 1 a, indicated by the same reference numerals. As shown in Fig. 1, an original wide-screen progressive scan signal having left, right and center part information is processed to develop four separate encoding components. These four components have been described above and are shown pictorially in FIG. The processing of the first component (including the time-expanded center-part information and the time-compressed low-frequency edge portion information) is performed such that in this example the resulting luminance bandwidth does not exceed the 4.2 MHz NTSC luminance bandwidth. This signal is color coded in standard NTSC format, and the luminance and chrominance components of this signal are appropriately prefiltered (eg, using field comb filters) to provide improved luminance / chrominance separation in both the standard NTSC format and NTSC format also in the widescreen receivers to ensure. The temporal extension of the second component (high-frequency information of the edge portions) reduces its horizontal bandwidth to about 1.16 MHz. This component is spatially uncorrelated with the main signal (the first component), and thus special security measures are taken to prevent its visibility on the standard NTSC receivers, as will be discussed.
Der erweiterte, von 5,0 bis 6,0MHz reichende hochfrequente Anteil der Luminanzinformation der dritten Komponente wird zuerst frequenzmäßig nach unten in einen Frequenzbereich von 0 bis 1,0MHz verschoben, bevor die weiters Verarbeitung erfolgt. Die vierte Komponente (zeitliches Halbbild-Differenz-Helfersignal) wird in das 4:3-Standardformat abgebildet, damit sie mit der Hauptsignalkomponente korreliert, um dadurch ihre Sichtbarkeit auf Standard-NTSC-Empfängern zu verdecken, und sie ist in der Bandbreite horizontal auf 75OkHz begrenzt.The extended high frequency component of third component luminance information, ranging from 5.0 to 6.0 MHz, is first frequency shifted down to a frequency range of 0 to 1.0 MHz before further processing. The fourth component (temporal field difference helper signal) is mapped into the 4: 3 standard format to correlate with the main signal component, thereby obscuring its visibility on standard NTSC receivers, and is horizontal in bandwidth to 75OkHz limited.
Wie nachfolgend im einzelnen noch näher erläutert wird, werden die ersten, zweiten und dritten Komponenten durch jeweilige Infraframe-Mitteilungseinrichtungen 38,64 und 76 verarbeitet (eine Art vertikal-zeitliches (V-T-) Filter), um das vertikal-zeitliche Übersprechen zwischen den Haupt- und Zusatzsignalkomponenten auf einem Breitbild-Empfänger zu eliminieren. Die Mittelteilinformation dor ersten Komponente wird oberhalb von annähernd 1,5MHz einer Intraframe-Mitteilung unterzogen. Die zweiten und dritten intraframe-gemittelten Komponenten, bezeichnet mit X und Z, erfahren vor der Quadraturmodulation eines alternierenden 3,108-MHz-Hilfsträgers ASC mit einer periodisch wechselnden (invortierenden)Halbbild-Phase in einem Block 80 eine nichtlineare Amplitudenkomprimierung. In einer Additionsstufe 40 wird der intraframe-gemittelten ersten Komponente (N) ein moduliertes Signal (M) aus dem Block 80 hinzugefügt. Ein sich dabei ergebendes Ausgangssignal ist ein Basisbandsignal (NTSCF) mit 4,2 MHz Bandbreite, das zusammen mit einer tiefpaßgefilterten vierten Komponente (VTN) von 75OkHz aus einem Filter 79 einen HF-Bildträger in einem Block 57 quadraturmoduliert, um ein NTSC-kompatibles HF-Signal zu erzeugen, das an einen Standard-NTSC-Empfänger oder einen Breitbildempfänger mit progressiver Abtastung über einen einzigen Rundfunkkanal mit Standard-Bandbreite übertragen werden kann.As will be explained in more detail below, the first, second and third components are processed by respective Infraframe message devices 38, 64 and 76 (a type of vertical-temporal (VT) filter) to control the vertical-temporal crosstalk between the main and to eliminate additional signal components on a widescreen receiver. The sub-part information of the first component is subjected to an intra-frame message above approximately 1.5 MHz. The second and third intraframe-averaged components, labeled X and Z, undergo nonlinear amplitude compression prior to quadrature modulation of an alternating 3.108 MHz subcarrier ASC with a periodically (inverted) field phase in a block 80. In an adder stage 40, a modulated signal (M) from block 80 is added to the intraframe-averaged first component (N). A resulting output is a 4.2 MHz bandwidth baseband signal (NTSCF) which, together with a 75OkHz low pass filtered fourth component (VTN) from a filter 79, quadrature modulates an RF picture carrier in a block 57 to form an NTSC compliant RF Signal to be transmitted to a standard NTSC or progressive scan widescreen receiver over a single standard bandwidth broadcast channel.
Die Anwendung der zeitlicher Komprimierung auf die erste Komponente ermöglicht es, die niedrigfrequente Randteilinformation vollständig in den horizontalen Überabtastungsbereich eines Standard-NTSC-Signals einzupressen. Die hochfrequente Randteilinformation der zweiten Komponente und die hochfrequente Luminanz-Detailinformation der dritten Komponente sind mit dem Standard-NTSC-Signal durch den Video-Übertragungskanal in einer zu einem Standard-Empfänger transparenten Weise spektral aufgeteilt, und zwar durch die Anwendung eines Quadraturmodulationsverfahrens auf einen alternierenden Hilfsträger im Block PO, wie es noch erläutert wird. Bei Empfang mit einem Standard-NTSC-Empfänger ist nur der Mittelteilbereich des Hauptsignals (die erste Komponente) sichtbar. Die zweiten und dritten Komponenten können ein Interferenzmuster geringer Amplitude hervorrufen, das jedoch bei normalen Betrachtungsabständen und bei normalen Einstellungen der Bildregler nicht wahrzunehmen istApplying the time compression to the first component allows the low-frequency edge information to be completely injected into the horizontal oversampling area of a standard NTSC signal. The high-frequency edge part information of the second component and the high-frequency luminance detail information of the third component are spectrally divided with the standard NTSC signal through the video transmission channel in a manner transparent to a standard receiver by applying a quadrature modulation method to an alternating one Subcarrier in the block PO, as will be explained. When received with a standard NTSC receiver, only the middle portion of the main signal (the first component) is visible. The second and third components may cause a low amplitude interference pattern, but this is not noticeable at normal viewing distances and in normal settings of the image controls
Die vierte Komponente wird in Empfängern mit Synchronvideodetektoren vollständig unterdrückt. In Empfängern mit The fourth component is completely suppressed in receivers with synchronous video detectors. In receivers with
korreliert ist.is correlated.
Das Hauptsignal (Komponente 1) weist ein aktives Standard-NTSC-Horizontal-Zeilenintervall von annähernd 52 Mikrosekunden (μβ) auf. Nur die hochfrequente Information dieser Komponente wird oberhalb von etwa 1,5MHz einer Intraframe-Mitteilung unterzogen. Die zeitlich komprimierte niedrigfrequente Handteilinformation dieser Komponente wird nicht dem Vorgang der Intraframe-Mitteilung unterzogen. Es wurde festgestellt, daß eine solche selektive Intraframe-Verarbeitung der Hauptkomponente die Auflösung der diagonalen Randteil-Bildinformation durch Eliminieren unerwünschter gezackter diagonaler Artefakte verbessert, diezuweilen auf „Zacken" zurückgeführt werden, welche andererseits in einem rekonstruierten Bild erzeugt würden, wenn die komprimierte Randteilinformation des Hauptsignals einer Intraframe-Mitteilung unterzogen wurde.The main signal (component 1) has an active standard NTSC horizontal line interval of approximately 52 microseconds (μβ). Only the high frequency information of this component is subjected to an intraframe message above about 1.5MHz. The time-compressed low-frequency hand part information of this component is not subjected to the process of intra-frame message. It has been found that such selective intraframe processing of the main component improves the resolution of the diagonal edge portion image information by eliminating unwanted jagged diagonal artifacts which are sometimes attributed to "jags" which would otherwise be produced in a reconstructed image if the compressed edge portion information of the Main signal has been subjected to an intraframe message.
In dieser Hinsicht ist zu bemerken, daß die Randteilinformation niedriger Frequenz der Hauptsignalkomponente mit einem Randkomprimierungsfaktor (SCF) von annähernd sechs zeitlich komprimiert wurde. Wenn eine solche zeitlich komprimierte Information einer Intraframe-Mitteilung unterzogen wird, bevor sie in dem Empfänger zur Wiedergewinnung des Bildes zeitlich gedehnt wird, würde die wiedergewonnene Randteil-Bildinformation gezackte Diagonalen aufweisen, weil die Horizontalfrequenz, bei welcher die Intraframe-Mitteilung begonnen wurde, dann annähernd SCF-mal niedriger als für das Mittelteil wäre. Die diagonale Bildinformation wird zunehmend gestört („gezackt"), da die Frequenzen, bei welchen die Intraframe-Mitteilung durchgeführt wird, absinken. Wenn beispielsweise das Hauptsignal bei Frequenzen oberhalb 1,5MHz einer Intraframe-Mitteilung unterzogen wird und die niedrigfrequente Randteilinformation der Komponente 1 mit einem SCF-Faktor von sechs zeitlich komprimiert wird, beginnt die Intraframe-Mitteilung der Randteilinformation effektiv bei einer viei niedrigeren Frequenz von 25OkHz (1,5MHz/SCF), wodurch sich gezackte Diagonalen ergeben. Daher würden gezackte Diagonalen in den wiedergewonnenen Randteilbereichen stärker bemerkbar sein. Da die Komponente 1 in den zeitlich komprimierten Randteilbereichen keine Intraframe-Mitteilung erfährt, behält der gesamte Bereich der ursprünglichen Frequenz in diesen Bereichen (0 bis 700 KHz) die vollständige vertikale Auflösung ohne Störung infolge gezackter diagonaler Artefakte bei.In this regard, it should be noted that the low frequency edge portion information of the main signal component has been temporally compressed with an edge compression factor (SCF) of approximately six. If such temporally compressed information is subjected to an intraframe message before being time stretched in the image retrieval receiver, the retrieved edge portion image information would have jagged diagonals because the horizontal frequency at which the intraframe message was started would then be jagged approximately SCF times lower than for the middle part. The diagonal image information is increasingly disturbed ("jagged") as the frequencies at which the intraframe message is being communicated fall, for example, if the main signal is subjected to intraframe signaling at frequencies above 1.5 MHz and the low frequency edge component information of component 1 is temporally compressed with a SCF factor of six, the intraframe message of edge information effectively starts at a much lower frequency of 25OkHz (1.5MHz / SCF), resulting in jagged diagonals, so jagged diagonals in the recovered edge portions would become more noticeable Since the component 1 does not undergo intraframe notification in the temporally compressed edge portions, the entire range of the original frequency in these ranges (0 to 700 KHz) retains the full vertical resolution without jagged diagonal artifact distortion.
Die Komponente 2, die die linke und rechte hochfrequente Randteilinformation enthält, wird so abgebildet, daß sie dieselbe Zeitperiode wie der Mittelteilbereich der Komponente 1 einnimmt. Auf diese Weise werden die linken und rechten Randteilhöhen zeitlich gedehnt, um den ganzen Mittelteilbereich auszuführen, wodurch die Komponente 2 ein aktives Horizontal-Abtastintervall von annähernd 50ps aufweist, welches dem Horizontal-Abtastintervall des Mittelteilbereiches der Komponente 1 entspricht. Zu diesem Zweck beträgt der Randdehnungsfaktor (SEF) ungefähr 4,32, verglichen mit einem Randdehnungsfaktor von ungefähr 4,49, welcher erforderlich wäre, um die linken und rechten Randteilinformationen der Komponente 2 bis zur vollen aktiven Zeilendauer von 52 μβ zu dehnen.Component 2, which includes the left and right high-frequency edge portion information, is mapped to occupy the same time period as the middle portion of component 1. In this way, the left and right edge sub-levels are time-stretched to execute the entire center sub-area, whereby the component 2 has an active horizontal scanning interval of approximately 50ps, which corresponds to the horizontal scanning interval of the center portion of the component 1. For this purpose, the margin expansion factor (SEF) is about 4.32, compared to an edge expansion factor of about 4.49, which would be required to stretch the left and right edge portion information of component 2 to the full active row duration of 52 μβ.
Beide Komponenten 2 und 3 werden in den Mittelteilbereich abgebildet, und zwar wegen der Infraframe-Verarbeitung, die an der Komponente 1 und den Zusatzkomponenten 2 und 3 ausgeführt wird. Wie nachfolgend erläutert wird, ist die Intraframe-Mitteilung ein Prozeß, welcher die Trennung der beiden zuvor kombinierten Signalkomponenten erleichtert, in diesem Fall beispielsweise das Hauptsignal N und das modulierte Zusatzsignal M. Da der Bereich der Intraframe-Verarbeitung bei der Komponente 1 reduziert wurde, um nur den Mittelteilbereich von 50 μβ einzuschließen, wird die Abbildung der Modulationskomponenten 2 und 3 in ähnlicher Weise modifiziert, so daß nur der Mittelteilbereich umfaßt wird. Wie oben erwähnt, wird die Komponente 3 so abgebildet, daß sie mit dem Mittelteilintervall durch lineare zeitliche Komprimierung der erweiterten Horizontal-Luminanzinformation auf 50μβ übereinstimmt. Die Zeitkomprimierung der Komponente 3 von 52 ps auf 50μβ verzichtet auf einen Teil der räumlichen Korrelation mit der Hauptkomponente 1, aber es läßt sich mit Sicherheit feststellen, daß die Mittel- und Randteilbereiche des rekonstruierten Bildes eine ähnliche Horizontal-Auflösung aufweisen. Obwohl die räumliche Korrelation zwischen den Komponenten 1 und 3 wünschenswert ist, um die alternierende Hilfsträger bereits nichtkorrelierte Information in Form der Komponente 2 enthält. Das Maß der räumlichen Korrelation, aufgegeben in der Komponente 3, ist unbedeutend und wird durch die sich ergebende gleichartige Horizontalauflösung der Mittel- und Randteile aufgewertet. Die Komponente 4 ist nicht intraframe-gemittelt und bleibt unverändert, indem sie die volle aktive Zeilendauer von 52με, übereinstimmend mit dem Hauptsignal, aufweist. In dem Dekodierer, der in Verbindung mit Figur 13 beschrieben wird, wird die Intraframe-Verarbeitung nur mit Bezug auf den Mittelteilbereich zur Trennung der Signale M und N durchgeführt. Nach der Demodulation der Komponente M in die Teilkomponenten 2 und 3 werden die Komponenten 2 und 3 in ihre originalen Zeitschlitze abgebildet, d.h., um somit ein vollständiges aktives Zeilenintervall von 52 ps einzunehmen.Both components 2 and 3 are mapped into the middle portion because of the infra-frame processing performed on component 1 and accessory components 2 and 3. As will be explained below, the intraframe message is a process that facilitates the separation of the two previously combined signal components, in this case, for example, the main signal N and the modulated additional signal M. Since the range of intraframe processing in component 1 has been reduced, to include only the mid-portion of 50 μβ, the mapping of modulation components 2 and 3 is similarly modified to include only the mid-portion. As mentioned above, component 3 is mapped to coincide with the mid-portion interval by linear temporal compression of the extended horizontal luminance information to 50μβ. The time compression of component 3 from 52 ps to 50μβ dispenses with a portion of the spatial correlation with major component 1, but it can be determined with certainty that the center and edge portions of the reconstructed image have a similar horizontal resolution. Although the spatial correlation between the components 1 and 3 is desirable, around the alternating subcarriers already contains uncorrelated information in the form of component 2. The measure of the spatial correlation given in component 3 is insignificant and is enhanced by the resulting similar horizontal resolution of the center and edge portions. The component 4 is not intraframe-averaged and remains unchanged by having the full active line duration of 52 με, coincident with the main signal. In the decoder described in conjunction with Fig. 13, the intraframe processing is performed only with respect to the center portion for separating the signals M and N. After component M is demodulated into subcomponents 2 and 3, components 2 and 3 are mapped to their original time slots, ie, to assume a full active line interval of 52 ps.
Die Figur 1 b veranschaulicht das HF-Spektrum des offenbarten EDTV-Breitbildsystems einschließlich der Zusatzinformation im Vergleich zu dem HF-Spektrum eines Stbndard-NTSC-Systems. In dem Spektrum des offenbarten Systems erstrecken sich die Randteilhöhen und die zusätzliche hochfrequente Horizontal-Luminanz-Detailinformation annähernd bis zu 1,16MHz auf jeder Seite der alternierenden Hilfsträgerfrequenz (ASC) von 3,108MHz. Die V-T-Helfersignalinformation (Komponente 4) erstreckt sich 75OkHz auf jeder Seite der Bildträgerfrequenz des Hauptsignals.Figure 1 b illustrates the RF spectrum of the disclosed EDTV widescreen system including the additional information compared to the RF spectrum of a standard NTSC system. In the spectrum of the disclosed system, the edge sub-levels and the additional high-frequency horizontal luminance detail information extend approximately 1.16 MHz on each side of the alternate subcarrier frequency (ASC) of 3.108 MHz. The V-T helper signal information (component 4) extends 75 okHz on each side of the picture carrier frequency of the main signal.
Ein Breitbildempfänger mit progressiver Abtastung enthält eine Vorrichtung zur Wiederherstellung des ursprünglichen progressiven Breitbild-Abtastsignals. Verglichen mit einem Standard-NTSC-Signal weist das wiederhergestellte Breitbildsignal linke und rechte Randteile mit einer Standard-NTSC-Auflösung und ein Mittelteil mit einem 4:3-Bildseitenverhältnis mit höherem horizontalem und vertikalem Liminanzdetail, insbesondere in feststehenden Bereichen eines Bildes, auf. Zwei grundsätzliche Überlegungen beherrschen die Signalverarbeitungstechnik, die mit der Entwicklung und Verarbeitung der ersten, zweiten, dritten und vierten Signalkomponenten verbunden ist. Diese beiden Überlegungen sind die Kompatibilität mit bestehenden Empfängern und die Wiederherste"barkeit im Empfänger.A progressive scan widescreen receiver includes means for restoring the original progressive widescreen strobe signal. Compared with a standard NTSC signal, the reconstituted widescreen signal has left and right edge portions with a standard NTSC resolution and a center portion with a 4: 3 aspect ratio with higher horizontal and vertical detail of detail, especially in fixed areas of an image. Two fundamental considerations dominate the signal processing technique associated with the development and processing of the first, second, third and fourth signal components. These two considerations are compatibility with existing receivers and restorability in the receiver.
Vollständige Kompatibilität bedeutet auch Kompatibilität von Empfänger und Sender, so daß existierende Standard-Empfänger Breitbild-EDTV-Signale empfangen und eine Standardwiedergabe ohne spezielle Anpassungseinrichtungen erzeugen können.Full compatibility also means compatibility of the receiver and transmitter so that existing standard receivers can receive widescreen EDTV signals and produce standard reproduction without special adapters.
Eine Kompatibilität in diesem Sinn erfordert beispielsweise, daß das Bildabtastformat im Sender im wesentlichen das gleiche ist wie das Bildabtastformat im Empfänger oder zumindest innerhalb der Toleranz des empfängerseitigen Bildabtastformats liegt. Kompatibilität bedeutet außerdem, daß besondere, nicht zum Standard gehörende Komponenten physisch oder bezüglich der Wahrnehmbarkeit im Hauptsignal verborgen sind, wenn die Wiedergabe mittels eines Standard-Empfängors erfolgt. Um Kompatibilität im letztgenannten Sinn zu erreichen, verwendet das offenbarte System die folgenden Verfahren, um die Zusatzkomponenten zu verbergen.For example, compatibility in this sense requires that the image sampling format in the transmitter be substantially the same as the image sampling format in the receiver, or at least within the tolerance of the receiver-side image sampling format. Compatibility also means that special, nonstandard components are hidden physically or in terms of perceivable in the main signal when played back using a standard receiver. In order to achieve compatibility in the latter sense, the disclosed system uses the following methods to hide the additional components.
Standardempfängers physisch verborgen. Die Komponente 2, die im Vergleich zur Komponente der Randteiltiefen wenig Energie enthält, und die Komponente 3, welche normalerweise ein hochfrequentes Detailsignal geringer Energie ist, werden einer Amplitudenkomprimierung und einer Quadraturmodulation auf einen alternierenden Hilfsträger bei 3,108 MHz unterzogen, welches eine Zeilensprungabtastfrequenz ist (ungeradzahliges Vielfaches der halben Horizontalzeilenfrequenz). Die Frequenz. Phase und Amplitude des alternierenden Hilfsträger sind so gewählt, daß die Sichtbarkeit des modulierten alternierenden Hilfsträgersignals so weit wie möglich reduziert ist, beispielsweise durch Steuerung der Phase des alternierenden Hilfsträger von Halbbild zu Halbbild, so daß sie aller 180° von einem Halbbild zum nächsten wechselt, anders als die Phase des Chrominanz-Hilfsträgers von einem Halbbild zum nächsten. Obwohl die Komponenten des modulierten alternierenden Hilfsträger völlig innerhalο des Chrominanz-Durchlaßbandes (2,0 bis 4,2 MHz) liegen, sind die Komponenten des modulierten alternierenden Hilfsträger merklich verborgen, weil sie als komplementäres Farbflimmern mit Halbbildfrequenz wiedergegeben werden, welches vom menschlichen Auge bei normalen Pegeln der Chrominanzsättigung nicht wahrgenommen wird. Außerdem werden durch die nichtlineare Amplitudenkomprimierung der Modulationskomponenten vor der Amplitudenmodulation in vorteilhafter Weise momentane Amplitudenüberschwinger auf einen akzeptierbaren niedrigeren Pegel reduziert. Die Komponente 3 ist hinsichtlich der Information des Mittelbereiches der Komponente 1 räumlich korreliert, und sie ist mit Bezug auf die linken und rechten Informationsanteile der Komponente 1 etwas weniger räumlich korreliert. Dies erfolgt mit Hilfe eines Bildformatkcdierers, wie er noch erläutert wird.Standard receiver physically hidden. The component 2, which contains little energy compared to the component of the edge part depths, and the component 3, which is normally a high-energy low-energy detail signal, are subjected to amplitude compression and quadrature modulation to an alternating subcarrier at 3.108 MHz, which is an interlaced scanning frequency (odd-numbered) Multiple of half the horizontal line frequency). The frequency. Phase and amplitude of the alternating subcarrier are chosen so that the visibility of the modulated alternating subcarrier signal is reduced as much as possible, for example by controlling the phase of the alternating subcarrier from field to field so that it changes every 180 ° from one field to the next, unlike the phase of the chrominance subcarrier from one field to the next. Although the components of the modulated alternating subcarrier lie entirely within the chrominance passband (2.0 to 4.2 MHz), the components of the modulated alternating subcarrier are noticeably hidden because they are reproduced as complementary field-flicker color fading from the human eye normal levels of chroma saturation is not perceived. In addition, nonlinear amplitude compression of the modulation components prior to amplitude modulation advantageously reduces instantaneous amplitude overshoots to an acceptably lower level. The component 3 is spatially correlated with respect to the information of the center region of the component 1, and it is spatially correlated with respect to the left and right information components of the component 1 spatially. This is done with the help of a Bildformatkcdierers, as will be explained.
Die Komponente 4, das „Helfer-Signal, ist infolge der zeitlichen Dehnung der Mittelteilinformation ebenfalls verborgen, um die Anpassung an das 4:3-Standardformat zu gewährleisten, wodurch die vierte Komponente mit dem Hauptsignal räumlich korreliert. Die Komponente 4 wird in Standardempfängern mit Synchrondetektoren unterdrückt, während sie in Standardempfängern mit Hüllkurvendetektoren infolge ihrer räumlichen Korrelation mit dem Hauptsignäl der Wahrnehmung verborgen bleibt.Component 4, the helper signal, is also hidden as a result of the temporal expansion of the mid-span information to ensure adaptation to the 4: 3 standard format, thereby spatially correlating the fourth component with the main signal. Component 4 is suppressed in standard receivers with synchronous detectors while hidden in standard receivers with envelope detectors due to their spatial correlation with the main perception signal.
Die Wiedergewinnung der Komponenten 1, 2 und 3 in einem Breitbildempfänger mit progressiver Abtastung wird durch die Anwendung eines Prozesses der Intraframe-Verarbeitung im Sender und Empfänger ermöglicht. Dieser Prozeß wird im Sendersystem der Figuren 1 und 1 a durch die zugehörigen Elemente 38,64 und 76 und im Empfänger durch zugeordnete Elemente durchgeführt, wie es noch erläutert wird. Die Intraframe-Mittelung ist eine Signalbehandlungstechnik, bei welcher zwei sichtbar korrelierte Signale für die gegenseitige Kombinierung so vorbehandelt werden, daß sie später schnell und genau wiedererkannt werden, beispielsweise mit Hilfe einer Halbbildspeichereinrichtung, und zwar so, daß sie frei von vertikalzeitlichem Übersprechen sind, auch dann, wenn es sich um Bildsignale handelt und Bewegung in den Bildern vorhanden ist. Die für diesen Zweck benutzte Art der Signalbehandlung schließt im wesentlichen die Maßnahme ein, zwei Signale auf einer Halbbildbasis identisch zu machen, d. h. zwei Abtastwerte mit identischen Werten im Abstand eines Halbbildes zu erzeugen. Die Intraframe-Mittelung ist eine geeignete Technik zur Erreichung dieses Ziels, es können jedoch auch andere Techniken angewendet werden. Die Intraframe-Mittelung ist im Grunde ein Prozaß linearer, sich zeitlich ändernder digitaler Vorfilterung und Nachfilterung, um die genaue Wiedergewinnung der beiden sichtbar korrelierten kombinierten Signale zu gewährleisten. Horizontal-Übersprechen wird durch Sicherheitsbänder zwischen Horizontal-Vorf iltern im senderseitigen Kodierer und zwischen Horizontal-Nachfiltern im empfängerseitigen Kodierer eliminiert.The recovery of components 1, 2 and 3 in a progressive scan widescreen receiver is made possible by the application of a process of intraframe processing in the transmitter and receiver. This process is carried out in the transmitter system of Figures 1 and 1 a by the associated elements 38,64 and 76 and in the receiver by associated elements, as will be explained. Intraframe averaging is a signal handling technique in which two visually correlated signals for mutual combining are pretreated so that they are later recognized quickly and accurately, for example, by means of a field memory device, such that they are free from vertical temporal crosstalk, too then, when it comes to image signals and movement is present in the images. The type of signal handling used for this purpose essentially involves the action of making two signals identical on a field basis, i. H. generate two samples with identical values one frame apart. Intraframe averaging is a suitable technique for achieving this goal, but other techniques may be used. The intra-frame averaging is basically a process of linear time-varying digital prefiltering and postfiltering to ensure the accurate recovery of the two visually correlated combined signals. Horizontal crosstalk is eliminated by guard bands between horizontal prefilters in the transmitter-side encoder and between horizontal post-filters in the receiver-side encoder.
Die Intraframe-Mittelung ist eine Form paarweiser Bildelementverarbeitung. Der Vorgang der Intraframe-Mittelung in der Zeitebene ist allgemein in Figur 1 c veranschaulicht, wobei Paare von Halbbildern dadurch identisch gemacht werden, daß der Mittelwert der Bildelemente (A, B und C, D), die 262 Horizontalzeilenperioi'en (262H) auseinander liegen, gebildet wird. Der Mittelwert ersetzt die ursprünglichen Werte in jeder paarweisen Gruppe. Die Figur 1 d veranschaulicht den Vorgang der Intraframe-Mittelung im Zusammenhang mit dem System nach Figur 1. Beginnend mit den Komponenten 2 und 3 werden Pixelpaare (Bildelemente), die innerhalb eines Vollbildes um 262 H auseinander liegen, gemittelt, und der Mittelwert (z. B. X1, X3 und Z1, Z3) ersetzt die ursprünglichen Bildelementwerte. Diese vertikal-zeitliche Mittelung findet innerhalb eines Vollbildes statt und überschreitet nicht die Vollbildgrenzen. Im Fall der Komponente 1 wird die Intraframe-Mittelung an der Information des Mittelteils oberhalb von annähernd 1,5MHz durchgeführt, um die Vertikaldetailinformation niederer Frequenz nicht zu beeinträchtigen. Im Fall der Komponenten 1 und 2 wird die Intraframe-Mittelung an einem zusammengesetzten Signal einschließlich der Lumlnanz (y)- und Chrominanz (c)-Komponenten über das ganze Chrominanzband durchgeführt. Die Chrominanzkomponente des zusammengesetzten Signals übersteht die Intraframe-Mittelung, weil die Bildelemente, die um 262 H auseinander liegen, mit dem Farbhilfsträger ,in Phase" sind. Die Phase des neuen alternierenden Hilfsträger wird so gesteuert, daß sie für um 262 H auseinander liegende Bildelemente genau gegenphasig ist und somit anders ist als die Phase des Chrominanzhilfsträgers. Wenn daher die Komponenten 2 und 3 (nach der Quadraturmodulation) in der Einheit 40 zur Komponente 1 hinzugefügt werden, weisen die um 262 H auseinander liegenden Bildelemente die Form (M + A) und (M — A) auf, wobei M ein Abtastmuster des zusammengesetzten Hauptsignals oberhalb von 1,5 MHz und A ein Abtastmuster des modulierten Zusatzsignals ist.Intraframe averaging is a form of paired pixel processing. The process of intraframe averaging in the time plane is illustrated generally in Figure 1c, where pairs of fields are made identical by dividing the average of the picture elements (A, B and C, D) by the 262 horizontal line periods (262H) lie, is formed. The mean replaces the original values in each pairwise group. Figure 1d illustrates the process of intraframe averaging in the context of the system of Figure 1. Beginning with components 2 and 3, pixel pairs (pixels) spaced apart by 262 H within a frame are averaged, and the average (e.g. B. X1, X3 and Z1, Z3) replaces the original pixel values. This vertical-time averaging occurs within a frame and does not exceed the frame boundaries. In the case of the component 1, the intraframe averaging is performed on the information of the center part above approximately 1.5 MHz so as not to affect the vertical detail information of low frequency. In the case of components 1 and 2, intraframe averaging is performed on a composite signal including the luminance (y) and chrominance (c) components throughout the chrominance band. The chrominance component of the composite signal survives intraframe averaging because the pixels spaced apart by 262 H are in phase with the color subcarrier. The phase of the new alternating subcarrier is controlled to be for 262 H apart pixels Therefore, if components 2 and 3 (after quadrature modulation) in unit 40 are added to component 1, the pixels separated by 262 H have the form (M + A). and (M - A), where M is a sampling pattern of the composite main signal above 1.5 MHz and A is a sampling pattern of the modulated additional signal.
Mit der Intraframe-Mittelung wird das vertikal-zeitliche Übersprechen im wesentlichen eliminiert, sogar bei vorhandener Bewegung im Bild. In dieser Hinsicht erzeugt der Prozeß der Intraframe-Mittelung idontische Abtastmuster im Abstand von 262 H. Im Empfänger ist es eine einfache Sache, den Informationsgehalt dieser Abtastmuster genau wiederzugewinnen, und zwar durch Verarbeitung der um 262 H auseinander liegenden Bildelementabtastmuster innerhalb eines Vollbildes, wie es noch erläutert wird; dadurch wird die Information des Haupt- und Zusatzsignals wiedergewonnen. In einem Dekodierer im Empfänger kann die Originalinformation, die eine Intraframe-Mittelung erfahren hat, über den Vorgang der Intraframe-Verarbeitung praktisch unversehrt wiedergewonnen werden, da die gut sichtbar korrelierte Originalinformation von Halbbild zu Halbbild im wesentlichen identisch gemacht wurde.Intraframe averaging substantially eliminates vertical-temporal crosstalk, even with motion in the picture. In this regard, the process of intraframe averaging produces idontic sampling patterns at intervals of 262H. In the receiver, it is a simple matter to accurately recover the information content of these sampling patterns by processing the 262H apart pixel scans within a frame such as will be explained; thereby the information of the main and auxiliary signal is recovered. In a decoder in the receiver, the original information which has undergone intraframe averaging can be recovered almost intact via the process of intraframe processing, since the well-correlated original information has been made substantially identical from field to field.
Auch im Empfänger wird d*. HF-Kanal unter Verwendung eines HF-Synchrondetektors quadraturdemoduliert. Die Komponente 4 wird dadurch von den anderen drei Komponenten getrennt. Die Intraframe-Verarbeitung wird dazu verwendet, die Komponente 1 von den modulierten Komponenten 2 und 3 zu trennen, und unter Anwendung der Quadratur-Demodulat'ion werden die Komponenten 2 und 3 voneinander getrennt, wie dies noch unter Be7ugnahme auf Figur 13 erörtert wird. Nachdem die vier Komponenten wiedergewonnen worden sind, werden die zusammengesetzten Signale gemäß der NTSC-Norm dekodiert und in die Luminanz- und Chrominanzkomponenten getrennt. Es erfolgt eine inverse Abbildung aller Komponenten, um das Breitbildseitenverhältnis wiederherzustellen, und die hochfrsquenten Anteile der Randteilinformation werden mit den niedrigfrequenten Anteilen kombiniert, um die vollständige Auflösung in den Randteilen wiederzugewinnen. Die erweiterte hochfrequente Luminanz-Detailinformation wird in ihren ursprünglichen Frequenzbereich verschoben und zu dem Luminanzsignal addiert, welches dann unter Verwendung der zeitlichen Interpolation und des Helfersignals in das Format progressiver Abtastung umgewandelt wird.Also in the receiver is d *. RF channel quadrature demodulated using an RF synchronous detector. The component 4 is thereby separated from the other three components. The intraframe processing is used to separate the component 1 from the modulated components 2 and 3, and using the quadrature demodulation, the components 2 and 3 are separated from each other, as will be discussed with reference to FIG. After the four components have been recovered, the composite signals are decoded according to the NTSC standard and separated into the luminance and chrominance components. An inverse mapping of all components is made to restore the widescreen aspect ratio, and the high frequency portions of the edge portion information are combined with the low frequency portions to recover the complete resolution in the edge portions. The enhanced high-frequency luminance detail information is shifted to its original frequency range and added to the luminance signal, which is then converted to the progressive-scan format using temporal interpolation and the helper signal.
Das Chrominanzsignal wird unter Verwendung einer ohnezusätzliche Hilfe durchgeführten zeitlichen Interpolation in das Format progressiver Abtastung umgewandelt. Schließlich werden die im Format progressiver Abtastung vorliegenden Luminanz- und Chrominanzsignale in die analoge Form umgewandelt und matriziert, um die Farbbildsignale R, G und B für die Darstellung auf einem mit progressiver Abtastung arbeitenden Breitbild-Wiedergabegerät zu erzeugen.The chrominance signal is converted to the progressive scan format using temporal interpolation performed without additional assistance. Finally, the progressive scan format luminance and chrominance signals are converted to the analog form and matrices to produce the R, G, and B color image signals for display on a progressive scan widescreen display device.
Bevor das kompatible Breitbild-Kodiersystem nach Figur 1 a näher beschrieben wird, seien die Signalwellenformen A und B der Figur 2 betrachtet. Das Signal A ist ein dem Bildseitenverhältnis 5:3 entsprechendes Breitbildsignal, das in ein mit dem NTSC-Standard kompatibles Signal für ein Bildseitenverhältnis 4:3 umgewandelt werden soll, das durch Signal B bildlich dargestellt ist. Das Breitbildsignal A enthält einen als Mittelteil bezeichneten Bereich mit primären Bildinformationen, der ein Intervall TC einnimmt, und linke und rechte Randteilbereiche mit sekundären Bildinformationen, die die Intervalle TS belegen. In diesem Beispiel weisen die linken und rechten Randteile im wesentlichen gleiche Bildseitenverhältnisse auf, die kleiner als diejenigen des dominierenden Mittelteils sind, welches sich dazwischen einstellt.Before the compatible widescreen coding system according to FIG. 1a is described in more detail, the signal waveforms A and B of FIG. 2 are considered. The signal A is a wide-screen signal corresponding to the aspect ratio 5: 3 which is to be converted to an NTSC standard compatible signal for a 4: 3 aspect ratio signaled by signal B. The wide-screen signal A includes a central portion designated primary image information occupying an interval TC and left and right marginal portions having secondary image information occupying the intervals TS. In this example, the left and right edge portions have substantially equal aspect ratios that are smaller than those of the dominant center portion that adjusts therebetween.
Das Breitbildsignal A wird in das NTSC-Signal B umgewandelt, und zwar durch vollständige Komprimierung einer bestimmten Randteilinformation in die horizontalen Überabtastungsbereiche mit den Zeitintervallen TO. Das Standard-NTSC-Signal hat ein aktives Zeilenintervall TA (mit einer Dauer von 52,6 Mikrosekunden), welches Überabtastungsintervalle TO, ein Wiedergabe-Zeitintervall TD, das die wiederzugebende Videoinformation enthält, und ein gesamtes Horizontal-Zeilendauerintervall TH mit einer Dauer von 63,556 Mikrosekunden einschließt. Die Intervalle TA und TH sind dieselben Intervalle sowohl für die Breitbildals auch für die Standard-NTSC-Signale. Es wurde gefunden, daß nahezu alle Konsum-Fernsehempfänger ein Überabtastungsintervall aufweisen, das mindestens 4% der gesamten aktiven Zeilendauer TA belegt, d. h. 2% Überabtastung jeweils an den linken und rechten Randteilen. Bei einer Zeilensprungabtastrate von 4 x fsc (wobei fsc die Frequenz des Farbhilfsträgers ist) enthält jedes Horizontal-Zeilenintervall 910 Pixel (Bildelemente), von denen 754 die wiederzugebende aktive Horizontal-Zeilen-Bildinformation bilden.The wide picture signal A is converted into the NTSC signal B by completely compressing a certain edge part information into the horizontal oversampling areas with the time intervals TO. The standard NTSC signal has an active line interval TA (having a duration of 52.6 microseconds), oversampling intervals TO, a playback time interval TD containing the video information to be displayed, and a total horizontal line duration interval TH having a duration of 63.556 Includes microseconds. The intervals TA and TH are the same intervals for both the widescreen and the standard NTSC signals. It has been found that almost all consumer television receivers have an oversampling interval occupying at least 4% of the total active line time TA, i.e., at least 4% of the total active line time TA. H. 2% oversampling on the left and right margins. At an interlaced scan rate of 4 x fsc (where fsc is the frequency of the color subcarrier), each horizontal line interval contains 910 pixels (pixels), of which 754 form the active horizontal line image information to be rendered.
Das Breitbild-EDTV-System ist in Figur 1 a ausführlicher dargestellt Nachfolgend wird auf Figur 1 a Bezug genommen. Eine mit progressiver Abtastung und 525 Zeilen und 60 Halbbildern pro Sekunde arbeitende Breitbildkamera 10 liefert ein Breitbild-Farbsignal mit den Komponenten R, G und B und in diesem Beispiel mit einem Broitbild-Seitenverhältnis von 5:3. Es könnte auch eine Signalquelle mit Zeilensprungabtastung verwendet werden, abei eine mit progressiver Abtastung arbeitende Signalquelle liefert bessere Ergebnisse. Eine Breitbildkamera hat ein größeres Bildseitenverhältnis und eine größere Videobandbreite im Vergleich zu einer Standard-NTSC-Kamera, wobei die Videobandbreite einer Breitbildkamera proportional dem Produkt ihres Bildseitenverhältnisses und der Gesamtanzahl der Zeilen pro Vollbild ist, neben anderen Faktoren. Bei gleichbleibender Abtastgeschwindigkeit der Breitbildkamera führt eine Vergrößerung des Bildseitenverhältnisses zu einer entsprechenden Erhöhung ihrer Videobandbreite sowie auch zu einer größerer, horizontalen Komprimierung der Bildinformation, wenn das Signal auf einem Standard-Fernsehempfänger mit einem Bildseitenverhältnis 4:3 wiedergegeben wird. Aus diesen Gründen ist es notwendig, das Breitbildsignal zu modifizieren, wenn es voll NTSC-kompatibel sein soll. Das Farbvideosignal, das von dem Kodiersystem nach Figur 1 verarbeitet wird, enthält sowohl Luminanz- als auch Chrominanzsignalkomponenten. Die Luminanz- und Chrominanzsignale enthalten sowohl nieder- als auch hochfrequente Informationen, welche in der nachfolgenden Beschreibung als „Tiefen" („lows") und „Höhen" („highs") bezeichnet werden. Die Breitbild-Farbvideosignale progressiver Abtastung, die eine große Bandbreite aufweisen und von der Kamera 10 kommen, werden in einer Einheit 12 matriziert, um die Luminanzkomponente Y und die Farbdifferenz-Signalkornponenten I und Q aus den Farbsignalen R, G und B abzuleiten. Die Breitbandsignale progressiver Abtastung werden mit der achtfachen Frequenz (8 · fsc) des Chrominanzhilfsträgers abgetastet und individuell von der analogen in die digitale (binäre) Form durch getrennte Analog/ Digital-Wnndler (A/D) in einer A/D-Einheit 14 umgewandelt, bevor sie individuell mittels getrennter vertikal-zeitlicher Tiefpaßfilter in einer Filtereinheit 16 gefiltert werden, um gefilterte Signale YF, IF und QF zu erzeugen. Diese Signale weisen jeweils die Form auf, wie sie durch die Wellenform A in Figur 2 angegeben ist. Die getrennten Filter sind lineare, zeitinvariante 3 χ 3-Filter von der Art, wie sie in Figur 10 gezeigt sind und noch erläutert werden. Diese Filter reduzieren die vertikal-zeitliche Auflösung leicht, insbesondere die diagonale vertikal-zeitliche Auflösung, um uneiwünschte Zeilensprungabtastungs-Artefakte (beispielsweise Flimmern, gezackte Kanten und andere auf Umfalteffekten beruhende Erscheinungen) im Hauptsignal (Komponente 1 in Figur 1) nach der Umwandlung der progressiven Abtastung in die Zeilensprungabtastung zu verhindern. Die Filter bewahren nahezu die volle Vertikalauflösung in stillstehenden Teilen des Bildes.The widescreen EDTV system is shown in more detail in Figure 1a. Reference is now made to Figure 1a. A progressive scan 525 line and 60 field per second wide-area camera 10 provides a widescreen color signal with components R, G, and B, and in this example a 5: 3 broit image aspect ratio. An interlaced signal source could also be used except that a progressive scan source provides better results. A widescreen camera has a larger aspect ratio and a larger video bandwidth compared to a standard NTSC camera, where the video bandwidth of a widescreen camera is proportional to the product of its aspect ratio and the total number of lines per frame, among other factors. At the same scanning speed of the wide-screen camera, increasing the aspect ratio results in a corresponding increase in its video bandwidth as well as greater horizontal compression of the image information when the signal is reproduced on a standard 4: 3 aspect ratio television receiver. For these reasons, it is necessary to modify the wide screen signal if it is to be fully NTSC compatible. The color video signal processed by the coding system of Figure 1 contains both luminance and chrominance signal components. The luminance and chrominance signals contain both low and high frequency information, which in the following description will be referred to as "lows" and "highs". The progressive scan widescreen color video signals having a wide bandwidth and coming from the camera 10 are matrixed in a unit 12 to derive the luminance component Y and the color difference signal components I and Q from the color signals R, G and B. The progressive scan wideband signals are sampled at eight times the frequency (8 x fsc) of the chrominance subcarrier and individually converted from analog to digital (binary) form by separate analog to digital converters (A / D) in an A / D unit 14 before being filtered individually by means of separate vertical-temporal low-pass filters in a filter unit 16 to produce filtered signals YF, IF and QF. These signals each have the shape as indicated by the waveform A in FIG. The separate filters are linear, time-invariant 3χ3 filters of the type shown in Figure 10 and discussed below. These filters easily reduce the vertical-temporal resolution, particularly the diagonal vertical-temporal resolution, to undesirable interlaced scanning artifacts (e.g., flickering, jagged edges, and other fold-over effects) in the main signal (component 1 in Figure 1) after conversion of the progressive ones To prevent sampling in the interlace scan. The filters preserve almost the full vertical resolution in still parts of the image.
Der Dehnungsfaktor (CEF) des Mittelteils ist eine Funktion der Differenz zwischen der Breite eines von einem Breitbildempfänger wiedergegebenen Bildes und der Breite eines von einem Standardempfänger wiedergegebenen Bildes. Die Bildbreite einer Breitbilddarstellung mit einem Bildseitenverhältnis von 5:3 ist 1,25mal größer als die Bildbreite einer Standardwiedergabe mitThe center stretch factor (CEF) is a function of the difference between the width of an image rendered by a wide-screen receiver and the width of an image rendered by a standard receiver. The image width of a widescreen image with an aspect ratio of 5: 3 is 1.25 times larger than the image width of a standard reproduction with
einem Bildseitenverhältnis von 4:3. Dieser Faktor von 1,25 ist ein vorläufiger Faktor für die Dehnung des Mittelteils, der eingestellt worden muß, um dam Überabtastungsbereich eines Standardempfängers Rechnung zu tragen und eine absichtliche leichte Überlappung der Bereichsgrenzen zwischen den Mittel- und Randteilen zu berücksichtigen, wie es noch erläutert wird, Diese Gesichtspunkte schreiben einen Dehnungsfaktor CEF von 1,19 vor.an aspect ratio of 4: 3. This factor of 1.25 is a preliminary factor for the midsection stretch which must be adjusted to account for the oversampling range of a standard receiver and to account for intentional slight overlap of the area boundaries between the center and edge portions, as will be discussed These considerations prescribe a CEF of 1.19.
Die Signale der progressiven Abtastung aus dem Filternetzv.erk 16weisen eine Bandbreite von O bis 14,32 MHz auf und werden jeweils in Signale des 2:1-Zeilensprungformats mit Hilfe von Progressiv/Zeilensprungabtast-Wandlern(P/Z-Wandler) 17a, 17b und 17 c umgewandelt, deren Einzelheiten noch in Verbindung mit den Figuren 22 und 23 erörtert werden. Die Bandbreite der Ausgangssignale IF', QF' und YF' von den P/Z-Wandlern 17 a bis 17 c beläuft sich auf einen Bereich von 0 bis 7,16MHz, da die Horizontal-Abtastfrequenz für Signale der Zeilensprungabtastung die Hälfte der Signale der progressiven Abtastung ist. Bei demThe progressive scan signals from the filter network 16 have a bandwidth of 0 to 14.32 MHz and are respectively converted into 2: 1 interlaced format signals by progressive scan interlaced (P / Z) converters 17a, 17b and 17 c, the details of which will be discussed in connection with FIGS. 22 and 23. The bandwidth of the output signals IF ', QF' and YF 'from the P / Z converters 17 a to 17 c amounts to a range of 0 to 7.16 MHz, since the horizontal scanning frequency for interlaced scanning signals half of the signals is progressive sampling. In which
Abtastmuster genommen wird, um das Hauptsignal im 2:1-Zeilensprungformatzu erzeugen.Scanning pattern is taken to generate the main signal in 2: 1 interlaced format.
Es wird ausdrücklich jedes progressive Abtastsignal in das 2:1-Zeilensprungformat umgewandelt, undzwar durch Beibehaltung entweder der ungeradzahligen oder der geradzahligen Zeilen in jedem Halbbild, und Auslesen der zurückgehaltenen Bildelemente mit einer Frequenz von 4 x fsc (14,32MHz), Die gesamte darauffolgende digitale Verarbeitung der durch Zeilensprungabtastung gewonnenen Signale erfolgt mit einer Frequenz von 4 x fsc.Specifically, each progressive scan signal is converted to the 2: 1 interlaced format, by maintaining either the odd or even lines in each field, and reading the retained pels at a frequency of 4 x fsc (14.32 MHz), all subsequent digital processing of the interlaced scanning signals is performed at a frequency of 4 x fsc.
Zeilensprungformat unterabgetastete Luminanzversion der vorgefilterten Komponente der progressiven Abtastung. Ein anderes Ausgangs(Luminanz)-Signal des Netzwerkes 17c, YT, enthält die zeitliche Information, die von der Halbbild-Differenzinformation abgeleitet ist und einen zeitlichen Vorhersage- oder Interpolationsfehler zwischen tatsächlichen und vorhergesagten Werten der Luminanz-Abtastmuster repräsentiert, die im Empfänger „fehlen", wie es noch erläutert wird. Die Vorhersage basiert auf einer zeitlichen Mittelung der Amplituden der .Vor"- und „Nach"-Bildelemente, die im Empfänger vertügbar sind. Das Signal YT, ein Luminanz-„Helfer"-Signal, trägt dazu bei, das Signal der progressiven Abtastung im Empfänger wiederherzustellen und legt im Prinzip über einen Fehler Rechenschaft ab, den der Empfänger der Erwartung nach hinsichtlich nichtstationärer Bildsignale machen kann, und erleichtert die Auslöschung eines solchen Fehlers im Empfänger. In den unbewegten Teilen eines Bildes ist der Fehler Null, und im Empfänger wird die volle Wiederherstellung durchgeführt. Es wurde gefunden, daß ein Chrominanz-Helfersignal praktisch nicht notwendig ist, und daß ein Luminanz-Helfersignal zur Erzielung guter Ergebnisse ausreicht, da das menschliche Auge für fehlende vertikale oder zeitliche Chrominanzdetails weniger empfindlich ist. Die Figur 2 a veranschaulicht den verwendeten Algorithmus zur Entwicklung eines Helfersignals YT. Nachfolgend wird auf Figur 2 a Bezug genommen. Die Bildelemente A, X und B in dem progressiven Abtastsignal nehmen dieselbe räumliche Position in einem Bild ein. Die schwarzen Bildelemente, beispielsweise A und B, werden als Hauptsignal übertragen und sind im Empfänger verfügbar. Ein weißes Bildelement, beispielsweise X, wird nicht übertragen und von einer zeitlichen Vollbildmittelung (A + B)/2 vorhergesagt. Das heißt, in dem Kodierer wird für „fehlende" Bildelemente X durch Mittelung der Amplituden der „Vor"-und „Nach"-Bildelemente A und Beine Vorhersage getroffen. Der Vorhersagewert (A + B)/2 wird von dem tatsächlichen Wert X substrahiert, um ein Vorhersagefehlersignal zu erzeugen, entsp-echend dem Helfersignal, mit einer Amplitude gemäß dem Ausdruck X - (A + B)/2. Dieser Ausdruck kennzeichnet die zeitliche Halbbild-Differenzinformation außer der Information der zeitlichen Vollbildmittelung. Das Helfersignal wird mittels eines 750kHz-Tiefpaßfilters horizontal einer Tiefpaßfilterung unterzogen und als Helfersignal YT übertragen. Die Bandbegrenzung des Helfersignals auf 75OkHz ist notwendig, um dieses Signal vor dem Interferieren mit dem nächstniederen HF-Kanal zu bewahren, nachdem dieses Signal auf den HF-Bildträger moduliert ist. Im Empfänger erfolgt unter Verwendung eines Mittelwertes der Abtastmuster A und B eine gleichartige Vorhersage des fehlenden Bildelementes X, und der Vorhersagefehler wird zu derVorhersage addiert. Das heißt.Xwird durchAddition des Vorhersagefehlers X - (A + B)/2zud?m zeitlichen Mittelwert (A + B)/2 wiedergewonnen. Auf diese Weise erleichtert das Helfersignal die Umwandlung vom Zeilensprungformat in das progressive Abtastformat.Interlaced sub-sampled luminance version of the prefiltered progressive scan component. Another output (luminance) signal of the network 17c, YT, contains the temporal information derived from the field difference information representing a temporal prediction or interpolation error between actual and predicted values of the luminance sampling patterns which are missing in the receiver The prediction is based on a time averaging of the amplitudes of the "before" and "after" picture elements that are available in the receiver, the signal YT, a luminance "helper" signal, contributes to this in effect restoring the progressive scan signal in the receiver and, in principle, accounting for an error that the receiver can expect to make with respect to non-stationary image signals, and facilitates the cancellation of such error in the receiver. In the still parts of an image the error is zero, and in the receiver the full recovery is done. It has been found that a chrominance helper signal is not practically necessary and that a luminance helper signal is sufficient for good results because the human eye is less sensitive to missing vertical or temporal chrominance details. FIG. 2 a illustrates the algorithm used for developing a helper signal YT. In the following, reference is made to FIG. 2 a. The picture elements A, X and B in the progressive scan signal occupy the same spatial position in an image. The black pixels, such as A and B, are transmitted as the main signal and are available in the receiver. A white picture element, for example X, is not transmitted and predicted by a frame averaging (A + B) / 2. That is, in the encoder, prediction is made for "missing" picture elements X by averaging the amplitudes of the "before" and "after" picture elements A and legs The predicted value (A + B) / 2 is subtracted from the actual value X. to generate a prediction error signal, corresponding to the helper signal, having an amplitude according to the expression X - (A + B) / 2 This term identifies the temporal field difference information except the information of the time frame averaging The helper signal is generated by means of a 750kHz The band limiting of the helper signal to 75OkHz is necessary to keep this signal from interfering with the next lower RF channel after this signal is modulated onto the RF picture carrier using an average of the sample patterns A and B, a similar prediction of the missing picture element X, and the prediction error is added to the prediction. That is, X is retrieved by adding the prediction error X - (A + B) / 2 at the time average (A + B) / 2. In this way, the helper signal facilitates the interlaced conversion to the progressive scan format.
Das Helfersignal, das durch den offenbarten zeitlichen Vorhersagealgorithmus vorteilhaft erzeugt wird, ist ein Signal mit geringem Energieinhalt im Vergleich zu einem Vorhersagesignal, das durch andere Algorithmen erzeugt wird, beispielsweise durch den Algorithmus zur Erzeugung eines Zeilendifferenzsignals, der von M.Tsinberg in einem Artikel „ENTSC Two-Channel Compatible HDTV System" beschrieben ist, veröffentlicht in IEEE Transactions on Consumer Electronics, Band CE-33, No.3, August 1987, Seiten 146 bis 153. In stillstehenden Bereichen eines Bildes ist die Fehlerenergie gleich Null, weil die Vorhersage vollkommen ist. Ein Zustand niedriger Energie manifestiert sich durch stillstehende und praktisch stillstehende Bilder (z. B. eine Nachrichtensendung mit einem Reporter vor einem stillstehenden Hintergrund).The helper signal, which is advantageously generated by the disclosed temporal prediction algorithm, is a low energy content signal compared to a predictive signal generated by other algorithms, for example the row difference signal generation algorithm described by M. Tsinberg in an article " ENTSC Two Channel Compatible HDTV System ", published in IEEE Transactions on Consumer Electronics, Vol. CE-33, No.3, August 1987, pages 146 to 153. In idle areas of an image, the error energy is zero because the prediction A low-energy state manifests itself through static and virtually static images (such as a news bulletin with a reporter against a static background).
Es hat sich gezeigt, daß der offenbarte Algorithmus die am wenigsten störenden Artefakte nach der Bildrekonstruktion im Empfänger verursacht, und daß das von diesem offenbarten Algorithmus erzeugte Helfersignal seine Nützlichkeit behält, nachdem es auf etwa 75OKHz bandbegrenzt (gefiltert) worden ist. Das von dem offenbarten Algorithmus erzeugte Helfersignal weist vorteilhafterweise bei unbewegter Bildinformation eine Energie von Null auf, und infolgedessen wird ein zu einem stillstehenden Bild gehöriges Helfersignal durch Filterung nicht beeinträchtigt.It has been found that the disclosed algorithm causes the least disturbing artifacts after image reconstruction in the receiver, and that the helper signal generated by this disclosed algorithm retains its usefulness after being band limited (filtered) to about 75 oKHz. The helper signal generated by the disclosed algorithm advantageously has zero energy at still image information, and as a result, a helper signal associated with a still image is not affected by filtering.
Auch wenn das Helfersignal nicht übertragen wird, ist die Rekonstruktion des Breitbildes wesentlich besser. In einem solchen Fall erscheinen stillstehende Teile des Bildes viel schärfer als in einem NTSC-Standardbild, allerdings werden bewegte Teile etwas „weicher" und können einen „Schwebungs"-Artefakt enthalten. Ein Rundfunksender braucht also das Helfersignal nicht von Anfang an zu übertragen, sondern kann wählen, die HF-Übertragung zu einem späteren Zeitpunkt zu verbessern. Das offenbarte System der zeitlichen Vorhersage ist nützlich sowohl für progressive Abtastung als auch für Zeilensprung-Abtastung mit höheren als den Standard-Zeilenfrequenzen, sie funktioniert jedoch am besten bei einer Quelle der progressiven Abtastung, bei welcher Bildpunkte A, X und B die gleiche räumliche Position in einem Bild belegen, was zu einer vollkommenen Vorhersage für stillstehende Bilder führt. Die zeitliche Vorhersage wird jedoch auch in stillstehenden Bereichen eines Bildes unvollkommen sein, wenn das Original-Breitbild aus einer mit Zeilensprungabtastung arbeitenden Signalquelle kommt. In einem solchen Fall hat das Helfersignal mehr Energie und wird geringe Artefakte in stillstehenden Teilen eines rekonstruierten Bildes einführen. Versuche haben gezeigt, daß die Verwendung einer Zeilensprung-Signalquelle zwar annehmbare Ergebnisse bringt mit Artefakten, die nur bei näherer Betrachtung wahrnehmbar werden, daß aber eine Quelle von Signalen bei Progressivabtastung weniger Artefakte bringt und bessere Ergebnisse liefert.Even if the helper signal is not transmitted, the reconstruction of the widescreen is much better. In such a case, still parts of the image appear much sharper than in an NTSC standard image, however, moving parts become somewhat "softer" and may contain a "beating" artifact. Thus, a broadcasting station does not need to transmit the helper signal from the beginning, but may choose to improve the RF transmission at a later time. The disclosed temporal prediction system is useful for both progressive scanning and interlaced scanning at higher than the standard line frequencies, but it works best with a progressive scan source in which pixels A, X and B occupy the same spatial position in one picture, resulting in a perfect prediction for still pictures. However, the temporal prediction will be imperfect even in still areas of an image when the original widescreen comes from an interlaced scanning signal source. In such a case, the helper signal will have more energy and will introduce small artifacts in still parts of a reconstructed image. Although experiments have shown that the use of an interlaced signal source gives acceptable results with artifacts that are only noticeable upon closer inspection, a source of progressive scan signals will bring less artifacts and better results.
In der Anordnung nach Figur 1 a werden die im Zeilensprungforrnat vorliegenden Breitbildsignnle IF', QF' und YF' von den P/Z-Wandlern 17a bis 17c jeweils in einem zugehörig™ Honzontal-Tiefpaßfilter 19a bzw. 19b bzw. 19c qefiltert, um ein Signal IF" mit einer Bandbreite von 0 bis 600KHz, ein Signal QF" mit einer Bandbreite von 0 bis 600KHz und ein Signal YF" mit einer Bandbreite von O bis 5 MHz zu erzeugen. Diese Signale werden anschließend einem Vorgang der Bildformat-Kodierung unterworfen, wobei jedes dieser Signale in das 4:3-Format gebracht wird. Dies geschieht mittels einer Bildformat-Kodiereinrichtung, zu der eine Rand-Mittelteil-Trenneinrichtung und Verarbeitungseinheit 18 gehört. Kurz gesagt wird der Mittolbereicn einer jeden Breitbild-Zeile zeitlich gedehnt und in den wiedergegebenen Teil der aktiven Zeilendauer mit einem Bildseitenverhältnis 4:3 abgebildet. Die zeitliche Dehnung bewi-irt eine Verminderung der Bandbreite, so daß die Zeilensprungfrequenzen des Original-Breitbildsignals mit dp; Bandbreite des NTSC-Standarda kompatibel gemacht werden. Die Randteile werden in Horizontalfrequenzbänder aufgespalten, so daß die Komponente, welche die hochfrequenten Anteile („Höhen") der Farbe des I- und des Q-Signals enthält, eine Bandbreite von 83KHz bis 600KHz aufweist (wie für das Signal IH in Figur 7 gezeigt) und die Komponente, welche die „Höhen" des Luminanzsignals Y enthält, eine Bandbreite von 70OKHz bis 5,0MHz aufweist (wie für das Signal YH in Figur 6 gezeigt). Die niedrigfrequenten Anteile („Tiefen") der Randteile, d. h. die gemäß den Figuren 6 und 7 entwickelten Signale YO, IO und QO, enthalten eine Gleichstromkomponente und werdenIn the arrangement of Figure 1 a, the wide-format signals IF ', QF' and YF 'present in the interlaced format are filtered by the P / Z converters 17a to 17c respectively in an associated ™ vertical low-pass filter 19a, 19b and 19c, respectively Signal IF "with a bandwidth of 0 to 600KHz, a signal QF" with a bandwidth of 0 to 600KHz and a signal YF "with a bandwidth of 0 to 5MHz to produce These signals are then subjected to a process of image format encoding, each of these signals being brought into the 4: 3 format by means of an image format encoder including an edge center divider and processing unit 18. Briefly, the center of each widow line is time stretched and written into the The portion of the active line duration shown in FIG. 4 is represented with an aspect ratio of 4: 3. The time stretching effects a reduction of the bandwidth, so that the interlaced frequencies of the original B riding picture signal with dp; Bandwidth of the NTSC standard. The edge portions are split into horizontal frequency bands so that the component containing the high frequency components ("highs") of the color of the I and Q signals has a bandwidth of 83KHz to 600KHz (as shown for signal IH in Figure 7) ) and the component containing the "heights" of the luminance signal Y has a bandwidth of 70OKHz to 5.0MHz (as shown for signal YH in Fig. 6). The low frequency components ("lows") of the edge portions, i.e. the signals Y0, IO and Q0 developed in accordance with Figures 6 and 7, contain and become a DC component
unter zeitlicher Komprimierung in den linken und rechten Horizontal-Überabtastungsbereich einer jeden Zeile abgebildet. Die Randteil-Höhen werden gesondert verarbeitet. Einzelheiten dieses Bildformat-Kodierungsvorgangs werden nachstehend erläutert.mapped into the left and right horizontal oversampling areas of each line under temporal compression. The edge heights are processed separately. Details of this aspect ratio encoding process will be explained below.
Für die Betrachtung der nachstehend beschriebenen Einzelheiten der Kodierung ist es hilfreich, auch die Figur 1 e zu betrachten, die den Prozeß der Kodierung der Komponenten 1,2,3 und 4 im Zusammenhang mit der wiedergewonnenen Mittel- und Randteilinformation veranschaulicht. Die gefilterten Zeilensprungsignale IF", QF" und YF" werden von der Randteil/Mittelteil-Trenneinrichtung und Verarboitungseinrichtung 18 verarbeitet, um drei Gruppen von Ausgangssignalen zu erzeugen: YE, IE und QE; YO, IO und QO und YH, IH und QH). Die ersten beiden Signaigruppen (YE, IE, QE und YO, IO, QO) werden zu einem Signal verarbeitet, das eine Mittelteilkomponente mit voller Bandbreite und die Luminanz-Tiefen der Randteile enthält, die in die Horizontal-Überabtastungsbereiche gepreßt sind. Die dritte Signalgruppe (YH, IH, QH) wird zu einem Signal verarbeitet, das die Randteil-Höhen enthält.For consideration of the details of coding described below, it will also be helpful to consider Figure 1e, which illustrates the process of coding components 1,2,3 and 4 in conjunction with the recovered center and margin information. The filtered interlaced signals IF ", QF" and YF "are processed by the edge part / center part separator and processing means 18 to produce three groups of output signals: YE, IE and QE; YO, IO and QO and YH, IH and QH) The first two sets of symbols (YE, IE, QE, and YO, IO, QO) are processed into a signal containing a full bandwidth midsection component and the luminance depths of the edge portions pressed into the horizontal oversampling areas Signal group (YH, IH, QH) is processed into a signal containing the edge part heights.
Wenn diese Signale kombiniert werden, erhält man ein NTSC-kompatibles Breitbildsignal mit einem Bildseitenverhältnis 4:3. Einzelheiten der die Einheit 18 bildenden Schaltungen sind in den Figuren 6, 7 und 8 gezeigt und werden in Verbindung mit diesen Figuren 6,7 und 8 beschrieben.When these signals are combined, a NTSC-compatible widescreen signal with a 4: 3 aspect ratio is obtained. Details of the circuits forming the unit 18 are shown in Figures 6, 7 and 8 and will be described in connection with these Figures 6, 7 and 8.
Die Signale YE, IE und QE enthalten die vollständige Mittolteilinformation und haben dasselbe Format, wie es in der Figur 3 für das Signal YE gezeigt ist. Das Signal YE wird aus dem Signal YE" kurz gesagt wie folgt abgeleitet. Das Breitbildsignal YF" enthält Bildelemente 1 bis 754, die während des aktiven Zeilenintervalls des Breitbildsignals erscheinen und sowohl Randteil- als auch Mittelteilinformationen enthalten. Die breitbandige MiUelteilinformation (Bildelemente 75 bis 680) wird als Mittelteil-Luminanz-Signal YC mittels eines Zeit-Demultiplexverfahr^ns extrahiert. Das Signal YC wird zeitlich gedehnt, und zwar um den Mittelteil-Dehnungsfaktor 1,19 (d. h. 5,0 MHz:4,2 MHz), um das NTSC-kompatible Mittelteilsignal YE zu erzeugen. Das Signal YE weist eine NTSC-kompatible Bandbreite (0 bis 4,2MHz) infolge der zeitlichen Dehnung um den Faktor 1,19 auf. Das Signal YE belegt das Bildwiedergabeintervall TD (Figur 2) zwischen den Überabtastungsbereichen TO. Die Signale IE und QE werden aus den Signalen IF" bzw. QF" abgeleitet und in gleichartiger Weise verarbeitet wie das Signal YE. Die Signale YO, IO und QO enthalten die niedrigfrequenten Anteile („Tiefen") der Randteilinformation, die in den linken und den rechten Horizontal-Überabtastungsbereich eingefügt sind. Die Signale YO, IO und QO haben das gleiche Format, wie es für das Signal YO in der Figur 3 gezeigt ist. Das Signal YO wird aus dem Signal YF" kurz gesagt wie folgt abgeleitet. Das Breitbildsignal YF" enthält linke Randteilinformation in den Bildelementen 1 bis 84 und rechte Randteilinformation in den Bildelementen 671 bis 754. Wie noch zu erläutern ist, wird das Signal YF" tiefpaßgefiltert, um ein Luminanz-Tiefensignal mit einer Bandbreite von 0 bis 700KHz zu erzeugen, aus dem dann mittels eines Zeit-Demultiplexverfahrens ein linkes und ein rechtes Randteil-Tiefensignal extrahiert wird (Signal YL' in Figur 3). Das Luminanz-Tiefensignal YL' wird zeitlich komprimiert, um das Randteil-Tiefensignal YO mit der komprimierten niedrigfrequenten Information in den Überabtastungsbereichen zu erzeugen, also in den Bildelementen 1 bis 14 und 741 bis 754. Das komprimierte Randteil-Tiefensignal weist eine proportional zum Maß der Zeitkompression erhöhte Bandbreite auf. Die Signale IO und QO werden aus den Signalen IF" bzw. QF" entwickelt und in gleichartiger Weise verarbeitet wie das Signal YO.The signals YE, IE and QE contain the complete center part information and have the same format as shown in FIG. 3 for the signal YE. The signal YE is derived from the signal YE "in short as follows: The wide-field signal YF" includes picture elements 1 to 754 which appear during the active line interval of the wide-screen signal and contain both edge-part and center-part information. The wideband component information (picture elements 75 to 680) is extracted as a center part luminance signal YC by means of a time demultiplexing method. The YC signal is time stretched by the center portion expansion factor 1.19 (i.e., 5.0 MHz: 4.2 MHz) to produce the NTSC compatible center sub-signal YE. The signal YE has an NTSC compatible bandwidth (0 to 4.2 MHz) due to the time expansion by a factor of 1.19. The signal YE occupies the picture display interval TD (Fig. 2) between the oversampling areas TO. The signals IE and QE are derived from the signals IF "and QF" and processed in a similar manner as the signal YE. The signals Y0, IO and Q0 contain the low-frequency parts ("depths") of the edge-part information, which are inserted in the left and right horizontal oversampling areas. The signals Y0, IO and Q0 have the same format as that for the signal Y0 is shown in Fig. 3. The signal Y0 is derived from the signal YF "in short as follows. The wide-field signal YF "contains left-hand edge information in the picture elements 1 to 84 and right-hand edge information in the picture elements 671 to 754. As will be explained, the signal YF" is low-pass filtered to produce a luminance depth signal having a bandwidth of 0 to 700KHz from which a left and a right edge part depth signal are then extracted by means of a time-demultiplexing method (signal YL 'in FIG. 3). The luminance depth signal YL 'is time-compressed to generate the edge portion depth signal YO having the compressed low-frequency information in the oversampling areas, that is, the picture elements 1 to 14 and 741 to 754. The compressed edge portion depth signal is proportional to the measure of Time compression increased bandwidth. The signals IO and QO are developed from the signals IF "and QF" and processed in the same way as the signal YO.
Die Signale YE, IE, OE und YO, IO und QO werden durch eine Randteil/Mittelteil-Kombinationsschaltung 28, z. B. einen Zeitmultiplexer, miteinander kombiniert, um Signale YN, IN und QN mit einer NTSC-kompatiblen Bandbreite und einem Bildseitenverhältnis 4:3 zu erzeugen. Diese Signale haben die Form des in Figur 3 dargestellton Signals YN. Die Kombinationsschaltung 28 enthält ferner geeignete Signalverzögerungen, um die Laufzeiten der zu kombinierenden Signale einander anzugleichen. Solche ausgleichenden Signalverzögerungen befinden sich auch an anderen Stellen des Systems überall dort, wo es gilt, Signallaufzeiten anzugleichen.The signals YE, IE, OE and YO, IO and QO are represented by a border part / center part combining circuit 28, e.g. As a time division multiplexer, combined to produce signals YN, IN and QN with an NTSC-compatible bandwidth and a 4: 3 aspect ratio. These signals take the form of the signal YN shown in FIG. Combination circuit 28 also includes appropriate signal delays to equalize the durations of the signals to be combined. Such compensating signal delays are also found elsewhere in the system where signal transit times are required.
Ein Modulator 30, ein Bandpaßfilter 32, ein Horizontal/Vertikal/Zeit-Bandsperrfilter 34 und die Kombinationsschaltung 36 stellen einen verbesserten NTSC-Signalkodierer 31 dar. Die Chrominanzsignalkomponenten IN und QN werden mittels des Modulators 30auf uinen Hilfsträger SC der NTSC-Farbhilfsträgerfrequenz von nominell 3,58MHz moduliert, um ein moduliertes Signal CN zu erzeugen. Der Modulator 30 ist herkömmlicher Bauart und wird in Verbindung mit Figur 9 beschrieben. Das modulierte Signal CN erfährt eine Bandpaßfilterung in vertikaler (V) und zeitlicher (T) Dimension im zweidimensionalen (V-T)-Filter 32, das Übersprech-Artefakte im Zeilensprung-Chrominanzsignal entfernt, bevor dieses Signal als Signal CP auf einen Chrominanzsignaleingang der Kombinationsschaltung 36 gegeben wird. Das Luminanzsignal YN erfährt eine Bandsperrfilterung in horizontaler (H), vertikaler (V) und zeitlicher (T) Dimension mittels des dreidimensionalen H-V-T-Bandsperrfilters 34, bevor es als Signal YP an einen Luminanzeingang der Kombinationsschaltung 36 gelegt wird. Die Filterung des Luminanzsignals YN und der Chrominanz-Farbdifferenzsignale IN und QN soll sicherstellen, daß nach der anschließenden NTSC-Kodierung das Übersprechen zwischen Luminanz und Chrominanz wesentlich reduziert ist. Mehrdimensionale räumlichzeitliche Filter wie das H-V-T-Filter 34 und das V-T-Filter 32 in Figur 1 a haben eine Struktur, wie sie in Figur 10 gezeigt ist und nachstehend beschrieben wird.A modulator 30, a bandpass filter 32, a horizontal / vertical / temporal notch filter 34 and combining circuit 36 constitute an improved NTSC signal coder 31. The chrominance signal components IN and QN are modulated by the modulator 30 to a subcarrier SC of nominal NTSC color subcarrier frequency , 58MHz modulated to produce a modulated signal CN. The modulator 30 is of conventional design and will be described in conjunction with FIG. The modulated signal CN undergoes vertical (V) and temporal (T) dimension bandpass filtering in the two-dimensional (VT) filter 32 which removes crosstalk artifacts in the interlaced chrominance signal before applying that signal as a signal CP to a chrominance signal input of the combining circuit 36 becomes. The luminance signal YN undergoes band-stop filtering in horizontal (H), vertical (V), and temporal (T) dimensions by means of the three-dimensional H-V-T band notch filter 34 before being applied as a signal YP to a luminance input of the combining circuit 36. The filtering of the luminance signal YN and the chrominance color difference signals IN and QN is intended to ensure that the crosstalk between luminance and chrominance is substantially reduced after the subsequent NTSC coding. Multi-dimensional spatio-temporal filters such as the H-V-T filter 34 and the V-T filter 32 in Figure 1 a have a structure as shown in Figure 10 and described below.
Das H-V-T-Bandsperrfilter 34 in Figur 1 a hat den in Figur 10b gezeigten Aufbau und entfernt die Frequenzkomponenten sich aufwärts bewegender Diagonalen aus dem Luminanzsignal YN. Diese Frequenzkomponenton sind in ihrem Erscheinungsbild ähnlich wie Komponenten des Farbhilfsträgers und werden entfernt, um eine Lücko im Frequenzspektrum herzustellen, wo modulierte Chrominanzinformation eingefügt wird. Die Wegnahme der Frequenzkomponenten sich aufwärts bewegender Diagonalen aus dem Luminanzsignal YN verschlechtert ein wieddrgegebenes Bild nicht sichtbar, denn es wurde festgestellt, daß das menschliche Augo fürsolche Frequenzkomponenten praktisch unempfindlich ist, Das Filter 34 weist eine Grenzfrequenz von ungefähr 1,5MHz auf, um die Vertikaldetailinformation in der l.uminanz nicht zu beeinträchtigen.The H-V-T band-stop filter 34 in Fig. 1a has the structure shown in Fig. 10b and removes the frequency components of upward-moving diagonals from the luminance signal YN. These frequency components are similar in appearance to components of the color subcarrier and are removed to produce a gap in the frequency spectrum where modulated chrominance information is inserted. The removal of the frequency components of upwardly moving diagonals from the luminance signal YN does not visibly degrade a reproduced image because it has been found that human Augo is virtually insensitive to such frequency components. Filter 34 has a cutoff frequency of approximately 1.5 MHz in order to obtain the vertical detail information in the l.uminanz not to be affected.
Das V-T-Bandpaßfilter32 reduziert die Chrominanz-Bandbieite, so daß die modulierte Chrominanzinformation der Randteile in die Lücke eingesetzt werden kann, die, wie oben beschrieben, vom Filter 34 im Luminanzspektrum geschaffen ist. Das Filter 32 reduziert die vertikale und zeitliche Auflösung der Chrominanzinformation, so daß stille und bewegte Kanten leicht verwischt werden, was jedoch wenig oder gar keine Folgen hat, weil das menschliche Augo für solche Effekte unempfindlich ist. Die Kombinationsschaltung 36 liefert an ihrem Ausgang ein Mittelteil/Randteil-Tiefensignal C/SL, das wiederzugebende NTSC-kompatible Information enthält, die aus dem Mittelteil des Breitbildsignals abgeleitet ist, sowie komprimierte Randteil-Tiefen (sowohl Luminanz wie auch Chrominanz), die aus den Randteilen des Breitbildsignals abgeleitet sind und nun in den linken und echten Horizontal-Überabtastungsbereichen eingeordnet sind, wobei sie von einem Betrachter auf einem NTSC-EmpfängerThe V-T bandpass filter 32 reduces the chrominance band widths so that the modulated chrominance information of the edge portions can be inserted into the gap created by the filter 34 in the luminance spectrum, as described above. The filter 32 reduces the vertical and temporal resolution of the chrominance information, so that quiet and moving edges are easily blurred, but with little or no consequences, because human Augo is insensitive to such effects. The combiner circuit 36 provides at its output a mid-section / edge-subcircuit signal C / SL, which contains NTSC-compatible information to be reproduced, derived from the center portion of the wide-screen signal, and compressed edge sub-lows (both luminance and chrominance) derived from the Are derived in the left and true horizontal oversampling areas, by a viewer on an NTSC receiver
nicht zu sehen sind. Die komprimierten Randteil-Tiefen im Überabtastungsbereich bilden den einen Bestandteil der Randteilinformation für eine Breitbildwiedergabe. Der andere Bestandteil, die Randteil-Höhen, wird durch die Verarbeitungseinheit 18 entwickelt, wie es unten beschrieben wird. Die Randteil-Höhensignale YH (Luminanzhöhen), IH(I-Höhen) und QH (Q-Höhen) sind in der Figur 4 gezeigt. Die Figuren 6,7 und 8 zeigen eine Anordnung zur Entwicklung dieser Signale, wie es noch beschrieben wird. Die in Figur 4 dargestellten Signale YH, IH und QH enthalten hochfrequente Informationen des linken Randteils in den Bildelementen 1 bis 84 und hochfrequente Informationen des rechten Randteils in den Bildelemenien 671 bis 754.not to be seen. The compressed edge part depths in the oversampling area form part of the edge part information for widescreen reproduction. The other component, the margin heights, is developed by the processing unit 18, as described below. The edge part height signals YH (luminance heights), IH (I-heights) and QH (Q-heights) are shown in FIG. Figures 6, 7 and 8 show an arrangement for developing these signals, as will be described. The signals YH, IH and QH shown in FIG. 4 contain high-frequency information of the left edge part in the picture elements 1 to 84 and high-frequency information of the right edge part in the picture elements 671 to 754.
Der Mittelteilbereich des Signals C/SL wird in der Intraframe-Mittelungsschaltung 38 verarbeitet, um ein Signal zu erzeugen, das an den Eingang der Additionsstufe 40 geführt wird. Das intraframe-gemittelte Signal N ist im wesentlichen identisch mit dem Signal C/SL wegen der gut sichtbaren Korrelation der Intraframe-Bild-Information des Signals C/SL. Die Mittelungsschaltung 38 mittelt das Signal C/SL oberhalb von ungefähr 1,5MHz und trägt dazu bei, vertikalzeitliches Übersprechen zwischen dem Hauptsignal und den Zusatzsignalen zu reduzieren oderzu eliminieren. Der Hochpaß-Frequenzbereich von 1,5MHz und darüber, in welchem die Intraframe-Mittelungsschaltung 38 arbeitet, wurde deswegen gewählt, damit eine vollständige Intraframe-Mittelung für Informationen bei 2 MHz und darüber stattfindet, um zu verhindern, daß Luminanz-Vertikaldetailinformation durch den Prozeß der Intraframe-Mittelung beeinträchtigt wird. Horizontal-Übersprechen wird durch ein 200-KHz-Sicherheitsband zwischen einem Filter, das zur Intraframe-Mittelungsschaltung 38 im Kodierer 31 gehört, und einem Filter, das zu einer Intraframe-Verarbeitungseinheit im Dekodierer nach Figur 13 gehört, eliminiert. Die Figur 11b zeigt Einzelheiten der für die Höhen vorgesehenen Intraframe-Mittelungsschaltung 38, Die Figuren 11 bund 13 werden nachfolgend erläutert. Die Signale IH, QH und XH werden mit Hilfe eines NTSC-Kodierers 60, der dem Kodierer 31 ähnlich ist, in das NTSC-Format gebracht. Im einzelnen enthält der Kodierer 60 eine Einrichtung des in Figur 9 gezeigten Typs sowie eine Einrichtung zur Quadraturmodulation der Höhen der Randteil-Chrominanz-Information auf die Höhen der Randteil-Luminanz-Information bei 3,58MHz, um ein Signal NTSCH zu erzeugen, welches die Höhen der Randteil-Information im NTSC-Format darstellt. Dieses Signal ist in Figur 5 gezeigt.The mid-portion of the signal C / SL is processed in the intraframe averaging circuit 38 to produce a signal which is fed to the input of the adder 40. The intraframe-averaged signal N is substantially identical to the signal C / SL because of the highly visible correlation of the intraframe image information of the signal C / SL. The averaging circuit 38 averages the signal C / SL above approximately 1.5 MHz and helps to reduce or eliminate vertical time crosstalk between the main signal and the supplemental signals. The high pass frequency range of 1.5MHz and above, in which the intraframe averaging circuit 38 operates, has been chosen so that full intraframe averaging for information at 2 MHz and above takes place to prevent luminance vertical detail information from passing through the process intraframe averaging is affected. Horizontal crosstalk is eliminated by a 200 KHz guard band between a filter belonging to the intraframe averaging circuit 38 in the encoder 31 and a filter belonging to an intraframe processing unit in the decoder of Figure 13. FIG. 11b shows details of the intraframe averaging circuit 38 provided for the heights. FIGS. 11 and 13 will be explained below. The signals IH, QH and XH are brought into the NTSC format by means of an NTSC encoder 60, which is similar to the encoder 31. Specifically, the encoder 60 includes means of the type shown in Figure 9 and means for quadrature modulating the heights of the edge-portion chrominance information to the heights of the edge-portion luminance information at 3.58 MHz to produce a signal NTSCH comprising the Represents heights of the margin information in NTSC format. This signal is shown in FIG.
Die Anwendung einer mehrdimensionalen Bandpaßfilterung in den NTSC-Kodierern 31 und 60 gestattet es in vorteilhafter Weise, daß die Luminanz- und Chrominanzkomponenten praktisch frei von Übersprechen im Empfänger voneinander getrennt werden, wenn der Empfänger eine komplementäre mehrdimensionale Filterung zur Trennung von Luminanz- und Chrominanzinformation verwendet. Die Verwendung komplementärer Filter für die Kodierung und Dekodierung von Luminanz und Chrominanz werden als kooperative Verarbeitung bezeichnet; sie ist ausführlich von CH. Strolle in einem Artikel mit dem Titel „Cooperative Processing for Improved Chrominance/Luminance Separation" beschrieben, veröffentlicht im SMPTE Journal, Band 95, Nr.8, August 1986, Seiten 782 bis 789. Selbst Standardempfänger, die herkömmliche Kerbfilter und Zeilenkammfilter benutzen, profitieren von der Verwendung einersolchen mehrdimensionalen Vorfilterung im Kodierer, indem sie weniger Übersprechen zwischen Chrominanz und Luminanz zeigen.The use of multi-dimensional bandpass filtering in the NTSC encoders 31 and 60 advantageously allows the luminance and chrominance components to be separated from each other substantially free of crosstalk in the receiver when the receiver uses complementary multidimensional filtering to separate luminance and chrominance information , The use of complementary filters for the encoding and decoding of luminance and chrominance are referred to as cooperative processing; she is in detail by CH. Strolle in an article entitled "Cooperative Processing for Improved Chrominance / Luminance Separation", published in SMPTE Journal, Vol. 95, No. 8, August 1986, pages 782 to 789. Even standard receivers using conventional notch filters and row comb filters benefit from the use of such multi-dimensional prefiltering in the encoder by showing less crosstalk between chrominance and luminance.
Das Signal NTSCH wird in einer Einheit 62 zeitlich gedehnt, um ein gedehntes Randteü-Köiiensignal ESH mit einem aktiven Horizontal-Zeilenintervall von 50 ms zu erzeugen, d. h. weniger als das aktive Standard-NTSC-Zeilenintervall mit annähernd 52 ps. Im einzelnen erfolgt die Dehnung, wie in Figur 5 gezeigt, durch einen „Abbildungs"-Prozeß, bei dem die linken Randteilbildelemente 1 bis 84 des Signals NTSCH in die Bildelementpositionen 15 bis 377 des Signals ESH abgebildet werden, d. h. die Höhen des linken Randteils im Signal NTSCH werden so gedehnt, daß sie annähernd die Hälfte der Zeilendauer des Signals ESH belegen. Der dem rechten Randteil zugeordnete Teil (Bildelemente 671 bis 754) des Signals NTSCH wird in ähnlicher Weise verarbeitet. Der Zeitdehnungsprozeß vermindert die horizontale Bandbreite der Information des Signals ESH (im Vergleich zu derjenigen des Signals NTSCH) um den Faktor 363/84.The signal NTSCH is time-stretched in a unit 62 to produce a stretched fringe menu signal ESH having an active horizontal line interval of 50 ms, i. H. less than the default active NTSC line interval of approximately 52 ps. More specifically, as shown in Fig. 5, the stretching is performed by a "mapping" process in which the left edge subpixels 1 to 84 of the signal NTSCH are mapped to the picture element positions 15 to 377 of the signal ESH, ie, the heights of the left edge portion in FIG The signal NTSCH is stretched to occupy approximately half the line duration of the signal ESH, and the portion (pixels 671 to 754) of the signal NTSCH associated with the right edge portion is similarly processed The time expansion process reduces the horizontal bandwidth of the information of the signal ESH (compared to that of signal NTSCH) by a factor of 363/84.
Der Abbildungsprozeß, durch den die zeitliche Dehnung erfolgt, kann durch eine Einrichtung des Typs realisiert werden, wie er in den Figuren 12 bis 12d gezeigt ist und in Verbindung mit diesen Figuren weiter unten beschrieben wird. Das Signal ESH erfährt eine Intraframe-Mittelung in einem Netzwerk 64 des in Figur 11 d gezeigten Typs, um ein Signal X zu erzeugen, wie es in Figur 5 dargestellt ist. Dieses Mittelwertsignal X ist im wesentlichen Identisch mit dem Signal ESH, und zwar wegen der gut sichtbaren Korrelation der Bildinformationen des Signals ESH innerhalb eines Vollbildes. Das Signal X wird an einen Signaleingang eines Quadraturmodulators 80 gegeben.The imaging process by which the temporal stretching occurs can be realized by means of the type shown in Figs. 12 to 12d and described below in connection with these figures. The signal ESH undergoes intraframe averaging in a network 64 of the type shown in Figure 11d to produce a signal X, as shown in Figure 5. This average signal X is substantially identical to the signal ESH because of the highly visible correlation of the image information of the signal ESH within one frame. The signal X is applied to a signal input of a quadrature modulator 80.
Das Signal YF' wird außerdem durch ein Horizontal-Bandpaßfilter 70 mit einer Bandbreite von 5 bis 6,0MHz gefiltert. Das Ausgangssignal des Filters 70, horizontale Luminanz-Höhen enthaltend, wird an einen Amplitudanmodulator 72 gelegt, in welchem es die Amplitude eines 5-MHz-Trägersignals fc modulie-1. Der Modulator 72 enthält ausgangsseitig ein Tiefpaßfilter mit einer Grenzfrequenz von ungefähr 1,0MHz, um am Ausgang des Modulators 72 ein Signal im Bandbereich 0 bis 1,0MHz zu erhalten. Das obere („umgefaltete") Seitenband (5,0 bis 6,0MHz) des Modulationsprozesses wird durch das 1,0-MHz-Tiefpaßfilter entfernt. Effektiv sind die horizontalen Luminanz-Höhen-Frequenzen im Bereich von 5,0 bis 6,0MHz durch denThe signal YF 'is also filtered by a horizontal bandpass filter 70 having a bandwidth of 5 to 6.0 MHz. The output of the filter 70, containing horizontal luminance levels, is applied to an amplitude modulator 72 in which it modulates the amplitude of a 5 MHz carrier signal f c . The modulator 72 has a low-pass filter on the output side with a cutoff frequency of approximately 1.0 MHz in order to obtain a signal in the band range 0 to 1.0 MHz at the output of the modulator 72. The upper ("folded over") sideband (5.0 to 6.0 MHz) of the modulation process is removed by the 1.0 MHz low pass filter, and effectively the horizontal luminance treble frequencies are in the range of 5.0 to 6.0 MHz through the
Amplitudenmodulationsprozeß und die anschließende Tiefpaßfilterung in den Frequenzbereich 0 bis 1,0MHz verschoben. Dio Trägeramplitude sollte hoch genug sein, damit die ursprünglichen Signalamplituden nach dor Filterung durch das 1,0-MHz-Tiefpaßfiltor erhalten bleiben. Das heißt, es erfolgt eine Frequenzverschiebung ohne Beeinflussung der Amplitude. Das frequenzverschobene Signal der horizontalen Luminanz-Höhen aus der Einheit 72 wird mittels einen Bildformat-Kodierers 74 bedient (zeitlich komprimiert). Das heißt, der Kodierer 74 kodiert die frequenzverschobenen Horizontal-Luminanz-Höhen derart, daß dieses Signal ein aktives Zeilenintervall von 50με und damit weniger als das aktive Standard-NTSC-Intervall von 52,6ps aufweist; das erfolgt durch Anwendung von Verfahren, die im Zusammenhang mit den Figuren 6 bis 8 erläutert werden. Wenn das Eingangssignal am Kodierer 74 in diesem zeitlich komprimiert wird, erhöht sich dessen Bandbreite von annähernd 1,0MHz auf 1,1 MHz am Ausgang des Kodierers 74. Das Signal vom Kodierer 74 wird mittels einer Einrichtung 76, die derjenigen in der Figur 11 a dargestellten Einrichtung ähnlich ist, einer Intraframe-Mittelung unterzogen, bevor es als Signal an die Einheit 60 gelegt wird. Das intraframe-gemittelte Signal Z ist im wesentlichen identisch mit dem Signal von dem Kodierer 74, und zwar wegen der gut sichtbaren Korrelation der Bildinformationen innerhalb eines Vollbildes des vom Kodierer 74 kommenden Signals. Das Modulationssignal X ist ein zusammengesetztes Signal, das Luminanz- und Chrominanzinformation enthält, und das Modulationssignal weist im wesentlichen die gleiche Bandbreite von annähernd O bis 1,1 MHz auf.Amplitude modulation process and the subsequent low-pass filtering in the frequency range 0 to 1.0MHz shifted. Dio carrier amplitude should be high enough to preserve the original signal amplitudes after filtering by the 1.0 MHz low pass filter. That is, there is a frequency shift without affecting the amplitude. The frequency shifted horizontal luminance level signal from unit 72 is operated (time compressed) by means of a picture format encoder 74. That is, the encoder 74 encodes the frequency shifted horizontal luminance levels such that this signal has an active line interval of 50μsec, and thus less than the standard active NTSC interval of 52.6ps; this is done by using methods that will be explained in connection with FIGS. 6 to 8. When the input signal to the encoder 74 is compressed in time, its bandwidth increases from approximately 1.0 MHz to 1.1 MHz at the output of the encoder 74. The signal from the encoder 74 is amplified by means of a device 76 similar to that shown in FIG is similar to an intraframe averaging before it is applied as a signal to the unit 60. The intra-frame averaged signal Z is substantially identical to the signal from the encoder 74 because of the highly visible correlation of the image information within one frame of the signal coming from the encoder 74. The modulation signal X is a composite signal containing luminance and chrominance information, and the modulation signal has substantially the same bandwidth of approximately 0 to 1.1 MHz.
Wie es in Verbindung mit Figur 24 nocn erläutert wird, führt die Einheit 80 bei großen Amplitudenausschlägen der beiden Zusatzsignale X und Z eine nicht-lineare Amplitudenkomprimierung nach einer Gammafunktion durch, bevor diese Signale ein alternierendes Hilfsträgersignal ASC quadraturmodulieren. Es wird ein Gammawert von 0,7 benutzt, wodurch der Absolutwert einer jeden Abtastprobe auf die 0,7te Potenz gehoben und mit dem Vorzeichen des ursprünglichen Abtastmusterwertes multipliziert wird. Die Gammakomprimierung reduziert die Sichtbarkeit eventuell störender großer Amplitudenausschläge der modulierten Signale in normalen Empfängern und erlaubt eine vorhergesagte Wiedergewinnung im Breitbildempfänger, weil die inverse Funktion der im Kodierer benutzten Gammafunktion vorhersagbar ist und leicht im Dekodierer des Empfängers realisiert werden kann.As will be explained in connection with FIG. 24, the unit 80 performs a non-linear amplitude compression after a gamma function at large amplitude excursions of the two additional signals X and Z, before these signals quadrature modulate an alternating subcarrier signal ASC. A gamma value of 0.7 is used whereby the absolute value of each sample is raised to the 0.7th power and multiplied by the sign of the original sample value. Gamma compression reduces the visibility of potentially large amplitude swings of the modulated signals in normal receivers and allows predicted recovery in the wide-screen receiver because the inverse function of the gamma function used in the encoder is predictable and can be easily realized in the decoder of the receiver.
Die amplitudenkomprimierten Signale worden dann mittels Quadraturmodulation dem phasengesteuerten alternierenden 3,1075-MHz-HilfsträgerASC aufgeprägt, dessen Frequenz ein ungeradzahliges Vielfaches der halben Horizontalzeilenfrequenz ist (395 x H/2). Die Phase des alternierenden Hilfsträger wird jeweils von einem zum nächsten Halbbild um 180° geändert, anders als die Phase des Farbhilfsträgers, die nicht von Halbbild zu Halbbild wechselt. Die halbbildweise wechselnde Phase des alternierenden Hilfsträger erlaubt es, daß sich die modulierende Information der Zusatzsignale X und Z mit der Chrominanzinformation überlappen kann. Es entstehen komplementär-phasige zusätzliche Informationskomponenten A1, -A1 und A3, -A3 des modulierten Zusatzsignals. Dies ermöglicht es, im Empfänger die Zusatzinformation unter Verwendung eines relativ unkomplizierten Halbbildspeichers abzutrennen. Das quadraturmodulierte Signal M wird in der Additionsstufe 40 mit Hern Signal N addiert. Das resultierende Signal NTSCF ist ein NTSC-kompatibles 4,2-MHz-Signal.The amplitude-compressed signals were then quadrature-modulated onto the 3.1075 MHz phased alternating subcircuit ASC whose frequency is an odd multiple of one-half horizontal line frequency (395 x H / 2). The phase of the alternating subcarrier is changed from one to the next field by 180 °, unlike the phase of the color subcarrier, which does not change from field to field. The field-alternating phase of the alternating subcarrier allows the modulating information of the additional signals X and Z to overlap with the chrominance information. Complementary-phase additional information components A1, -A1 and A3, -A3 of the modulated additional signal are formed. This makes it possible to separate the additional information in the receiver using a relatively uncomplicated field memory. The quadrature modulated signal M is added in the adder 40 with Hern signal N. The resulting NTSCF signal is a 4.2 MHz NTSC compatible signal.
Die beschriebene, im Kodierer benutzte nichtlineare Gammafunktion dient zur Komprimierung großer Amplituden. Sie bildet einen Bestandteil eines nichtlinearen komprimierenden und dehnenden Kompandierungssystems (Kompression/Expansion), das als weiteren Bestandteil für die Dehnung der Amplitude eine komplementäre Gammafunktion im Dekodierer eines Breitbildempfängers enthält, wie es nachfolgend noch beschrieben wird. Es hat sich gezeigt, daß das offenbarte nichtlineare Kompandierungssystem die Auswirkung der nicht zum Standard gehörenden Zusatzinformation auf die Standard-Bildinformation beträchtlich reduziert, ohne ein Bild durch Rauscheffekte sichtbar zu verschlechtern. Das Kompandierungssystem verwendet eine nichtlineare Gammafunktion, um große Amplitudenausschläge der zusätzlichen, nicht zum Standard gehörenden hochfrequenten Breitbildinformation im Kodierer zu komprimieren, und eine komplementäre nichtlineare Gammafunktion, um eine solche hochfrequente Information im Dekodierer wieder entsprechend zu dehnen. Das R jsultat ist, d'ß großo Amplituden der hochfrequenten zusätzlichen Information die existierende Standard-Videoinformation im beschriebenen kompatiblen Breitbildsystem weniger stören, wobei die nicht zum Standard gehörende zusätzliche Breitbildinformation in niedrigfrequente Teile und in hochfrequente Teile aufgespalten wird, die der Kompandierung unterworfen werden. Im Dekodierer führt eine nichtlineare Amplitudendehnung dei komprimierten hochfrequenten Information nicht zu übermäßig η erklichem Rauschen. Das heißt, große Amplituden hochfrequenter Information sind typischerweise mit kontrastreichen Bildkanten verbunden, und das menschliche Auge ist für das Rauschen an solchen Kanten unempfindlich. Der beschriebene Kompandierungsvorgang reduziert außerdem vorteilhafterweise Kreuzmodulationsprodukte zwischen dem alternierenden Hilfsträger und dem Chrominanzhilfsträger, so daß auch damit zusammenhängende sichtbare Schwebungserscheinungen reduziert werden.The described nonlinear gamma function used in the coder serves to compress large amplitudes. It forms part of a non-linear compressing and expanding companding / expansion system which, as a further component for the expansion of the amplitude, contains a complementary gamma function in the decoder of a widescreen receiver, as will be described below. It has been found that the disclosed non-linear companding system significantly reduces the impact of non-standard additional information on standard image information without visibly degrading an image by noise effects. The companding system uses a non-linear gamma function to compress large amplitude excursions of the additional non-standard high-frequency wide-screen information in the encoder and a complementary non-linear gamma function to correspondingly stretch such high-frequency information in the decoder. The result is less interference with existing standard video information in the described compatible widescreen system, whereby the non-standard additional wide-screen information is split into low-frequency parts and high-frequency parts subjected to companding. In the decoder, nonlinear amplitude expansion of the compressed high frequency information does not result in excessively high noise. That is, large amplitudes of high frequency information are typically associated with high contrast image edges, and the human eye is insensitive to the noise at such edges. The described companding process also advantageously reduces cross-modulation products between the alternating subcarrier and the chrominance subcarrier so that associated visible beat phenomena are also reduced.
Das Luminanz-Detailsignal YT in Figur 1 a weift eine Bandbreite von 7,16MHz auf und wird mittels eines Bildformatkodierers 78 auf das 4:3-Bildformat kodiert (beispielsweise in der gleichen Weise, wie es in Figur 6 gezeigt ist) und erfährt anschließend in einem Filter 79 horizontal eine Tiefpaßfilterung auf 750KHz, um ein Signal YTN zu erzeugen. Die Randteilbereiche werden vor ihrer zeitlichen Komprimierung auf 125 KHz tiefpaßgefiltert, was in einem eingangsseitigen Tiefpaßfilter des Bildformatkodierers 78 erfolgt das dem Eingangsfilter 610 der in Figur β dargestellten Einrichtung entspricht, jedoch eine Grenzfrequenz von 125KHz hi t. Die Höhen der Randteile werden unterdrückt. Somit ist das Signal YTN räumlich mit dem Hauptsignal C/SL korreliert.The luminance detail signal YT in FIG. 1 a has a bandwidth of 7.16 MHz and is coded by means of a picture format coder 78 to the 4: 3 picture format (for example in the same way as shown in FIG. 6) and then undergoes in a filter 79 horizontally low pass filtering 750KHz to produce a signal YTN. The edge subareas are low-pass filtered prior to their time compression to 125 KHz, which is done in an input-side low-pass filter of the Bildformatkoder 78 which corresponds to the input filter 610 of the device shown in Figure β, but a cut-off frequency of 125 kHz hi t. The heights of the edge parts are suppressed. Thus, the signal YTN is spatially correlated with the main signal C / SL.
Die Signale YTN und NTSCF werden mit Hilfe von Digital/Analog-Wandlern (A/D) 53 und 54 aus der (binären) Digitalform in die Analogform umgewandelt, bevor sie an einen HF-Quadraturmodulator 57 geführt werden, um sie einem Fernseh-HF-Trägersignal aufzumodulieren. Das HF-modulierte Signal wird anschließend an einen Sender 55 gegeben, um es über eine Antenne 56 abzustrahlen.The YTN and NTSCF signals are converted from the (binary) digital form to the analog form by digital / analog converters (A / D) 53 and 54 prior to being passed to an RF quadrature modulator 57 for transmission to a television RF Aufzumodulieren carrier signal. The RF-modulated signal is then applied to a transmitter 55 to radiate it via an antenna 56.
Der im Modulator 80 verwendete alternierende Hilfträger ASC ist horizontal-synchronisiert, und die Frequenz ist so gewählt, daß eine ausreichende Trennung von Randteil- und Mittelteilinformation sichergestellt ist (z. B. 20 bis 3OdB), und iaß sich keine wesentlichen Auswirkungen auf ein Bild ergeben, das mit einem NTSC-Standardempfänger wiedergegeben wird. Die ASC-Frequenz sollte vorzugsweise eine Zeilensprung-Frequenz mit einem ungeradzahligen Vielfachen der iialben Horizontalzeilenfrequenz sein, so daß keine Störungen verursacht werden, welche die Qualität einos wie hergegebenen Bildes beeinträchtigen könnten.The alternating subcarrier ASC used in the modulator 80 is horizontally synchronized, and the frequency is chosen so as to ensure sufficient separation of edge-part and center-part information (e.g., 20 to 30 dB), and has no significant effect on an image which is reproduced with a standard NTSC receiver. The ASC frequency should preferably be an interlaced frequency with an odd multiple of the horizontal horizontal line frequency, so as not to cause disturbances which could affect the quality of a given image, as in the past.
Die auf diese Weiso in der Einheit 80 durchgeführte Quadraturmodulation gestattet in vorteilhafter Welse die gleichzeitige Übertragung zweior schmalbandiger Signale, Dio zeitliche Dehnung und Modulation hochfrequenter Signale führt zu oinorThe quadrature modulation performed in this way in the unit 80 advantageously allows the simultaneous transmission of two narrow-band signals, dio time expansion and modulation of high-frequency signals leading to oinor
Bandbreite vermindert ist, desto weniger wahrscheinlich ist es, daß Störwirkungon zwischen Träger und Modulctionssignalen auftreten. Außerdem wird die typischerweise mit hoher Energie auftrotonde Gleichstromkomponente) der Randteilinformation in den Überabtastungsbereich gepreßt und nicht als Modulationssignal vorwendet. Somit ist die Energie des Modulationssignals und deswegen die damit verbundene Störung sehr verringert.Bandwidth is reduced, the less likely it is that interference between carrier and Modulus signals occur. In addition, the typically high-energy DC component) of the edge-portion information is forced into the oversampling area and not applied as a modulation signal. Thus, the energy of the modulation signal and therefore the associated interference is very reduced.
Das kodierte und über die Antenne 56 abgestrahlte NTSC-kompatible Breitbildsignal soll sowohl von NTSC-Empfängern als auch von Dreitbildempfängern empfangen werden können, wie es die Figur 13 zeigt.The encoded and transmitted via the antenna 56 NTSC-compatible widescreen signal is to be received by both NTSC receivers as well as three-party receivers, as shown in the figure 13.
Nach der Figur 13 wird ein gesendetes kompatibles Breitbild-Fernsehsignal mit erweiterter Auflösung und im Zeilensprungformat mit einer Antenne 1310 aufgefangen und dem Antnnneneingang eines NTSC-Empfängers 1312 zugeführt. Der Empfänger 131? verarbeitet das kompatible Breitbildsignal in normaler Weise, um ein Bild mit dem Seitenverhältnis 4:3 wiedorzugeben wobei die Randteilinformation des Breitbildes zum Teil (d.h. die „Tiefen") in die Horizontal-Überabtastungsbereiche außerhalb der Sicht des Betrachters gepreß; sind und zum Teil (d. h. die „Höhen") in dom modulierten alternierenden Hilfsträgorsignal enthalten sind, welches den Betrieb des Standardempfängers nicht stört, Das von der Antenne 1310 aufgefangene kompatible Breitbildsignal erweiterter Auflösung (EDTV-Breitbildsignal) wird außerdem auf einen mit progressiver Abtastung arbeitenden Breitbildempfänger 1320 gegeben, der ein Bild mit einem großen Seitenverhältnis von z, B. 5:3 wiedergeben kann. Das empfangene Breitbildsignal erfährt eine erste Verarbeitung in einer Eiiigangscinheit 1322, die einen HF-Turner und Verstärkerschaltungen, einen ein Basisband-Videosignal erzeugenden Synchron-Videomodulator (einen Quadraturdemodulator) und Analog/Digital-Wandlerschaltunge.i (A/D-Wandler) enthält, um einBasisband-Videosignal (NTSCF) in binärer Form zu erzeugen. Die A/D-Wandler-Schaltungen arbeiten mit einer Probenabtastfrequenz entsprechend dem Vierfachen der Farbhilfsträgerfrequenz (4x fsc).Referring to FIG. 13, a broadcast widescreen enhanced wide-screen television signal is intercepted with an antenna 1310 and fed to the antenna input of an NTSC receiver 1312. The receiver 131? processes the compatible widescreen signal in a normal manner to reproduce a 4: 3 aspect ratio image with the wide part edge information (ie the "depths") pressed into the horizontal oversampling areas out of the view of the observer, and partially (ie The "treble") is included in the mod modulated auxiliary subcarrier signal which does not interfere with the operation of the standard receiver. The Wide Format Compatible Widescreen (EDTV) signal captured by the antenna 1310 is also applied to a progressive scan widescreen receiver 1320 which includes a Picture with a large aspect ratio of z, b. 5: 3 can play. The received widescreen signal undergoes first processing in an encoder unit 1322 including an RF turner and amplifier circuits, a baseband video signal generating synchronous video modulator (a quadrature demodulator), and analog to digital converter circuitry (A / D). to generate a baseband video signal (NTSCF) in binary form. The A / D converter circuits operate at a sample sampling frequency equal to four times the color subcarrier frequency (4x fsc).
Das Signal NTSCF wird einer Intraframe-Verarboitungseinheit 1324 zugeführt, in welcher in einem Frequenzbereich oberhalb 1,7 MHz Bildzeilen vorarbeitet werden, die jeweils innerhalb eines betreffenden Vollbildes um 262 Horizontalzeilenperioden (262H) auseinsnderliegen, um so das Hauptsignal N und das quadraturmodulierte Zusatzsignal M praktisch frei von vertikalem und zeitlichem Übersprechen (V-T-Übersprechen) wiederzugewinnen. Zwischen der bei 1,7MHz liegenden unteren Grenze der Betriebsfrequenz der Einheit 1324 und der bei 1,5MHz liegenden unteren Grenze der Betriobsfrequenz der Einheit 38 im Kodierer der Figur 1 a befindet sich ein 200KHz breites Sicherheitsband gegen horizontales Übersprechen. Das wiedergewonnene Signal N enthält Informationen, die mit der Bildinformation des Hauptsignals C/SL im wesentlichen sichtbar identisch sind, und zwar wegen der guten Korrelation der sichtbaren Informationen innerhalb eines Vollbildes des Original-Hauptsignals C/SL, das die Intraframe-Mittelung im Kodierer nach Figur 1 a erfahren hat.The signal NTSCF is applied to an intraframe processing unit 1324 in which image lines are preprocessed in a frequency range above 1.7 MHz, each within a respective frame by 262 horizontal line periods (262H) auseinerder so the main signal N and the quadrature modulated additional signal M practically free of vertical and temporal crosstalk (VT crosstalk). Between the lying at 1.7MHz lower limit of the operating frequency of the unit 1324 and lying at 1.5MHz lower limit of the Betriobsfrequenz the unit 38 in the encoder of Figure 1a is a 200KHz wide security band against horizontal crosstalk. The recovered signal N contains information substantially visually identical to the image information of the main signal C / SL, because of the good correlation of the visual information within a frame of the original main signal C / SL, which detects the intraframe averaging in the encoder Figure 1 has experienced a.
Das Signal M wird auf eine Quadraturdemodulator- und Amplitudendehnungseinheit 1326 gegeben, um die Zusatzsignale X und Z mit Hilfe eines alternierenden Hilfsträger ASCzu demodulieren, dessen Phase von Halbbild zu Halbbild wechselt, ähnlich wie bei dem in Verbindung mit Figur 1 a beschriebenen Hilfsträgersignal ASC. Die demodilierton Signale X und Z enthalten Information, die sichtbar im wesentlichen identisch mit der Bildinformation des Signals ESH bzw. des Ausgangssignals der Einheit 74 in Figur 1 a ist, und zwar infolge der Korrelation der gut sichtbaren Informationen innerhalb jeweils eines Vollbildes in diesen Signalen, die eine Intraframe-Mittelung im Kodierer der Figur 1a erfahren haben. Die Einheit 1326 enthält außerdem ein 1,5-MHz-Tiefpaßfilter, um unerwünschte hochfrequente Demodulationsprodukte der zweifachen Frequenz des alte,rnierenden Hilfsträgers zu entfernen, und eine Amplitudendehnungsschaltung, um die (zuvor komprimierten) demodulierten Signale unter Verwendung einer inversen Gammafunktion zu dehnen, die das Inverse der von der Einheit 80 in Figur 1 a benutzten nichtlinearen Kompressionsfunktion ist (also einen Gammawert von 1/0,7 = 1,423 hat). Eine Einheit 1328 bewirkt eine zeitliche Komprimierung der farbcodierten hochfrequenten Anteile der Randteilinformationen, so daß sie wieder ihre ursprünglichen Zeitschlitze belegen, wodurch das Signal NTSCH wiedererhalten wird. Die Einheit 1328 komprimiert das Signal NTSCH zeitlich um das gleiche Maß, um welches die Einheit 62 in Figur 1 a das Signal NTSCH zeitlich gedehnt hat, Ein Kodierer 1330 dekodiert das die horizontal-hochfrequenten Anteile der Luminanz (Y-Höhen) enthaltende Signal Z in das Breitbildformat, und zwar durch zeitliche Dehnung dieses Signals um das gleiche Maß, wie die zeitliche Komprimierung der entsprechenden Komponente im Kodierer der Figur 1 a erfolgte und in Figur 17 unter Verwendung der darin beschriebenen Abbildungsverfahi en angegeben ist.The signal M is applied to a quadrature demodulator and amplitude dilation unit 1326 to demodulate the additional signals X and Z by means of an alternating subcarrier ASC whose phase changes from field to field, similar to the subcarrier signal ASC described in connection with Figure 1a. The demodulated signals X and Z contain information which is visually substantially identical to the image information of the signal ESH and the output of the unit 74 in Figure 1a, respectively, due to the correlation of the well-visible information within each one frame in these signals. which have undergone intraframe averaging in the encoder of Figure 1a. The unit 1326 also includes a 1.5 MHz lowpass filter to remove unwanted high frequency demodulation products at twice the frequency of the old rnie r forming the auxiliary carrier, and an amplitude expansion circuit to stretch the (previously compressed) demodulated signals using an inverse gamma function which is the inverse of the non-linear compression function used by the unit 80 in Figure 1 (ie has a gamma value of 1 / 0.7 = 1.423). A unit 1328 effects time compression of the color coded high frequency components of the edge portion information so that they again occupy their original time slots, thereby recovering the signal NTSCH. The unit 1328 compresses the signal NTSCH temporally by the same amount by which the unit 62 in Figure 1a has temporally expanded the signal NTSCH. An encoder 1330 decodes the signal Z in containing the horizontal high frequency components of the luminance (Y-treble) the widescreen format, by time stretching this signal by the same amount as the time compression of the corresponding component in the encoder of Figure 1a was and indicated in Figure 17 using the imaging techniques described therein.
Ein Modulator 1332 gibt das Signal vom Dekodierer 1330 mittels Amplitudenmodulation auf einen 5,0-MHz-Träger fc. Das amplitudenmodulierte Signal wird anschließend in einem Filter 1334 mit einer Grenzfrequenz von 5,0MHz hochpaßgefiltert, um das untere Seitenband zu unterdrücken. Im Ausgangssignal des Filters 1334 sind die Frequenzen der Mittelteilinformation von 5,0bis 6,0MHz und die Frequenzen der Randteilinformation von 5,0 bis 6,0MHz wiedergewonnen. Das vom Filter 1334 gelieferte Signal wird an eine Additionsstufe 1336 gegeben.A modulator 1332 outputs the signal from the decoder 1330 by means of amplitude modulation to a 5.0 MHz carrier f c . The amplitude modulated signal is then high pass filtered in a filter 1334 at a cutoff frequency of 5.0 MHz to suppress the lower sideband. In the output of the filter 1334, the frequencies of the sub-part information of 5.0 to 6.0 MHz and the frequencies of the sub-part information of 5.0 to 6.0 MHz are recovered. The signal provided by the filter 1334 is given to an adder 1336.
Das Signal NTSCH von der Komprimierungseinrichtung 1328 wird einer Einheit 1340 zugeführt, um die Luminanz-Höhen von den Chrominanz-Höhen zu trennen und Signale YH, IH und QH zu erzeugen. Dies kann mit Hilfe der in Figur 18 gezeigten Anordnung erfolgen.The signal NTSCH from the compressor 1328 is applied to a unit 1340 to separate the luminance heights from the chrominance heights and to generate signals YH, IH, and QH. This can be done by means of the arrangement shown in FIG.
Das Signal N von der Einheit 1324 wird in einer Luminanz/Chrominanz-Trenneinrichtung 1342 in seine Luminanz- und Chrominanz-Komponenten YN, IN und QN getrennt. Die Trenneinrichtung 1342 kann ähnlich der Trenneinrichtung 1340 ausgebildet sein und eine Anordnung des in Figur 18 gezeigten Typs verwenden.The signal N from the unit 1324 is separated into its luminance and chrominance components YN, IN and QN in a luminance / chrominance separator 1342. The separator 1342 may be similar to the separator 1340 and use an arrangement of the type shown in FIG.
Die Signale YH, IH, QH und YN, IN, QN werden an die Eingänge eines Y-I-Q-Bildformatdekodierers 1344 gegeben, der die Luminanz- und Chrominanzkomponenten in das Breitbildformat dekodiert. Die Randteil Tiefen werden zeitlich gedehnt, die Mittelteilinformation wird zeitlich komprimiert, die Randteil-Höhen werden mit den Randteil-Tiefen addiert, und die Randteile werden unter Bildung des zehn Bildelemente breiten Überlappungsbereichs mit dem Mittelteil zusammengefügt, und zwar unter Anwendung der in Figur 14 veranschaulichten Prinzipien. Einzelheiten des Dekodierers 1344 sind in Figur 19 dargestellt. Das Signal YF' wird an die Additionsstufe 1336 geführt, dort wird es mit dem vom Filter 1334 kommenden Signal summiert. Durch diesen Vorgang wird wied'.i gewonnene Information mit erweiterten hochfrequenten Horizontaldetails der Luminanz mit dem dekodierten Luminanzsignal YF' addiert.The signals YH, IH, QH and YN, IN, QN are applied to the inputs of a Y-I-Q picture format decoder 1344, which decodes the luminance and chrominance components into the wide format. The edge part depths are time stretched, the center part information is temporally compressed, the edge part heights are added to the edge part depths, and the edge parts are combined with the middle part to form the ten-pixel wide overlap area, using the one illustrated in FIG principles. Details of the decoder 1344 are shown in FIG. The signal YF 'is fed to the adder 1336, where it is summed with the signal coming from the filter 1334. By this process wied'.i obtained information with extended high-frequency horizontal details of the luminance is added to the decoded luminance signal YF '.
Die Signale YF', IF' und QF' werden mit Hilfe von Bildraster-Wandlern 1350,1352 bzw. 1354 aus dem Zeilensprung-Abtastformat in das Format progressiver Abtastung umgewandelt. Der Bildraster-Wandler 1350 für die Luminanz spricht außerdem auf das „Helfer"-Luminanzsignal YT aus dem Bildformat-Dekodieror 1360 an, der das dekodierte „Helfersignal" YTN dekodiert. Der Kodierer 1360 dekodiert das Signal YTN In das Breitbildformat und weist einen Aufbau auf, der dem in Figur 17 gezeigten Aufbau ähnlich ist.The YF ', IF' and QF 'signals are converted to progressive scan format using framing converters 1350, 1352 and 1354, respectively, in the interlaced scanning format. The luminance image-to-noise converter 1350 also responds to the "helper" luminance signal YT from the image format decoder 1360, which decodes the decoded "helper signal" YTN. The encoder 1360 decodes the YTN signal into the widescreen format and has a structure similar to the structure shown in FIG.
Abtastung, indan sie das zeitliche Mittel von Zeilen bilden, die um ein Vollbild auseinanderliegen, um so die Information für die jeweils fehlende Zeile der progressiven Abtastung zu erhalten; dies kann mit Hilfe einer Einrichtung des in Figur 20 gezeigten Typs geschehen.Sampling in that they form the time average of lines which are one frame apart so as to obtain the information for the respective missing line of the progressive scan; this can be done by means of a device of the type shown in FIG.
Der Bildraster-Wandler 1350 für die Luminanz gleicht der in Figur 20 dargestellten Anordnung, nur daß das Signal YT addiert wird, wie es bei der Anordnung nach Figur 21 gezeigt ist. In dieser Einheit wird ein Abtastmuster des „Helfersignals" YT zu einem zeitlichen Mittelwert addiert, um zur Rekonstruktion eines fehlenden Bildelementes der progressiven Abtastung beizutragen. Dievollständigen Zeitdetails werden innerhalb des Bandes der Horizontalfrequenzen wiedergewonnen, das im kodierten Zeilendifferenzsignal (750KHz, nach der Kodierung) enthalten ist. Oberhalb dieses Bandes der Horizon.talfrequenzen ist das Signal YT gleich Null, so daß das fehlende Bildelement durch zeitliche Mittelung rekonstruiert wird. Die nun im Format progressiver Abtastung vorliegenden Breitbildsignale YF, IF und YF werden mittels eines Digital/Analog-Wandlers 1362 in die Analogform gebracht, bevor sie einer Videosignalprozessor- und Matrixverstärker-Einheit 1364 zugeführt werden. Der Videosignalprozessor in der Einheit 1364 enthält Schaltungen zur Signalverstärkung, zur Verschiebung des Gleichstrompegels, zur Spitzenwertbildung, Helligkeitsregelung, Kontrastregelung und anderer üblicher Videosignalbehandlungen. Der Matrixverstärker 1364 kombiniert das Luminanzsignal YF mit den Farbdifferenzsignalen IF und QF, um die Videofarbsignale R, G und B zu erzeugen. Diese Farbsignale werden in der Einheit 1364 durch Treiberverstärker auf einen Pegel verstärkt, der sich zur direkten Ansteuerung einer farbtüchtigen Breitbild-Wiedergabeeinrichtung wie z. B. einer Breitschirm-Bildröhre, eignet.The luminance image-frame converter 1350 is similar to the arrangement shown in Fig. 20 except that the signal YT is added as shown in the arrangement of Fig. 21. In this unit, a sample of the "helper" signal YT is added to a time average to help reconstruct a missing progressive scan pixel. The complete time details are recovered within the band of horizontal frequencies contained in the encoded row differential signal (750KHz, after encoding) Above this band of horizontal frequencies, the signal YT is equal to zero, so that the missing picture element is reconstructed by time averaging.The widescreen signals YF, IF and YF now in the progressive scan format are recorded by means of a digital / analogue converter 1362 in FIG have been brought into analog form before being applied to a video signal processor and matrix amplifier unit 1364. The video signal processor in unit 1364 includes signal amplification, DC level shifting, peaking, brightness control, contrast control, and others video signal treatments. The matrix amplifier 1364 combines the luminance signal YF with the color difference signals IF and QF to produce the video color signals R, G and B. These color signals are amplified in unit 1364 by driver amplifiers to a level suitable for directly driving a color capable wide-screen player, such as a video recorder. B. a widescreen picture tube, is suitable.
Die Figur ßzeigt eine in der Verarbeitungseinheit 18 der Figur 1 a enthaltene Anordnung zur Entwicklung der Signale YE, YO und YH aus dem breitbandigen Breitbildsignal YF. Das Signal YF" erfährt eine Horizontal-Tiefpaßfilterung in einem Eingangsfilter 610 mit einer Grenzfrequenz von 700KHz, um das aus niedrigfrequenten Luminanzanteilen bestehende Signal YL zu erzeugen, das an einen Eingang einer subtraktion Kombinationsschaltung 612 geführt wird. Das Signal YF" wird dem anderen Eingang der Kombinationsschaltung 612 und einer Zeit-Demultiplexschaltung 616 zugeführt, nachdem es in einer Einheit 614 verzögert wurde, um die durch Verarbeitung im Filter 610 hervorgerufene Signalverzögerung auszugleichen. Die Kombination des verzögerten Signals YF" und des gefilterten Signals YL liefert das die hochfrequenten Luminanzanteile enthaltende Signal YH am Ausgang der Kombinationsschaltung 612.FIG. 8 shows an arrangement contained in the processing unit 18 of FIG. 1a for developing the signals YE, YO and YH from the wide-band wide-area signal YF. The signal YF "undergoes horizontal low-pass filtering in an input filter 610 at a cut-off frequency of 700KHz to produce the low-frequency luminance component signal YL which is fed to one input of a subtraction combining circuit 612. The signal YF" is applied to the other input of the Combination circuit 612 and a time-demultiplexing circuit 616, after being delayed in a unit 614 to compensate for the signal delay caused by processing in the filter 610. The combination of the delayed signal YF "and the filtered signal YL supplies the signal YH containing the high-frequency luminance components at the output of the combination circuit 612.
Das verzögerte Signal YF" und die Signalo YH und YL werden getrennten Eingängen der Demultiplexeinrichtung 616 zugeführt, die einzelne Demultiplexer-Einheiten (abgekürzt DEMUX) 618,620 und 621 enthält, um die Signale YF", YH und YLzu verarbeiten. Die Einzelheiten der Demultiplexeinrichtung 616 werden in Verbindung mit Figur 8 erläutert. Die Demultiplexer-Einheiten 618, 620 bzw. 621 liefern das über die volle Bandbreite gehende Mittelteilsignal YC, das Randteil-Höhensignal YH und das Randteil-Tiefensignal YL', wie sie in den Figuren 3 und 4 dargestellt sind.The delayed signal YF "and the signals YH and YL are supplied to separate inputs of the demultiplexer 616, which includes individual demultiplexer units (abbreviated DEMUX) 618, 620 and 621 to process the signals YF", YH and YL. The details of the demultiplexer 616 will be explained in connection with FIG. The demultiplexer units 618, 620 and 621, respectively, provide the full-bandwidth center sub-signal YC, the margin signal YH and the margin sub-signal YL 'as shown in Figs.
Das Signal YC wird in einem Zeitdehner 622 zeitlich gedehnt, um das Signal YE zu erzeugen. Diese Dehnung erfolgt mit einem Mittelteil-Dehnungsfaktor, der so bemessen ist, daß noch Raum für die linken und rechten Horizontal-Überabtastungsbereiche bleibt. Dieser Mittelteil-Dehnungsfaktor (1,19) ist das Verhältnis der gewünschten Breite des Signals YE (Bildelemente 15 bis 740) zur Breite des Signals YC (Bildelemente 75 bis 680), wie in Figur 3 gezeigt.The signal YC is time stretched in a time expander 622 to produce the signal YE. This stretching is done with a center stretch factor that is sized to leave room for the left and right horizontal oversampling areas. This center part stretch factor (1.19) is the ratio of the desired width of the signal YE (pixels 15 to 740) to the width of the signal YC (pixels 75 to 680) as shown in FIG.
Das Signal YL'wird in einer Zeitkomprimierungseinrichtung 628 um einen Rand-Komprimierungsfaktorzeitlich komprimiert, um das Signal YO zu erzeugen. Der Rand-Komprimierungsfaktor (6,0) ist das Verhältnis der Breite des entsprechenden Teils des Signals YL' (z. B. die linken Bildelemente 1 bis 84) zur gewünschten Breite des Signals YO (z. B. die linken Bildelemente 1 bis 14), wie in Figur 3 gezeigt). Die Zeitdehnungseinrichtungen 622,624 und 626 und die Zeitkomprimierungseinrichtungen 628 können von einem Typ sein, wie er in Figur 12 gezeigt und weiter unten beschrieben wird.The signal YL 'is time compressed in a time compressor 628 by an edge compression factor to produce the signal Y0. The edge compression factor (6.0) is the ratio of the width of the corresponding part of the signal YL '(eg, the left picture elements 1 to 84) to the desired width of the signal Y0 (eg, the left picture elements 1 to 14) ) as shown in Fig. 3). The time stretchers 622, 624 and 626 and the time compressors 628 may be of a type as shown in FIG. 12 and described below.
Die Signale IE, IH, IO und QE, QH, QO werden aus den Signalen IF" und QF" in einer ähnlichen Weise entwickelt wie die Signale YE, YH und YO mit Hilfe der Einrichtung nach Figur 6. Hierzu sei die Figur 7 betrachtet, die eine Einrichtung zur Erzeugung der Signale IE, IH und IO aus dem Signal IF" zeigt. Die Entwicklung der Signale QE, QH und QO aus dem Signal QF" erfolgt in ähnlicherWeise.The signals IE, IH, IO and QE, QH, QO are developed from the signals IF "and QF" in a similar manner as the signals YE, YH and YO with the aid of the device according to FIG. which shows a device for generating the signals IE, IH and IO from the signal IF "The development of the signals QE, QH and QO from the signal QF" takes place in a similar way.
Nach der Figur / wird das breitbandige Breitbildsignal IF" nach Verzögerung in einer Einheit 714 auf eine Demultiplexschaltung 716 gegeben und außerdem in einer subtraktiven Kombinationsschaltung 712 subtraktiv mit einem niedrigfrequenten Signal IL aus einem Tiefpaßfilter 710 kombiniert, um das hochfrequente Signal IKzu erzeugen. Das verzögerte Signal IF" und die Signale IH und IL werden durch Demultiplexer 718,720 und 721 in der Demultiplexschaltung 716 jeweils so dekodiert, daß die Signale IC, IH und IL' erhalten werden. Das Signal IC wird in einer Zeitdehnungseinrichtung 722 zeitlich gedehnt, um das Signal IE zu erzeugen, und das Signal IL' wird in einer Zeitkomprimierungseinrichtung 728 zeitlich komprimiert, um das Signal IO zu erzeugen. Die Dehnung des Signals IC erfolgt mit einem ähnlichen Mittelteil-Dehnungsfaktor wie die beschriebene Dehnung des Signals YC, und die Komprimierung des Signals IL' erfolgt mit einem ähnlichen Randteil-Komprimierungsfaktor wie die beschriebene Komprimierung des Signals YL'.Referring to FIGURE 1, wideband wide-band signal IF "is applied to demultiplexing circuit 716 after delay in unit 714 and also subtractively combined in subtractive combining circuit 712 with low-frequency signal IL from low-pass filter 710 to produce high-frequency signal IK IF "and the signals IH and IL are respectively decoded by demultiplexers 718, 720 and 721 in the demultiplexing circuit 716 so that the signals IC, IH and IL 'are obtained. The signal IC is time-expanded in a time-stretching means 722 to generate the signal IE, and the signal IL 'is time-compressed in a time compressor 728 to produce the signal IO. The stretching of the signal IC is done with a similar mid-section expansion factor as the described stretching of the signal YC, and the compression of the signal IL 'is done with a similar edge part compression factor as the described compression of the signal YL'.
Dio Figur 8 zeigt eine Demultiplexschaltung 816, wie sie für die Schaltung 616 in Figur 6 und die Schaltung 716 in Figur 7 verwendet werden kann. Die Figur 8 zeigt die Schaltung in ihrer Anwendung als Demultiplexerschaltung 616 nach Figur 6. Das Eingangssignal YF" enthält 754 Bildelemente, welche die Bildinformation definieren. Die Bildelemente 1 bis 84 definieren den linken Randteil, die Bildelemente 671 bis 754 definieren den rechten Randteil, und die Bildelemente 75 bis 680 definieren den Mittelteil, welcher die linken und rechten Randteile etwas überlappt. Die Signale IF" und QE" zeigen eine ähnliche Überlappung. Wie noch beschrieben wird, wird es durch eine solche Bereichsüberlappung möglich, den Mittelteil und die Randteile im Empfänger so zusammenzufügen, daß Artefakte an den Bereichsgrenzen praktisch eliminiert werden. Die Demultiplexschaltung 816 enthält eine erste, eine zweite und eine dritte Demultiplexer-Einheit (DEMUX) 810 bzw. 812 bzw. 814 für die Information des linken Randteils bzw. des Mittelteils bzw. des rechten Randteils. Jede Demultiplexer-Einheit hat einen Eingang „A", an welchen das Signal YH bzw. YF" bzw. YL gelegt wird, und einen Eingang „B" zum Anlegen eines AustastsignalsFIG. 8 shows a demultiplex circuit 816 as may be used for the circuit 616 in FIG. 6 and the circuit 716 in FIG. Figure 8 shows the circuit in its application as the demultiplexer circuit 616 of Figure 6. The input signal YF "contains 754 picture elements which define the picture information The picture elements 1 to 84 define the left edge part, the picture elements 671 to 754 define the right edge part, and the pixels 75 to 680 define the central portion which slightly overlaps the left and right edge portions, and the signals IF "and QE" show a similar overlap As will be described, such an area overlap will allow the center portion and edge portions in the receiver The demultiplexing circuit 816 includes first, second and third demultiplexing units (DEMUX) 810, 812 and 814, respectively, for the information of the left edge portion and the center portion, respectively Each demultiplexer unit has an input "A" to which the signal YH or YF "and YL, respectively, and an input" B "for applying a blanking signal
(BLK). Das Austastsignal kann z.B. ein Logikwert 0 bzw. Massepotential sein. Die Einheit 810 extrahiert das Ausgangssignal YM, das die Höhen des linken und des rechten Randteils enthält, aus dem Eingangssignal YH, solange der Wähleingang SEL von einem Zählwertvergleicher 817 ein erstes Steuersignal empfängt, welches die Anwesenheit der Bildelemente 1 bis 84 des linken Randteils und der Bildelemente 671 bis 754 des rechten Randteils anzeigt. Zu anderen Zeiten bewirkt ein zweites Steuersignal vom Zählwertvergleicher 817, daß anstelle des Signals YH vom Eingang A das Austastsignal BLK vom Eingang Ban den Ausgang der Einheit 810 gekoppelt wird. Die Einheit 814 und ein Zählwertvergleicher 820 arbeiten in ähnlicher Weise, um das Randteil-Tiefensignal YL' aus dem Signal YLabzuleiten. Die Einheit 812 koppelt das Signal YF" von ihrem Eingang A an ihren Ausgang zur Erzeugung des Mittelteilsignals YC nur dann, wenn ein Steuersignal von einem Zählwertvergleicher 818 die Anwesenheit der Mittelteil-Bildelemente 75 bis 680 anzeigt.(BLK). The blanking signal can be, for example, a logic value 0 or ground potential. The unit 810 extracts the output signal YM including the heights of the left and right edge portions from the input signal YH, as long as the select input SEL from a count comparator 817 receives a first control signal indicating the presence of the left edge portion pixels 1 to 84 and the first Display pixels 671 to 754 of the right edge portion. At other times, a second control signal from the count comparator 81 7 causes the blanking signal BLK from the input Ban to be coupled to the output of the unit 810 instead of the signal YH from the input A. The unit 814 and a count comparator 820 similarly operate to derive the edge sub-depth signal YL 'from the signal YL. The unit 812 couples the signal YF "from its input A to its output to produce the mid-section signal YC only when a control signal from a count comparator 818 indicates the presence of the mid-section pixels 75-680.
Dio Zählwertvergleicher 817,818 und 820 werden mit dem Videosignal VF" durch ein Impulssignal vom Ausgang eines Zählers 822 synchronisiert, der auf ein Taktsignal mit dem Vierfachen der Farbhilfsträgerfrequenz (4x fsc) und auf ein Horizontalzeilen-Synchronsignal H anspricht, abgeleitet aus dem Videosignal YF". Jeder Ausgangsimpuls des Zählers 822 entspricht einer Bildelementposition längs einer Horizontalzeile. Der Zähler 822 hat einen Anfangsvorsatz, indem er mit dem Zählwert -100 beginnt, entsprechend den 100 Bildelementen vom Beginn des negativ gerichteten Horizontalsynchronimpulses zum Zeitpunkt Ths bis zum Ende des Horizontalaustastintervalls, bei welchem das Bildelement 1 am Anfang des Horizontalzeilen-Wiedergabeintervalls erscheint. Somit steht der Zähler 822 am Anfang des Zeilenwiedergabeintervalls auf dem Zählwert „1". Es können auch andere Zähleranordnungen entwickelt werden. Die von der Demultiplexschaltung 816 angewandten Prinzipien können auch bei Multiplexschaltungen für die Durchführung eines in umgekehrter Richtung laufenden Signalkombinierungsvorgangs verwendet werden, wie er z. B. in der Randteil-Mittelteil-Kombinationsschaltung 28 nach Figur 1a abläuft.Dio count comparators 817, 818 and 820 are synchronized with the video signal VF "by a pulse signal from the output of a counter 822 responsive to a clock signal of four times the color subcarrier frequency (4x fsc) and a horizontal line sync signal H derived from the video signal YF". Each output pulse of the counter 822 corresponds to a pixel position along a horizontal line. The counter 822 has an initial header beginning with the count -100 corresponding to the 100 pixels from the beginning of the negative directed horizontal sync pulse at the time Ths to the end of the horizontal blanking interval at which the picture element 1 appears at the beginning of the horizontal line display interval. Thus, counter 822 is counted to "1" at the beginning of the line refresh interval Other counter arrangements may be developed The principles employed by demultiplexer circuit 816 may also be used in multiplexing circuits to perform a reverse signal combining operation, such as that described in US Pat B. runs in the edge part middle part combination circuit 28 of Figure 1a.
Die Figur 9zeigt Einzelheiten des Modulators 30 in den Kodierern 31 und 60 der Figur 1 a. Nach der Figur 9 werden Signale IN und ON, die mit dem Vierfachen der Chrominanzträgerfrequenz (4x fsc) erscheinen, jeweils an den Signaleingang eines zugeordneten Zwischenspeichers (Latch-Schaltung) 910 bzw. 912 gelegt. Dio Latch-Schaltungen 910 und 912 empfangen außerdem Taktsignale der Frequenz 4x fsc, um die Signale 2χ fsc, das einem invertierenden Schaltsignaleingang der Latch-Schaltung 910 und einem nichtinvertierenden Schaltsignaleingang der Latch-Schaltung 912 zugeführt wird. Die Signalausgänge der Latch-Schaltungen 910 und 912 sind zu einer einzigen Ausgangsleitung vereinigt, auf der die Signale I und Q abwechselnd erscheinen und zu den Signaleingängen einer nichtinvertierenden Latch-Schaltung 914 und einer invertierenden Latch-Schaltung 916 gelangen. Diese Latch-Schaltungen werden mit der Frequenz 4x fsc taktgesteuert, und jede von ihnen empfängt ein Schaltsignal der Chrominanzträgerfrequenz fsc, die erste an einem invertierenden und die zweite an einem nichtinvertierenden Eingang. Die nichtinvertierende Latch-Schaltung 914 liefert an ihrem Ausgang in abwechselnder Folge Signale I und Q positiver Polarität, und die invertierende Latch-Schaltung 916 liefert an ihrem Ausgang in abwechselnder Folge Signale I und Q negativer Polarität, also Signale -I, -Q. Die Ausgänge der Latch-Schaltungen 914 und 916 sind zu einer einzigen Ausgangsleitung zusammengefaßt, auf der die Signale I und Q in abwechselnder Folge und jeweils paarweise zwischen entgegengesetzten Polaritäten wechselnd erscheinen, also in der Folget, Q,-I,-Q... usw., um so das Signal CN zu bilden. Dieses Signal wird im Filter 32 gefiltert, bevor es in der Einheit 36 mit einer gefilterten Version des Luminanzsignals YN kombiniert wird, um das codierte NTSC-SignalC/SL zu erzeugen in der Form Y+ I, Y+ Q, Y- I, Y- Q1Y + I, Q + Q... usw. Die Figur 10 zeigt ein Filter für vertikale-zeitliche Filterung (vertikal-zeitliches Filter oder abgekürzt V-T-Filter), das durch Einstellung von Gewichtskoeffizienten a 1 bis a9 zu einem V-T-Bandpaßfilter, einem V-T-Bandsperrfilter oder einem V-T-Tiefpaßfilter gemacht werden kann. Die Tabelle in Figur 10a zeigt die Gewichtskoeffizienten für eine V-T-Bandpaßfilterung und eine V-T-Bandsperrfilterung, wie sie in dem hier offenbarten System verwendet werden. Ein H-V-T-Bandsperrfilter, beispielsweise ein Filter 34 der Figur 19, und H-V-T-Bandpaßfilter, die beispielsweise in dem Dekodiersystem der Figur 13 enthalten sind, umfassen jeweils die Kombination eines Horizontal-Tiefpaßfilters 1020 und eines V-T-Bandsperrfilters 1021, wie in Figur 10b gezeigt ist, und die Kombination eines Horizontal-Bandpaßfilters 1030 und eines V-T-Bandpaßfilters 1031, wie es in Figur 10c gezeigt ist. Im H-V-T-Bandsperrfilter nach Figur 10b hat das Horizontal-Tiefpaßfilter 1020 eine gegebene Grenzfrequenz und liefert eine gefilterte niedrigfrequente Signalkomponente. Dieses Signal wird in einer Kombinationsschaltung 1023 subtraktiv mit einer verzögerten Version des Eingangssignals aus einer Verzögerungseinheit 1022 kombiniert, um eine hochfrequente Signalkomponente zu erzeugen. Die niedrigfrequente Komponente wird mittels eine? Netzwerkes 1024 um eine Vollbildperiode verzögert, bevor sie an eine additive Kombins'Jonsschaltung 1025 gelegt wird, um ein Ausgangssignal zu liefern, das eine H-V-T-Bandsperrfilterung erfahren hat. Das V-T-Filter 1021 hat die in Figur 10a für das V-T-Bandsperrfilter angegebenen Gewichtskoeffizienten. Ein H-V-T-Bandpaßfilter, wie es z. B. im Kodierer der Figur 13 enthalten ist, besteht nach der Figur 10c aus einem Horizontal-Bandpaßfilter 1030 mit einer gegebenen Grenzfrequenz in Kaskade mit einem V-T-Bandpaßfilter 1031, das die in der Tabelle der Figur 10a für V-T-Bandpaßfilter angegebenen Gewichtskoeffizienten aufweist.FIG. 9 shows details of modulator 30 in encoders 31 and 60 of FIG. 1a. Referring to Figure 9, signals IN and ON appearing at four times the chrominance carrier frequency (4x fsc) are respectively applied to the signal input of an associated latch (latch) 910 and 912, respectively. Dio latch circuits 910 and 912 also receive clock signals of frequency 4x fsc to supply the signals 2χ fsc supplied to an inverting switching signal input of latch circuit 910 and a non-inverting switching signal input of latch circuit 912. The signal outputs of the latch circuits 910 and 912 are combined into a single output line on which the signals I and Q appear alternately and go to the signal inputs of a non-inverting latch 914 and an inverting latch 916. These latches are clocked at the frequency 4xfsc and each of them receives a chrominance carrier frequency switching signal fsc, the first at an inverting input and the second at a noninverting input. The non-inverting latch 914 provides at its output in alternating sequence signals I and Q of positive polarity, and the inverting latch 916 provides at its output in an alternating sequence signals I and Q of negative polarity, ie signals -I, -Q. The outputs of the latch circuits 914 and 916 are combined into a single output line on which the signals I and Q appear alternately and in pairs alternately between opposite polarities, that is in the sequence, Q, -I, -Q ... etc., so as to form the signal CN. This signal is filtered in the filter 32 before being combined in the unit 36 with a filtered version of the luminance signal YN to produce the encoded NTSC signal C / SL in the form Y + I, Y + Q, Y-I, Y-Q 1 Y + I, Q + Q ... etc. FIG. 10 shows a filter for vertical-temporal filtering (vertical-temporal filter or abbreviated VT-filter) by setting weighting coefficients a 1 to a9 into a VT band-pass filter , a VT notch filter or a VT low pass filter. The table in Figure 10a shows the weighting coefficients for VT bandpass filtering and VT bandstop filtering as used in the system disclosed herein. An HVT notch filter, such as a filter 34 of Figure 19, and HVT bandpass filters included in the decoding system of Figure 13, for example, each comprise the combination of a horizontal lowpass filter 1020 and a VT bandstop filter 1021 as shown in Figure 10b and the combination of a horizontal bandpass filter 1030 and a VT bandpass filter 1031 as shown in Figure 10c. In the HVT bandstop filter of Figure 10b, the horizontal low pass filter 1020 has a given cutoff frequency and provides a filtered low frequency signal component. This signal is subtractively combined in a combining circuit 1023 with a delayed version of the input signal from a delay unit 1022 to produce a high frequency signal component. The low-frequency component is using a? Delay network 1024 by one frame period before being applied to an additive combiner circuit 1025 to provide an output signal that has undergone HVT notch filtering. The VT filter 1021 has the weight coefficients indicated in FIG. 10a for the VT bandstop filter. An HVT bandpass filter, as z. For example, as shown in the encoder of Figure 13, Figure 10c consists of a horizontal bandpass filter 1030 having a given cut-off frequency in cascade with a VT bandpass filter 1031 having the weight coefficients indicated in the table of Figure 10a for VT bandpass filters.
Das Filter der Figur 10 enthält eine Vielzahl kaskadengeschalteter Speichereinheiten (M) 1010a bis 1010h, um an einzelnen Anzapfungen 11 bis 19 fortschreitend Signal verzögerungen zu erhalten und eine Filter-Gesamtverzögerung zu liefern. Die an den Anzapfungen abgenommenen Signale werden jeweils einem Eingang zugeordneter Multiplizierschaltungen 1012a bis 1012i zugeführt. Ein weiterer Eingang jeder Multiplizierschaltung empfängt ein vorgeschriebenes Gewichtungssignal a 1 bis a 9, je nach der Natur des durchzuführenden Filterungsvorgangs. Die Natur des Filterungsvorgangs schreibt auch die Verzögerungen vor, die von den Speichereinheiten 1010a bis 1010h eingeführt werden.The filter of FIG. 10 includes a plurality of cascaded memory units (M) 1010a-1010h to progressively receive signal delays at individual taps 11-19 and provide a total filter delay. The signals taken at the taps are respectively supplied to an input of associated multiplier circuits 1012a to 1012i. Another input of each multiplying circuit receives a prescribed weighting signal a 1 to a 9, depending on the nature of the filtering operation to be performed. The nature of the filtering process also dictates the delays introduced by the storage units 1010a-1010h.
Filter für die horizontale Dimension enthalten Bildelement-Speicherelemente, so daß die Filter-Gesamtverzögerung kürzer ist als eine Horizontalzeilenperiode (1 H). Filter für die vertikale Dimension enthalten ausschließlich Zeilen-Speicherelemente, und Filter für die zeitliche Dimension enthalten ausschließlich Vollbild-Speicherelemente. Somit besteht ein dreidimensionales H-V-T-Filter aus einer Kombination von Bildelement-Speicherelementen (< 1 H), Zeilen-Speicherelementen (1 H) und Vollbild-Speicherelementen (> 1 H), während ein V-T-Filter nur die beiden letztgenannten Typen von Speicherelementen enthält. Die gewichteten angezapften (zueinander verzögerten) Signale von den Elementen 1012a bis 1012 i werden in einer Additionsstufe 1015 kombiniert, um ein gefiltertes Ausgangssignal zu liefern.Horizontal dimension filters contain pixel memory elements such that the total filter delay is shorter than one horizontal line period (1H). Vertical dimension filters contain only line storage elements, and temporal dimension filters contain only full-screen storage elements. Thus, a three-dimensional HVT filter consists of a combination of pixel memory elements (<1H), row memory elements (1H), and frame memory elements (> 1H), while a VT filter contains only the last two types of memory elements , The weighted tapped (mutually delayed) signals from the elements 1012a through 1012i are combined in an adder stage 1015 to provide a filtered output signal.
Solche Filter sind nichtrekursive Filter mit endlicher Impulsantwort (sogenannte Fl-R-Filter). Die Natur der von den Speicherelementen eingeführten Verzögerung hängt vom Typ des zu filternden Signals ab, und beim vorliegenden Beispiel auch davon, welches Maß an Übersprechen zwischen der Luminanz, der Chrominanz und den hochfrequenten Randteilsignalen toleriert werden kann. Die Schärfe der Filtorgrenzkennlinie und damit die Schärfe der Filterung wird verbessert, wenn man die Anzahl der kaskadengeschalteten Speicherelemente vergrößert.Such filters are non-recursive filters with finite impulse response (so-called Fl-R filters). The nature of the delay introduced by the memory elements depends on the type of signal to be filtered, and in the present example also on what degree of crosstalk between the luminance, the chrominance and the high-frequency edge portion signals can be tolerated. The sharpness of the Filtorgrenzkennlinie and thus the sharpness of the filtering is improved by increasing the number of cascaded memory elements.
Die Figur 1Od zeigt eines der gesonderten Filter im Netzwerk 16 der Figur 1 a. Dieses Filter enthält kaskadengeschaltete Speichereinheiten (Verzögerungseinheiten) 1040a bis 104Od und zugeordnete Multiplizierschaltungen 1042a bis 1042e mit bezeichneten Gewichtsfaktoren a 1 bis a 5, welche die Signale von Anzapfungen 11 bis 15 empfangen. Ferner ist eine Kombinationsschaltung 1045 vorgesehen, welche die gewichteten Ausgangssignale der Multiplizierschaltungen a 1 bis a5 summiert, um daraus ein Ausgangssignal zu bilden.FIG. 10d shows one of the separate filters in network 16 of FIG. 1a. This filter includes cascaded memory units (delay units) 1040a to 104Od and associated multiplier circuits 1042a to 1042e having designated weighting factors a 1 to a 5, which receive the signals from taps 11 to 15. Further, a combination circuit 1045 is provided which sums the weighted output signals of the multiplier circuits a 1 to a5 to form an output signal therefrom.
Uie Figur 11a zeigt eine Intraframe-Mittelungseinrichtung, die sich für die Intraframe-Mittelungseinrichtungen 64 und 76 der Figur 1 a eignet. An das Verzögerungsnetzwerk mit den 262-H-Verzögerungselementen 1110 und 1112 und auch an einen Eingang eines Multiplexers (MUX) 1115, der mit der Halbbildfrequenz auf ein 30-Hz-Schaltsignal hin geschaltet wird, wird ein zusammengesetztes Videosignal gelegt. Das 30-Hz-MUX-Schaltsignal ist vertikal synchronisiert als Reaktion auf Vertikalintervall-Synchronimpulse, die zu dem zusammengesetzten Eingangsvideosignal gehören. Ein anderer Eingang des Multiplexers (MUX) 1115 empfängt ein Signal von einem Ausgang des Verzögerungselementes 1112. Zusätzlich kombiniert eineFIG. 11a shows an intraframe averaging device suitable for the intraframe averaging devices 64 and 76 of FIG. 1a. A composite video signal is applied to the delay network having the 262-H delay elements 1110 and 1112 and also to one input of a multiplexer (MUX) 1115 which is switched to a 30-Hz switching signal at the field frequency. The 30 Hz MUX switch signal is vertically synchronized in response to vertical interval sync pulses associated with the composite input video signal. Another input of the multiplexer (MUX) 1115 receives a signal from an output of the delay element 1112. In addition, one combines
Verzö^erungselementen 1110 und 1112, nachdem diese Signale von einem Mittelungsfaktor Ίι bewertet worden sind. Dieser Gewichtsfaktor kann von geegienten Matrixnetzwerken innerhalb der Kombinationsschaltung 1118 oder mit Hilfe von Signalmultiplizierschaltungen geliefert werden, die jeweils in den Eingangssignalpfaden der Kombinationsschaltung 1118 angeordnet sind.Delays 1110 and 1112 after these signals have been evaluated by an averaging factor Ίι . This weighting factor may be provided by geegienten matrix networks within the combination circuit 1118 or by means of Signalmultiplizierschaltungen, which are each arranged in the input signal paths of the combination circuit 1118.
Die Signale „Y1 + C1" und „Y1 + C2" sind zusammengesetzte, im Abstand von 262H befindliche, Farbvideosignale in aufeinanderfolgenden ersten und zweiten Halbbildern, und das Signal „M1" ist ein i Uraframo-gemitteltes Ausgangssignal, wie es beispielsweise in Figur 1 d gezeigt ist. Während eines ersten Halbbildes befindet sich der Multiplexer 1115 in einer Eingangsposition „1" und überträgt das Signal Y2 + C2 an die Kombinationsschaltung 1118, in welcher es mit dem Signal Y1 + C ?. der Mittelanzapfung summiert wird, um ein ausgangsseitiges Mittelwertsignal M1 zu erzeugen. Beim nächsten Halbbild enthält die Mittelanzapfung zwischen den Verzögerungselementen 1110 und 1112 den Signalwert Y2 + C 2 und den Multiplexer 1115 befindet sich in Position „2" zum Selektieren des Signalpfades vom Ausgang des Verzögerungselementes 1112, welches den Signalwert Y1 + C1 enthält, wodurch derselbe Mittelungswert des Signals M1 vom Ausgang der Kombinationsschaltung 1118 geliefert wird. Die beschriebene Einrichtung erzeugt identische, im Abstand von 262 H befindliche Bildelemente und ist bei der Anwendung eines Miitelungsprozesses nicht begrenzt. Es können beliebige Gewichtswerte verwendet werden, um eine gewünschte gewichtete Kombination von Bildelementpaaren zu erzeugen, und es können auch Verzögerungen, die von 262H abweichen, verwendet werden (zusammen mit einer zugehörigen Änderung der Schaltfrequenz des Multiplexers), und zwar in Abhängigkeit von den Erfordernissen eines bestimmten Systems. Die Figur 11b veranschaulicht eine frequenzselektive Intraframe-Mittelungseinrichtung, die sich als Intraframe-Mittelungseinrichtung 38 der Figur 1 a eignet. Die Figur 11 b enthält die Anordnung der Figur 11 a mit der Ausnahme, daß mit einer Kombinationsschaltung 1128 die subtraktive und nicht die additive Signalkombination verbunden ist, und daß ein Filter 1130, ein Gatter 1132 und eine Kombinationsschaltung 1134 dazugehören. Kurz gesagt, ist für den Ausgang der Kombinationsschaltung 1128 ein Unterschied der Halbbilder und nicht ein Mittelwert wie in der Anordnung der Figur 11a repräsentativ. Dieser Unterschied ist im wesentlichen ein Auslöschungsterm, welcher rückwärts zu dem Signal Y1 + C1 in der Kombinationsschaltung 1134 zum Auslöschen des Unterschiedes zwischen aufeinanderfolgenden Halbbildern hinzugefügt wird, um sicherzustellen, daß die Anteile der aufeinanderfolgenden Halbbilder identisch gemittelt sind. Das Filter 1130 filtert den Auslöschungsterm vom Ausgang der Kombinationsschaltung 1128, um den Mittelungsprozeß auf einen gewünschten Frequenzbereich einzuschränken. Das Gatter 1132 wird gesteuert, um festzustellen, wenn der Mittelungsprozeß in einem Bildintervall erfolgt, in diesem Fall in dem Mittelteilbereich, abgesehen von den zeitlich komprimierten Randteilbereichen.The signals "Y1 + C1" and "Y1 + C2" are composite color video signals at 262H intervals in successive first and second fields, and the signal "M1" is an intra-frame averaged output signal as shown in FIG. 1, for example During a first field, the multiplexer 1115 is in an input position "1" and transmits the signal Y2 + C2 to the combiner 1118, in which it is coupled to the signal Y1 + C? the center tap is summed to produce an output-side average signal M1. In the next field, the center tap between the delay elements 1110 and 1112 contains the signal value Y2 + C 2 and the multiplexer 1115 is in position "2" for selecting the signal path from the output of the delay element 1112 containing the signal value Y1 + C1, thereby obtaining the same averaging value The described device produces identical pixels spaced 262 H apart and is not limited in the application of a matte process Any weight values may be used to generate a desired weighted combination of pixel pairs and delays other than 262H may be used (along with an associated change in the switching frequency of the multiplexer), depending on the requirements of a particular system. Averaging device, which is suitable as an intraframe averaging device 38 of Figure 1 a. Figure 11b contains the arrangement of Figure 11a except that the combination circuit 1128 combines the subtractive and not the additive signal combination, and that a filter 1130, a gate 1132, and a combiner 1134 are included. In short, for the output of the combinational circuit 1128, a difference of the fields and not an average value is representative as in the arrangement of Figure 11a. This difference is essentially an erasure term added backwards to the signal Y1 + C1 in the combiner 1134 for canceling the difference between successive fields to ensure that the portions of the successive fields are averaged identically. Filter 1130 filters the cancellation term from the output of combiner 1128 to limit the averaging process to a desired frequency range. The gate 1132 is controlled to detect when the averaging process occurs in an image interval, in this case in the middle portion, except for the temporally compressed edge portions.
Insbesondere weisen die Eingangssignalpfade zur Kombinationsschaltung 1128 Signalgewichtskoeffizienten von 1A und -Vj auf, wie es dargestellt ist, so daß das Ausgangssignal von der Kombinationsschaltung 1128 der Differenz in dem Informationsgehalt der Eingangssignale für die Kombinationsschaltung 1128 entspricht, welche in benachbarten Halbbildern zeitlich um 262 H voneinander getrennt sind. Die komplementären Gewichtskoeffizienten können durch Benutzung der Signalmultiplizierschaltungen in den jeweiligen Eingangspfaden der Kombinationsschaltung 1128 zur Verfugung gestellt werden oder auch durch die Anordnung der Kombinationsschaltung 1128 als Differenzverstärker. Das Ausgangssignal von der Kombinationsschaltung 1128 wird in einem 1,5-MHz-Horizontal-Hochpaßfilter 1130 gefiltert, bevor es an ein elektronisches Übertragungsgatter 1132 gelegt wird. Das Gatter 1132 spricht auf ein Schaltsteuersignal für den Durchlaß des hochfrequenten Signals vom Ausgang eines Filters 1130 nur während des Mittelteils des Hauptsirjnals (Komponente 1) an. Zu dieser Zeit ist das Gatter 1132 offen (leitend). Das Gatter 1132 ist während der zeitlich komprimierten Randteilbereiche des Hauptsignals geschlossen (nichtleitend), beispielsweise während der dargestellten positiven Impulsintervalle des Steuersignals. Das Ausgangssignal vom Gatter 1132 wird in einer Kombinationsschaltung 1134 mit dem zusammengesetzten Videosignal summiert, das am Punkt der Mittelanzapfung zwischen den Verzögerungselementen 1120 und 1122 erscheint. Das Steuersignal des Gatters ist, ausgelöst durch den Vertikalintervall-Synchronimpuls, mit dem zugehörigen zusammengesetzten Eingangsvideosignal vertikal synchronisiert. Das Steuersignal des Gatters ist auch horizontal synchronisiert. Die Horizontalsynchronisation kann durch Ansprechen auf die Horizontalzeilen-Synchronimpulskomponente des zusammengesetzten Eingangsvideosignals einschließlich eines Bildelementzählers erreicht werden, um die Zeitsteuerung der positiven Impulskomponenten des Gatter-Steuersignals, das jedem Horizontalzeilen-Synchronimpuls folgt, zu bestimmen. Zwischen einem Horizontalzeilen-Synchronimpuls und dem ersten Bildelement kann leicht ein vorbestimmtes Zeitintervall untergebracht werden.In particular, the input signal paths to combiner 1128 have signal weight coefficients of 1 A and -V j, as shown, such that the output from combiner 1128 equals the difference in the information content of the input signals to combiner 1128, which is 262 H in time in adjacent fields are separated from each other. The complementary weighting coefficients may be provided to the combiner circuit 1128 by using the signal multiplying circuits in the respective input paths, or by the arrangement of the combinational circuit 1128 as the differential amplifier. The output signal from combination circuit 1128 is filtered in a 1.5 MHz horizontal high pass filter 1130 before being applied to an electronic transmission gate 1132. Gate 1132 is responsive to a switching control signal for passing the high frequency signal from the output of a filter 1130 only during the middle portion of the main line (component 1). At this time, the gate 1132 is open (conducting). Gate 1132 is closed (nonconducting) during the time-compressed edge portions of the main signal, for example during the illustrated positive pulse intervals of the control signal. The output from gate 1132 is summed in combination circuit 1134 with the composite video signal appearing at the point of center tap between delay elements 1120 and 1122. The control signal of the gate is vertically synchronized with the associated composite input video signal, triggered by the vertical interval sync pulse. The control signal of the gate is also synchronized horizontally. The horizontal synchronization can be achieved by responding to the horizontal line synchronizing pulse component of the composite input video signal including a picture element counter to determine the timing of the positive pulse components of the gate control signal following each horizontal line synchronizing pulse. Between a horizontal line sync pulse and the first picture element, a predetermined time interval can easily be accommodated.
Nachfolgend wird wieder auf Figur 1 d zusammen mit Figur 11 b Bezug genommen. Wenn sich der Multiplexer 1125, wie gezeigt, in Position 1 befindet und Gatter 1132 geschlossen ist, dann erscheint nur das zusammengesetzte Videosignal Y1 + C1 von der Mittelanzapfung zwischen den Elementen 1120 und 1122 am Ausgang der Kombinationsschaltung 1134. Daher ist zu diesemIn the following, reference is again made to FIG. 1 d together with FIG. 11 b. As shown, when multiplexer 1125 is in position 1 and gate 1132 is closed, only the composite video signal Y1 + C1 appears from the center tap between elements 1120 and 1122 at the output of combiner 1134
Zeitpunkt das Ausgangssignal der Kombinationsschaltung 1134 die unveränderte komprimierte Randteilinformation des zusammengesetzten Videosignals Y1 + C 1,diezum Halbbild 1 gehört. Das Ausgangssignal der Kombinationsschaltung 1134 ist die unveränderte komprimierte Randteilinformation des zusammengesetzten Videosignals Y2 + C2 für das nachfolgende Halbbild 2, wenn der Multiplexer 1125 die Position 2 einnimmt.When the output of the combining circuit 1134 is the unchanged compressed edge portion information of the composite video signal Y1 + C 1 belonging to the field 1. The output of the combining circuit 1134 is the unchanged compressed edge portion information of the composite video signal Y2 + C2 for the subsequent field 2 when the multiplexer 1125 occupies position 2.
Wenn sich der Multiplexer 1125 für Halbbild 1 in Position 1 befindet und das Gatter 1132 während des Mittelteilintervalls zwischen den Randteilintervallen geschlossen ist, enthält das Ausgangssignal der Kombinationsschaltung 1134, die Signalkomponenten Y1 + C1 und M1. Die Komponente Y1 + C1 enthält unverändert, d. h. nicht intraframe-gemittelt, die Mittelteilinformation bei und unterhalb von annähernd 1,5MHz. Die Komponente M1 enthält die intraframe-gemittelte Mittelteilinformation oberhalb von annähernd 1,5MHz. Wenn sich der Multiplexer 1125 während des nachfolgenden Halbbildes 2 in Position 2 befindet und das Gatter 1132 während des Mittelteilintervalls geschlossen ist, enthält das Ausgangssignal von der Kombinationsschaltung 1134 die intraframe-gemittelto Komponente 1, wie oben erläutert, und die Komponente Y2 + C2. Die letztere Komponente enthält die unveränderte (nicht intraframo-gemittelte) Mittelteilinformation bei und unterhalb von annähernd 1,5MHz. Die Figur 12 zeigt eine Raster-Abbildungseinrichtung, die für die Zeitdehnungs- und Zeitkomprimierungseinrichtungen in den Figuren 6 und 7 verwendet werden kann. Die Wellenformen, auf die hierbei Bezug genommen wird, in der Figur 12a veranschaulichen den Abbildungsprozeß. Die Figur 12a zeigt tine Eingangssignalwellenform S mit einem mittleren Teil zwischen den Bildelementen 84 und 670, der mittels eines Zeitdehnungsprozesses auf die Bildelementpositionen 1 bis 754 einerWhen multiplexer 1125 is in position 1 for field 1 and gate 1132 is closed during the mid-portion interval between the edge sub-intervals, the output of combining circuit 1134 contains the signal components Y1 + C1 and M1. The component Y1 + C1 contains unchanged, d. H. not intraframe averaged, the midsection information at and below approximately 1.5MHz. The component M1 contains the intraframe-averaged midsection information above approximately 1.5 MHz. When the multiplexer 1125 is in position 2 during the succeeding field 2 and the gate 1132 is closed during the mid-portion interval, the output from the combiner 1134 includes the intraframe-averaged component 1 as discussed above and the component Y2 + C2. The latter component contains the unmodified (not intraframe averaged) midsection information at and below approximately 1.5 MHz. FIG. 12 shows a raster imaging device that can be used for the time-stretching and time-compression devices in FIGS. 6 and 7. The waveforms referred to herein in Figure 12a illustrate the imaging process. FIG. 12a shows an input signal waveform S with a middle part between the picture elements 84 and 670 which, by means of a time-stretching process, accesses the picture element positions 1 to 754 of FIG
End-Bildelemente 1 und 754 der Wellenform Wabgebildet. Die dazwischenliegenden Bildelemente werden infolge der zeitlichen Dehnung nicht direkt in einem Positionsverhältnis 1:1 abgebildet, in manchen Fällen nicht einmal in einem ganzzahligen Positionsverhältnis. Der letztgenannte Fall gilt z. B., wenn die Bildelementposition 85,33 der Wellenform S der ganzzahligen Bildelementposition 3 der Ausgangswellenform W entspricht. Die Bildelementposition 85,33 des Signals S enthält einen ganzzahligen Teil (85), und einen Bruchteil DX (0,33), und die Bildelementposition 3 der Wellenform W enthält einen ganzzahligen Teil (3) und einen Bruchteil (O).End picture elements 1 and 754 of the waveform Wab. The intervening pixels are not imaged directly in a position ratio of 1: 1 as a result of the temporal strain, in some cases not even in an integer positional relationship. The latter case applies z. For example, when the pixel position 85, 33 of the waveform S corresponds to the integer pixel position 3 of the output waveform W. The pixel position 85, 33 of the signal S contains an integer part (85), and a fraction DX (0.33), and the pixel position 3 of the waveform W contains an integer part (3) and a fraction (O).
In der Anordnung nach Figur 12 liefert ein mit der Frequenz 4x fsc arbeitender Bildelementzähler 1210 ein ausgangsseitiges Schreibadressen (Write Address)-Gignal M, das Bildelementpositionen (1 ...754) eines Ausgangsrasters repräsentiert. Das Signal M wird einem programmierbaren Festwertspeicher (PROM-Speicher) 1212 zugeführt, der eine Nachschlagetabelle programmierter Werte enthält, die von der Natur der durchzuführenden Rasterabbildung abhängen, z. 8. davon, ob die Abbildung komprimierend oder dehnend ist. Als Antwort auf das Signal M liefert der PROM-Speicher 1212 ein ausgangsseitiges Leseadressen (READ ADDRESS)-Signal N, welches eine ganze Zahl darstellt, und ein Ausgangssignal DX, das eine Bruchzahl darstellt, die gleich oder größer als Null ist, jedoch kleiner als 1. Im Falle eines 6-Bit-Signals DX (26 = 64) zeigt das Signal DX die Bruchteile 0, Vm, Ve>„ Vu... <*/». In the arrangement of Figure 12, a pixel counter 1210 operating at frequency 4x fsc provides an output-side write address signal M representing pixel positions (1 ... 754) of an output raster. The signal M is fed to a programmable read-only memory (PROM) 1212 which contains a look-up table of programmed values which depend on the nature of the raster image to be performed, e.g. 8. Whether the image is compressing or stretching. In response to the signal M, the PROM memory 1212 provides an output read address (READ ADDRESS) signal N representing an integer and an output DX representing a fraction equal to or greater than zero but less than 1. In the case of a 6-bit signal DX (2 6 = 64), the signal DX shows the fractions 0, Vm, Ve>"Vu ... <* /».
Der PROM-Speicher 1212 erlaubt eine dehnende oder komprimierende Darstellung eines Videoeingangssignals S als Funktion der gespeicherten Werte des Signals N. So werden als Antwort auf ganzzahlige Werte des Bildelement-Positionssignals M ein programmierter Wert das Leseadressensignals N und ein programmierter Wert des Bruchteilsignals DX geliefert. Um beispielsweise eine Signaldehnung durchzuführen, ist der PROM-Speicher 1212 so ausgelegt, daß er die Signale N mit einer langsameren Geschwindigkeit liefert als die Signale M. Wenn umgekehrt eine Komprimierung erfolgen soll, liefert der PROM-Speicher 1212 die Signale N mit einer größeren Geschwindigkeit als die Signale M.The PROM memory 1212 permits a stretched or compressed representation of a video input signal S as a function of the stored values of the signal N. Thus, in response to integer values of the pixel position signal M, a programmed value of the read address signal N and a programmed value of the fractional signal DX are provided. For example, to perform signal expansion, the PROM memory 1212 is designed to provide the signals N at a slower rate than the signals M. Conversely, if compression is to occur, the PROM memory 1212 provides the N signals at a faster rate as the signals M.
Das Videoeingangssignal S wird durch kaskadengeschaltete Bildelement-Verzögerungselemente 1214a, 1214b und 1214c verzögert, um Videosignale S (N + 2), S (N + 1) und S (N) zu erzeugen, bei denen es sich um zueinander verzögerte Versionen des Videoeingangssignals handelt. Diese Signale werden auf Videosignaleingängen zugehöriger Doppelanschluß-Speicher 1216a bis 1216d gegeben, wie sie an sich bekannt sind. Das Signal M wird an den Schreibadresseneingang eines jeden der Speicher 1216a bis 1216d gelegt, und das Signal N wird an den Leseadresseneingang eines jeden der Speicher 1216a bis 1216d gelegt.The video input signal S is delayed by cascaded picture element delay elements 1214a, 1214b, and 1214c to produce video signals S (N + 2), S (N + 1), and S (N), which are mutually delayed versions of the video input signal , These signals are applied to video signal inputs of associated dual port memories 1216a-1216d, as known in the art. The signal M is applied to the write address input of each of the memories 1216a to 1216d, and the signal N is applied to the read address input of each of the memories 1216a to 1216d.
Das Signal M bestimmt, wo ankommende Videosignalinformation in die Speicher eingeschrieben werden soll, und das Signal N bestimmt, welche Werte aus den Speichern gelesen werden sollen. Die Speicher sind so ausgelegt, daß sich Information in eine Adresse einschreiben läßt, während gleichzeitig eine andere Adresse ausgelesen wird. Die Ausgangssignale S(N — 1), S (N), S (N + 1) und S (N + 2) von den Speichern 1216a bis 1216d zeigen ein zeitlich gedehntes oder zeitlich komprimiertes Format, abhängig vom Lese/Schreib-Betrieb der Speicher 1216a bis 1216d, was davon abhängt, wie der PROM-Speicher 1212 programmiert ist.The signal M determines where incoming video signal information is to be written into the memories, and the signal N determines which values are to be read from the memories. The memories are designed so that information can be written into one address while simultaneously reading out another address. The output signals S (N-1), S (N), S (N + 1) and S (N + 2) from the memories 1216a to 1216d show a time-expanded or time-compressed format depending on the read / write operation of the memories Memory 1216a to 1216d, which depends on how the PROM memory 1212 is programmed.
Die Signale S (N - 17), S (N), S (N + 1) und S (N + 2) von den Speichern 1216a bis 1216d werden in einem linearen Vierpunkt-Interpolator verarbeitet, der Filter 1220 und 1222 zur Spitzenwertbildung (Spitzenfilter), einen PROM-Speicher 1225 und einen linearen Zweipunkt-Interpolator 1230 enthält; Einzelheiten dieser Teile sind in den Figuren 12b und 12c veranschaulicht. Die Spitzenfilter 1220 und 1222 empfangen drei Signale aus der Gruppe der Signale S (N - 1), S (N), S (N + 1) und S (N + 2) in der gezeigten Auswahl und empfangen außerdem ein Spitzenwertsignal PX. Der Wert des Spitzenwertsignals PX ändert sich von 0 bis 1 als Funktion des Wertes des Signals DM, wie in Figur 12d gezeigt, und wird vom PROM-Speicher 1225 als Antwort auf das Signal DX abgegeben. Der PROM-Speicher 1225 enthält eine Nachschlagetabelle und ist so programmiert, daß er als Antwort auf einen gegebenen Wert von DX einen gegebenen Wert von PX liefert.The signals S (N-17), S (N), S (N + 1), and S (N + 2) from the memories 1216a to 1216d are processed in a four-point linear interpolator, the peaks 1220 and 1222 (FIG. Peak filter), a PROM memory 1225, and a linear two-point interpolator 1230; Details of these parts are illustrated in Figures 12b and 12c. The peak filters 1220 and 1222 receive three signals from the group of signals S (N-1), S (N), S (N + 1), and S (N + 2) in the shown selection and also receive a peak signal PX. The value of the peak signal PX changes from 0 to 1 as a function of the value of the signal DM as shown in Figure 12d and is output from the PROM memory 1225 in response to the signal DX. The PROM memory 1225 contains a look-up table and is programmed to provide a given value of PX in response to a given value of DX.
Die Spitzenfilter 1220 und 1222 liefern zwei zueinander verzögerte Videosignale S' (N) und S' (N + 1), die eine Spitzenwertbildung erfahren haben, an den linearen Zweipunkt-Interpolator 1230, der auch das Signal DX empfängt. Der Interpolator 1230 liefert ein (komprimiertes oder gedehntes) Videoausgangssignal W, das definiert ist durch den AusdruckThe peak filters 1220 and 1222 provide two mutually delayed video signals S '(N) and S' (N + 1) which have been peaked to the two-position linear interpolator 1230, which also receives the signal DX. The interpolator 1230 provides a (compressed or stretched) video output W defined by the term
W = S' (N) + DX [S'(N + 1) - S'(N)].W = S '(N) + DX [S' (N + 1) -S '(N)].
Die beschriebene Funktion der Vierpunkt-Interpolation und Spitzenwertbildung ist vorteilhafterweise angenähert eine (sin X)/X-Interpolationsfunktion mit guter Auflösung der hochfrequenten Details.The described function of four-point interpolation and peaking is advantageously approximated to a (sin X) / X interpolation function with good resolution of the high-frequency details.
Die Figur 12 b zeigt Einzelheiten der Spitzenfilter 1220 und 1222 und des Interpolators 1230. Mach der Figur 12b werden die Signale S (N - 1), S (N) und S (N + 1) einer Gewichtungsschaltung 1240 im Spitzenfilter 1220 zugeführt, in der diese Signale (in der aufgezählten Reihenfolge) mit Spitzenwertkoeffizienten — '/·», V2 und —'/« gewichtet werden. Wie in Figur 12c gezeigt, enthält die Gewichtungsschaltung 1240 Multiplizierschaltungen 1241 a bis 1241 c, um die Signale S (N - 1), S (N) und S (N + 1) jeweilsFigure 12b shows details of the peak filters 1220 and 1222 and the interpolator 1230. Referring to Figure 12b, the signals S (N-1), S (N) and S (N + 1) are applied to a weighting circuit 1240 in the peak filter 1220, in These signals (in the order listed) are weighted with peak coefficients - '/ · », V2 and -' /«. As shown in Fig. 12c, the weighting circuit 1240 includes multiplying circuits 1241a to 1241c for receiving the signals S (N-1), S (N) and S (N + 1), respectively
mit dem zugeordneten Spitzenwertkoeffizienten -'Λ bzw. V2 bzw. -1A zu multiplizieren. Die Ausgangssignale der Multiplizierschaltungen 1241 a bis 1241 c werden in einer Additionsstufe 1242 summiert, um ein Spitzenwertsignal P (N) zu erzeugen, das in einer weiteren MultipHzierschaltung 1243 mit dem Signal PX multipliziert wird, um ein Spitzenwertsignal zu liefern, das dann in einer Additionsstufe 1244 mit dem Signal S (NJ summiert wird, um das Spitzenwertsignal S' (N) zu liefern. Das Spitzenfilter 1222 hat eine gleichartige Struktur und Wirkungsweise.with the associated peak coefficient -'Λ or V2 or - 1 A to multiply. The output signals of the multiplier circuits 1241a through 1241c are summed in an adder stage 1242 to produce a peak signal P (N) which is multiplied in a further multipath circuit 1243 by the signal PX to provide a peak signal which is then applied in an adder stage Is summed with the signal S (NJ) to provide the peak signal S '(N) The peak filter 1222 has a similar structure and operation.
Im Zweipunkt-Interpolator 1230 wird das Signal S' (N) mittels einer Subtrahierschaltung 1232 vom Signal S' (N + 1) subtrahiert, um ein Differenzsignal zu erzeugen, das in einer Multiplizierschaltung 1234 mit dem Signal DX multipliziert wird. Das Ausgangssignal der Multiplizierschaltung 1234 wird in einer Additionsstufe 1236 mit dem Signal S' (N) summiert, um das Ausgangssignal W zu erzeugen.In the two-point interpolator 1230, the signal S '(N) is subtracted from the signal S' (N + 1) by means of a subtractor 1232 to produce a difference signal which is multiplied in a multiplier circuit 1234 by the signal DX. The output of multiplier circuit 1234 is summed in an adder stage 1236 with signal S '(N) to produce output signal W.
Die Figur 15 zeigt Einzelheiten der Intraframe-Verarbeitungseinrichtung 1324 der Figur 13. Die Dekodiereinrichtung der Figur 15 stimmt grundsätzlich mit der Kodiereinrichtung der Figur 11 b überein. Ein zusammengesetztes Eingangsvideosignal für die Verarbeitungseinrichtung 1324 in Figur 15 enthält in einem ersten Halbbild die Signalkomponenten „Y1 + C1" und „M1 + A1". In einem nachfolgenden zweiten Halbbild enthält das Eingangssignal die Komponenten „Y2 + C2" und „M1 - A1". Die Komponenten Y1 + C1,M1undY2 + C2,M1 sind Komponenten, die von der Intraframe-Verarbeitungseinrichtung 38 geliefert werden, wie diese in Verbindung mit Figur 11 b näher beschrieben ist. Die Komponenten +A1 und -A1 stellen das alternierendeFIG. 15 shows details of the intraframe processing device 1324 of FIG. 13. The decoding device of FIG. 15 basically corresponds to the coding device of FIG. 11b. A composite input video signal for the processing means 1324 in Fig. 15 includes in a first field the signal components "Y1 + C1" and "M1 + A1". In a subsequent second field, the input signal contains the components "Y2 + C2" and "M1-A1". The components Y1 + C1, M1 and Y2 + C2, M1 are components supplied by the intraframe processing device 38, as described in more detail in connection with Figure 11b. The components + A1 and -A1 represent the alternating
und 76 für die jeweiligen nachfolgenden Halbbilder moduliert ist. In diesem Zusammenhang wird auf die Figuren 1,1 a und insbesondere auf die Figur 1 d Bezug genommen.and 76 is modulated for the respective subsequent fields. In this context, reference is made to FIGS. 1 a and in particular to FIG. 1 d.
Die Intraframe-Verarbeitungseinrichtung der Figur 15 arbeitet im wesentlichen in der gleichen Weise wie die Anordnung der Figur 11 b, die zuvor erläutert wurde. Befindet sich der Multiplexer 1525 in Position 1, wird am Ausgang der Kombinationsschaltung 1528 die Komponente der Halbbilddifferenz gebildet. Nach der Filterung durch das Hochpaßfilter 1530 und eier Gatterverknüpfung durch die Einheit 1532 erhält man eine Komponente -A1, weiche, wenn sie in einer Kombinationsschaltung 1534 mit dem Signal Y1 + C1,M1 + A1 kombiniert wird, die modulierte zusätzliche Hilfsträgerkomponente (KAI) löscht, um ein wiedergewonnenes Hauptsignal Y1 f- C1, M1 zu erzeugen. Die Komponente Y1 + C1 des wiedergewonnenen Hauptsignals wird unterhalb der Grenzfrequenz des Hochpaßfilters 1530 von 1,7 MHz nicht verändert, und die Komponente M1 repräsentiert die intraframe-gemittelte Mittelteilinformation oberhalb von annähernd 1,7 MHz. Der Halbbilddifferenz-Löschterm (-A1) ist nach der Inversion in dem Verstärker 1535 mit der Verstärkung Eins das wiedergewonnene modulierte Zusatzsignal A1.The intraframe processor of Figure 15 operates in substantially the same manner as the Figure 11b arrangement previously discussed. If the multiplexer 1525 is in position 1, the component of the field difference is formed at the output of the combination circuit 1528. After filtering by high pass filter 1530 and gate combination by unit 1532, a component -A1 is obtained which, when combined in a combining circuit 1534 with signal Y1 + C1, M1 + A1, clears the modulated auxiliary subcarrier component (KAI) to generate a recovered main signal Y1 f-C1, M1. The component Y1 + C1 of the recovered main signal is not changed below the cut-off frequency of the 1.7 MHz high-pass filter 1530, and the component M1 represents the intraframe-averaged center part information above approximately 1.7 MHz. The field difference canceling term (-A1) after inversion in the unity gain amplifier 1535 is the recovered modulated additional signal A1.
Das wiedergewonnene Hauptsignal Y1 + C1, M1 entspricht dem Signal N in Figur 13 und wird in einem Netzwerk 1342, wie erläutert, weiter verarbeitet. Das wiedergewonnene Zusatzsignal A1 entspricht dem Signal M in Figur 13 und wird in einem Netzwerk 1326 demoduliert.The recovered main signal Y1 + C1, M1 corresponds to the signal N in FIG. 13 and is further processed in a network 1342 as explained. The recovered additional signal A1 corresponds to the signal M in FIG. 13 and is demodulated in a network 1326.
Die Figur 16 veranschaulicht die Wirkungsweise des Netzwerks 1324, wie es in Figur 15 gezeigt ist, für das nächste nachfolgendeFigure 16 illustrates the operation of the network 1324 as shown in Figure 15 for the next succeeding one
und der Multiplexer 1528 belegt für das Empfangssignal Y1 + C1, M1 + A1 die Position 2. Ein wiedergewonnenes Hauptsignal Y2 + C2, M1 wird am Ausgang der Kombinationsschaltung 1534 erzeugt, und ein entgegengesetzt phasenmoduliertes Zusatzsignal -A1 wird wiedergewonnen.and the multiplexer 1528 occupies the position 2 for the received signal Y1 + C1, M1 + A1. A recovered main signal Y2 + C2, M1 is generated at the output of the combinational circuit 1534, and an opposite phase-modulated additional signal -A1 is recovered.
In der Figur 18 läßt ein H-V-T-Bandpaßfilter 1810, welches wie dasjenige der Figur 10c aufgebaut ist und einen Durchlaßberoich von 3,58 + 0,5MHz aufweist, das Signal NTSCH zu einer subtraktiven Kombinationsschaltung 1814 hindurch, welche auch dasIn FIG. 18, an H-V-T bandpass filter 1810, which is constructed like that of FIG. 10c and has a passband of 3.58 + 0.5 MHz, passes the signal NTSCH to a subtractive combining circuit 1814, which also includes the FIG
abgetrennte Luminanz-Höhensignal YH erscheint am Ausgang der Kombinationsschaltung 1814. Das gefilterte NTSCH-Signal vom Filter 1810 wird in einem Demodulator 1816 als Reaktion auf das Chrominanz-Hilfsträgersignal SC zur Erzeugung der Chrominanzhöhen IH und QH quadraturdemoduliert.separated luminance level signal YH appears at the output of combiner 1814. The filtered NTSCH signal from filter 1810 is quadrature demodulated in demodulator 1816 in response to chrominance subcarrier signal SC to produce chrominance levels IH and QH.
In Figur 19 werden die Signale YN, IN und QN in die komprimierten Randteil-Tiefen YO, IO, QO und in die erweiterten Mittelteilsignale YE, IE, QE mit Hilfe einer Rand-Mittelteil-Signaltrenneinrichtung (Zeitdemultiplexer) 1940 aufgeteilt. Der Demultiplexer 1940 kann unter Verwendung der Prinzipien des Demultiplexers 816 der zuvor erläuterten Figur arbeiten. Die Signale YO, IO und QO erfahren mittels einer Zeitdehnungseinrichtung 1942 eine zeitliche Dehnung um einen Rand-Dehnungsfaktor (entsprechend dem Rand-Komprimierungsfaktor im Kodierer der Figur 1 a), um die ursprüngliche Einordnung der Randteil-Tiefen im Breitbildsignal wiederherzustellen; diese wiederhergestellten Randteil-Tiefen sind mit YL, IL und QL bezeichnet. In ähnlicher Weise erfahren, um Raum für die Randteile zu schaffen, die Mittelteilsignale YE, IE und QE in einer Zeitkomprimierungseinrichtung 1944 eine zeitliche Komprimierung um einen Mittelteil-Komprimierungsfaktor (entsprechend dem Mittelteil-Dehnungsfaktor im Kodierer nach Figur 1 a), um die ursprüngliche räumliche Einordnung des Mittelteilsignals im Breitbildsignal wiederherzustellen; die wiederhergestellten Mittelteilsignale sind mit YC, IC und QC bezeichnet. Die Zeitkomprimierungseinrichtung 1944 und die Zeitdehnungseinrichtung 1942 können von einem Typ sein, wie er zuvor in Figur 12 beschrieben wurde.In Fig. 19, the signals YN, IN and QN are divided into the compressed edge part depths Y0, IO, Q0 and the extended center part signals YE, IE, QE by means of an edge middle part signal separator (time demultiplexer) 1940. *** " The demultiplexer 1940 may operate using the principles of the demultiplexer 816 of the previously discussed figure. Signals YO, IO, and QO are time-stretched by a time-expansion means 1942 by an edge-strain factor (corresponding to the edge compression factor in the encoder of Figure 1 a) to restore the original ranking of the edge-portion depths in the wide-screen signal; these recovered edge part depths are labeled YL, IL and QL. Similarly, in order to make room for the edge portions, midrange signals YE, IE, and QE in a time compressor 1944 are time-compressed about a mid-portion compression factor (corresponding to the mid-scale expansion factor in the encoder of Figure 1 a) to the original spatial Restore alignment of the mid-section signal in the wide-screen signal; the recovered mid-section signals are labeled YC, IC and QC. The time compressor 1944 and the time expander 1942 may be of a type previously described in FIG.
Die räumlich wiederhergestellten Randteil-Höhen YH, IH und QH werden mit den räumlich wiederhergestellten Randteil-Tiefen YL, IL und QL in einer Kombinationsschaltung 1946 kombiniert, um rekonstruierte Randteilsignale YS, IS und QS zu erzeugen. Diese Signale werden mit den rekonstruierten Mittelteilsignalen YC, IC und QC in einem Kombinator 1960 zusammengefügt, um ein vollständig rekonstruiertes Breitbild-Luminanzsignal YF' und vollständig rekonstruierte Breitbild-Farbdifferenzsignale IF' und QF' zu bilden. Die Zusammenfügung der Randteil- und Mittelteil-Signalkomponenten erfolgt in einer Weise, bei welcher ein sichtbarer Saum an den Grenzen zwischen dem Mittelteil und den Randteilen praktisch eliminiert wird, wie es aus der nachfolgenden Beschreibung des Kombinators 1960 hervorgeht, der in Figur 14 gezeigt ist.The spatially recovered edge portion heights YH, IH, and QH are combined with the spatially recovered edge portion depths YL, IL, and QL in a combining circuit 1946 to produce reconstructed edge portion signals YS, IS, and QS. These signals are combined with the reconstructed center-part signals YC, IC and QC in a combiner 1960 to form a fully reconstructed wide-field luminance signal YF 'and fully reconstructed wide-field color difference signals IF' and QF '. The assembly of the edge part and middle part signal components is done in a manner in which a visible edge at the boundaries between the middle part and the edge parts is virtually eliminated, as will be apparent from the following description of the combiner 1960 shown in FIG.
In der Figur 20 werden die im Zeilensprungformat vorliegenden Signale IF' (oder QF') durch ein Element 2010 um 263H verzögert, bevor sie auf einen Eingang eines Doppelanschluß-Speichers 2020 gegeben werden. Dieses verzögerte Signal erfährt eine weitere Verzögerung um 262 H in einem Element 2012, bevor es in einer Additionsstufe 2014 mit dem Eingangssignal addiert wird. Das Ausgangssignal der Additionsstufe 2014 wird einem Frequenzhalbiernetzwerk 2016 zugeführt, bevor es an einen Eingang eines Doppelanschluß-Speichers 2018 geführt wird. Die Auslesung der Daten aus den Speichern 2020 und 2018 erfolgt mit einer Geschwindigkeit von 8x fsc, während das Einschreiben der Daten mit einer Geschwindigkeit von 4x fsc erfolgt. Die Ausgangssignale der Speicher 2018 und 2020 werden einem Multiplexer 2022 zugeführt, um Ausgangssignale IF (QF) im FormatIn FIG. 20, the interleaved IF '(or QF') signals are delayed by 263H by element 2010 before being applied to one input of a dual port memory 2020. This delayed signal experiences another delay of 262 H in a 2012 element before being added to the input signal in an addition stage 2014. The output of the adder 2014 is applied to a frequency bisecting network 2016 before being applied to one input of a dual port memory 2018. The reading of the data from the memories 2020 and 2018 takes place at a speed of 8x fsc, while the data is written at a speed of 4x fsc. The outputs of the memories 2018 and 2020 are applied to a multiplexer 2022 to provide output signals IF (QF) in the format
progressiver Abtastung zu erzeugen. In der Figur 20 sind auch die Wellenformen des im Zeilensprungformat vorliegenden Eingangssignals (zwei Zeilen, deren eine die Bildelement-Abtastmuster C und deren andere die Bildelement-Abtastmuster X enthält) und des im Format progressiver Abtastung erscheinenden Ausgangssignals mit den gleichen Bildelement-Abtastmustern C und X gezeigt.to produce progressive scanning. In Fig. 20, there are also the waveforms of the interlaced input signal (two lines of which one includes the picture element scanning patterns C and the other of which the picture element scanning patterns X) and the progressive scan format output having the same picture element scanning patterns C and X shown.
Die Figur 21 zeigt eine Anordnung, die als Wandler 1350 für das Signal YF' in Figur 13 verwendet w irden kann. Das Zeilensprungsignal YF' wird durch Elemente 2110 und 2112 verzögert, be /or es mit der unverzögerien Version in einem Addierer 2114 kombiniert wird. Das verzögerte Signal vom Element 2110 wird auf e'nen Doppelanschluß-Speicher 212' kleben. Das Ausgangssignal der Additionsstufe 2114 wird einem Frequenzhalbiernetzwerk 2116 zugeführt, dessen Ausga igssignal in einer Additionsstufe 2118 mit dem Signal YT add'ert wird. Das Ausgangssignal dir Additionsstufe 2118 wird einem Poppelanschluß-Speicher 2122 zugeführt. Die Speicher 2120 und 2122 werden mit einer Schre ibfrequenz von 4x fsc und mit einer Lesefrequenz von 8x fsc betrieben und liefern Ausgangssignale an einen Multiplexer 2124, der das Signal YF im Format progressiver Abtastung liefert.FIG. 21 shows an arrangement that can be used as the transducer 1350 for the signal YF 'in FIG. The interlaced signal YF 'is delayed by elements 2110 and 2112 before it is combined with the instantaneous version in adder 2114. The delayed signal from element 2110 will stick to a dual port memory 212 '. The output of the adder 2114 is applied to a frequency bisecting network 2116, the output signal of which is added to the signal YT in an adder 2118. The output signal you addition stage 2118 is supplied to a Poppelanschluß memory 2122. The memories 2120 and 2122 are operated at a write frequency of 4x fsc and at a read frequency of 8x fsc and provide output signals to a multiplexer 2124 which provides the progressive scan signal YF.
Die Figur 14 zeigt einen Randteil-Mittelteil-Kombinator, der z. B. für das Element 1960 in Figur 19 verwendet werden kann. Der in Figur 14 dargestellte Kombinator enthält ein Netzwerk 1410, das aus der Randteil-Luminanzkomponente YS und aus der Mittelteil-Luminanzkomponente YC das Luminanzsignal YF' mit voller Bandbreite erzeugt, und einen I-Signalkombinator 1420 und einen Q-Signalkombinator 1430, die in Aufbau und Wirkungsweise dem Netzwerk 1410 ähnlich sind. Der Mittelbereich und die Randteile werden absichtlich durch einige Bildelemente einander überlappt, z. B. 10 Bildelemente. Si mit haben die Mittelteil- und die Randteilsignale über den gesamten Kodierungs- und Übertragungsvorgang vor ihrer Zusammenführung einige Bildelemente in redundanter Weise gemeinsam.FIG. 14 shows a peripheral part-middle combiner, which is e.g. B. can be used for the element 1960 in Figure 19. The combiner illustrated in FIG. 14 includes a network 1410 that generates the full-bandwidth luminance signal YF 'from the edge-portion luminance component YS and the center-portion luminance component YC, and an I-signal combiner 1420 and a Q-signal combiner 1430 constructed as shown in FIG and operation are similar to the network 1410. The center area and the edge portions are intentionally overlapped by some picture elements, e.g. B. 10 picture elements. Si with the center and edge signals have some picture elements in redundant fashion throughout the encoding and transmission process prior to their merge.
Im Breitbildempfänger werden das Mittelteil und die Randteile aus den jeweils betreffenden Signalen wiedergewonnen, jedoch sind wegen der erfahrenen zeitlichen Dehnung, zeitlichen Komprimierung und Filterung der den einzelnen Bereichen zugeordneten Signale einige Bildelemente an den Grenzen zwischen Randteilen und Mittelteil verfälscht oder verzerrt. Die in Figur 14 dargestellten Wellenformen der Signale YS und YC zeigen die Überlappungsbereiche (OL) und die verfälschten Bildelemente (CP, zur Veranschaulichung etwas übertrieben). Gäbe es keine Überlappungsbereiche der einzelnen Teile, wurden die verfälschten Bildelemente aneinanderstoßen, so daß ein Saum sichtbar wäre. Es hat sich gezeigt, daß ein Überlappungsbereich von 10 Bildelementen breit genug ist, um drei bis fünf verfälschte Grenz-Bildelemente zu kompensieren. Die redunuiinten Bildelemente erlauben in vorteilhafter Weise ein gegenseitiges Überblenden von Rand- und Mittelteilen im Überlappungsbereich. Eine Multiplizierschaltung 1411 multipliziert das Randteilsignal YS mit einer Gewichtsfunktion W in den Überlaupuntisbereichen, wie durch die zugeordnete Wellenform dargestellt, bevor das Signal YS auf eine Kombination jschaltung 1415 gegeben wird. In ähnlicher Weise multipliziert eine Multiplizierschaltung 1412 das Mittelteilsignal YC η lit einer komplementären Gewichtsfunktion (1 - W) in den Überlappungsbereichen, wie mit der zugeordneten Wellenform dargestellt, bevor das Signal YC an die Kombinationsschaltung 1415 geführt wird. Diese Gewichtsfunktionen haben eine lineare rampenförmige Charakteristik in den Überlappungsbereichen und weisen Werte zwischen 0 und 1 auf. Nach der Bewertung werden die Randteil- und Mittelteil-Bildelemente in der Kombinationsschaltung 1415 summiert, so daß jedes rekonstruierte Bildelement eine lineare Kombination von Randteil- und Mittelteil-Bildelementen ist.In the widescreen receiver, the center part and the edge parts are recovered from the respective signals concerned, however, because of the experienced temporal stretching, temporal compression and filtering of the signals associated with each area some pixels are distorted or distorted at the boundaries between edge parts and middle part. The waveforms of signals YS and YC shown in Figure 14 show the overlap areas (OL) and the corrupted pixels (CP, somewhat exaggerated for purposes of illustration). If there were no overlapping areas of the individual parts, the falsified picture elements would collide, so that a hem would be visible. It has been found that an overlap area of 10 pixels is wide enough to compensate for three to five falsified boundary pixels. The red-inked picture elements advantageously allow a mutual blending of edge and middle parts in the overlapping area. A multiplier circuit 1411 multiplies the edge sub-signal YS by a weight function W in the super-loacting area as indicated by the associated waveform before applying the signal YS to a combination circuit 1415. Similarly, a multiplying circuit 1412 multiplies the center sub-signal YC η lit of a complementary weighting function (1-W) in the overlapping areas as shown with the associated waveform before passing the signal YC to the combining circuit 1415. These weight functions have a linear ramp-shaped characteristic in the overlap areas and have values between 0 and 1. After the evaluation, the edge-part and center-part picture elements in the combination circuit 1415 are summed so that each reconstructed picture element is a linear combination of edge-part and center-part picture elements.
Die Gewichtsfunktionen sollten vorzugsweise nahe den inneren Grenzen des Überlappungsbereichs dem Wert 1 und nahe den äußeren Grenzen dem Wert 0 zustreben. Dies stellt sicher, daß die verfälschten Bildelemente relativ wenig Einfluß auf die Grenzen der rekonstruierten Bereiche haben. Die dargestellte lineare rampenförmige Gewichtsfunktion erfüllt diese Forderung. Die Gewichtsfunktionen müssen aber nicht unbedingt linear sein, es können auch nichtlineare Gewichtsfunktionen verwendet werden, die in den Endbereichen (d.h. in der Nähe der Gewichtspunkte 1 und O) krummlinig oder gerundet sind. Eine solche Gewichtsfunktion läßt sich leicht dadurch erreichen, daß man eine lineare rampenförmige Gewichtsfunktion des dargestellten Typs filtert.The weight functions should preferably approach the value 1 near the inner limits of the overlap area and the value 0 near the outer limits. This ensures that the corrupted picture elements have relatively little influence on the boundaries of the reconstructed areas. The illustrated linear ramped weight function fulfills this requirement. However, the weight functions need not necessarily be linear, nonlinear weight functions curvilinear or rounded in the end regions (i.e., near the weight points 1 and 0) may also be used. Such a weighting function can be easily achieved by filtering a linear ramped weight function of the type shown.
Die Gewichtsfunktionen W und (1 - W) können leicht durch ein Netzwerk erzeugt werden, das eine Nachschlagetabelle, die auf ein Bildelementpositionen angebendes Eingangssignal anspricht, und eine subtraktive Kombinationsschaltung enthält. Die Bildpunktpositionen im Überiappungsbereich zwischen Rand- und Mittelteilen sind bekannt, und die Nachschlagetabelle kann entsprechend programmiert werden, um als Reaktion auf das Eingangssignal Ausgangswerte von 0 bis 1 entsprechend der Gewichtsfunktion W zu liefern. Das Eingangssignal kann auf verschiedene Weise entwickelt werden, z. B. durch einen Zähler, der mit jedem Bildzeilensynchronimpuls synchronisiert wird. Die komplementäre Gewichtsfunktion (1 - W) läßt sich erhalten, indem man die Gewichtsfunktion W von 1 subtrahiert.The weight functions W and (1-W) can be easily generated by a network including a look-up table responsive to an input signal indicative of pixel positions and a subtractive combination circuit. The pixel positions in the overlap area between marginal and center portions are known, and the look-up table may be appropriately programmed to provide output values of 0 to 1 corresponding to the weight function W in response to the input signal. The input signal can be developed in various ways, e.g. By a counter synchronized with each picture line sync pulse. The complementary weight function (1-W) can be obtained by subtracting the weight function W from 1.
Die Figur 22 zeigt eine Anordnung, die als Bildrasterwandler 17c für das Signal YF in Figur 1 a verwendet werden kann, um dieses Signal aus dem Format progressiver Abtastung in das Zeilensprungformat umzuwandeln. Die Figur 22 zeigt außerdem ein Diagramm eines Teils des im Format progressiver Abtastung vorliegenden Eingangssignals YF mit den Abtastmustern A, B, C und X in der die vertikale (V) und zeitliche (T) Dimension enthaltenden Ebene, wie sie auch in Figur 2 a dargestellt ist. Das progressive Abtastsignal YF wird in Elementen 2210 und 2212 jeweils einer Verzögerung um 525 H unterworfen, um aus dem Abtastmuster B relativ verzögerte Abtastmuster X und A zu erzeugen. Die Abtastmuster B und A werden in einer Additionsstufe 2214 summiert, bevor sie einem Frequenzhalbier-Netzwerk 2216 zugeführt werden. Ein Ausgangssignal des Netzwerks 2216 wird in einem Netzwerk 2218 subtraktiv mit dem Abtastmuster X kombiniert, um das Signal YT zu erzeugen. Dieses Signal wird an einen Eingang eines Schalters 2220 gelegt, der mit einer Frequenz gleich der doppelten Bildzeilenfrequenz der Zeilensprung-Abtastung betrieben wird. Ein anderer Eingang des Schalters 2220 empfängt das verzögerte Signal YF vom Ausgang des Verzögerungselements 2210. Das Ausgangssignal des Schalters 2220 wird einem Doppelanschluß-Speicher 2222 zugeführt, der mit einer Schreibgeschwindigkeit von 8x fsc und einer Losegeschwindigkeit von 4χ fsc betrieben wird, um an einem Ausgang die Signale YF' und YT im Zeilensprungformat zu liefern.FIG. 22 shows an arrangement that can be used as the image converter 17c for the YF signal in FIG. 1a to convert this progressive scan format signal to the interlaced format. Figure 22 also shows a diagram of a portion of the progressive scan input signal YF with the sampling patterns A, B, C and X in the plane containing the vertical (V) and temporal (T) dimension, as shown in Figure 2a is shown. The progressive scan signal YF is subjected to a delay of 525 H in each of elements 2210 and 2212 to produce relatively delayed scan patterns X and A from the scan pattern B. The sample patterns B and A are summed in an adder stage 2214 before being fed to a frequency bisector network 2216. An output of the network 2216 is subtractively combined in a network 2218 with the scan pattern X to produce the signal YT. This signal is applied to an input of a switch 2220 which is operated at a frequency equal to twice the line scan frequency of the interlaced scan. Another input of the switch 2220 receives the delayed signal YF from the output of the delay element 2210. The output of the switch 2220 is applied to a dual port memory 2222 which is operated at a write speed of 8x fsc and a 4geschwindigkeit fsc lot speed to an output to deliver the signals YF 'and YT in interlaced format.
Die Figur 23 zeigt eine Anordnung, wie sie zur Realisierung der Bildraster-Wandler 17a und 17b in Figur 1 a verwendet werden kann. Nach Figur 23 wird das im Format progressiver Abtastung vorliegende Signal IF (oder QF) einem um 525 H verzögernden Element 2310 zugeführt, bevor es einem Doppelanschluß-Speicher 2312 zugeführt wird, der mit einer Lesegeschwindigkeit von 4x fsc und einer Schreibgeschwindigkeit von 8x fsc arbeitet, um das Ausgangssignal IF' (oder QF') im Zeilensprungformat zu erzeugen. Ebenfalls in Figur 23 dargestellt sind Wellenformen des im Progressiv-Abtastformat vorliegenden EingangssignalsFIG. 23 shows an arrangement which can be used to implement the image-scanning converters 17a and 17b in FIG. 1a. Referring to Figure 23, the progressive scan format signal IF (or QF) is applied to a 525 H delay element 2310 before being fed to a dual port memory 2312 operating at a read speed of 4x fsc and a write speed of 8x fsc. to produce the IF output signal IF '(or QF') in interlaced format. Also shown in FIG. 23 are waveforms of the progressive scan format input signal
mit einer die Abtastmuster C enthaltenden ersten Zeile und einer die Abtastmuster X enthaltenden zweiten Zeile und des Zeilensprung-Ausgangssignals (die erste Zeile mit dem Abtastungsmustor C, gestreckt durch Abtastung mit der halben Zeilenfrequenz). Der Doppelanschluß-Speicher 2312 liefert an seinem Ausgang nur die erste Zeile (Abtastmuster C) des Eingangssignals in gestreckter Form.comprising a first row containing the scanning patterns C and a second row including the scanning patterns X and the interlace output signal (the first row with the scanning pattern C stretched by scanning at the half line frequency). The dual port memory 2312 provides at its output only the first line (scan pattern C) of the input signal in stretched form.
Die Figur 24 zeigt Einzelheiten der Einheit 80 der Figur 1 a. Die Signale X und Z werden jeweils an den Adresseneingang einer zugeordneten nichtlinearen Amplitudenkomprimierungseinrichtung 2410 bzw. 2412 geführt. Die Komprimierungseinrichtungen 2410 und 2412 sind programmierbare Festwertspeicher (PROM-Speicher), deren jeder eine Nachschlagetabelle programmierter Werte enthält, entsprechend der gewünschten nichtlinearen Gamma-Komprimierungsfunktion. Diese Funktion ist in der Figur 24 unter der Einheit 2412 durch eine Kurve dargestellt, welche die ausgangsseitigen Augenblickswerte in Abhängigkeit von den eingartgsseitigen Augenblickswerten zeigt. Die komprimierten Signale X und Z von den Datenausgängen der Einheiten 2410 und 2412 werden jeweils an den Signaleingang eine Zugeordneton Multiplizierschaltung 2414 bzw. 2416 gegeben. Die Referenzeingänge der Multiplizierschaltungen 2414 und 2416 empfangen den alternierenden Hilfsträger ASC in einer um 90° zueinander verschobenen Phasenlage (Quadraturphasenverhältnis), d. h. in Sinus- bzw. Kosinusform. Die Ausgangssignale der Multiplizierschaltungen 2414 und 2416 werden in einer Kombinationsschaltung 2420 kombiniert, um das quadratur-modulierte. Signal M zu erzeugen. Im Dekodierer nach Figur 13 werden die komprimierten Signale X und Z durch ein herkömmliches Verfahren der Quadratur-Demodulation wiedergewonnen und erfahren eine komplementäre nichtlineare Amplitudendehnung in zugeordneten PROM-Speichern mit Nachschlagetabelle, die mit Worten programmiert sind, wek he komplementär zu den Werten in den PROM-Speichern 2410 und 2412 sind.FIG. 24 shows details of the unit 80 of FIG. 1a. The signals X and Z are respectively fed to the address input of an associated nonlinear amplitude compression means 2410 and 2412, respectively. Compressors 2410 and 2412 are programmable read only memories (PROM memories), each of which contains a look-up table of programmed values corresponding to the desired non-linear gamma compression function. This function is shown in FIG. 24 under the unit 2412 by a curve showing the output instantaneous values as a function of the input-side instantaneous values. The compressed signals X and Z from the data outputs of the units 2410 and 2412 are respectively given to the signal input an assigned multiplier circuit 2414 and 2416, respectively. The reference inputs of the multiplier circuits 2414 and 2416 receive the alternating subcarrier ASC in a quadrature phase relationship shifted by 90 ° with respect to each other, ie. H. in sine or cosine form. The output signals of the multiplier circuits 2414 and 2416 are combined in a combinational circuit 2420 to provide the quadrature-modulated one. To generate signal M. In the decoder of Figure 13, the compressed signals X and Z are retrieved by a conventional quadrature demodulation technique and undergo complementary nonlinear amplitude expansion in associated lookup PROM memories programmed with words, wek he complementary to the values in the PROM Stores are 2410 and 2412 respectively.
Claims (12)
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
GB888804720A GB8804720D0 (en) | 1988-02-29 | 1988-02-29 | Compatible widescreen tv |
US21512488A | 1988-06-29 | 1988-06-29 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DD292794A5 true DD292794A5 (en) | 1991-08-08 |
Family
ID=26293556
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DD89326039A DD292794A5 (en) | 1988-02-29 | 1989-02-27 | ARRANGEMENT FOR PROCESSING A WIDE-TELEVISION SIGNAL FOR EQUIVALENT IMAGE AND INTERSECTION IMAGING |
Country Status (13)
Country | Link |
---|---|
EP (1) | EP0408600A1 (en) |
JP (1) | JPH05507393A (en) |
KR (1) | KR900701125A (en) |
CN (1) | CN1016563B (en) |
AU (1) | AU624607B2 (en) |
DD (1) | DD292794A5 (en) |
DK (1) | DK206090D0 (en) |
ES (1) | ES2010879A6 (en) |
FI (1) | FI88349C (en) |
MY (1) | MY103704A (en) |
NZ (1) | NZ228148A (en) |
PT (1) | PT89855B (en) |
WO (1) | WO1989008368A1 (en) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4910585A (en) * | 1988-06-29 | 1990-03-20 | General Electric Company | Frequency selective video signal intraframe processor |
JPH05130593A (en) * | 1991-11-05 | 1993-05-25 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Encoding device |
Family Cites Families (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
AU608650B2 (en) * | 1987-07-27 | 1991-04-11 | General Electric Company | Compatible widescreen television system |
AU611717B2 (en) * | 1987-07-27 | 1991-06-20 | General Electric Company | Compatible widescreen television system with quadrature modulated alternative subcarrier |
AU611481B2 (en) * | 1987-07-27 | 1991-06-13 | General Electric Company | Video signal processor with alternate subcarrier |
-
1989
- 1989-02-10 WO PCT/US1989/000477 patent/WO1989008368A1/en not_active Application Discontinuation
- 1989-02-10 JP JP89503061A patent/JPH05507393A/en active Pending
- 1989-02-10 AU AU33479/89A patent/AU624607B2/en not_active Ceased
- 1989-02-10 KR KR1019890701991A patent/KR900701125A/en not_active Application Discontinuation
- 1989-02-10 EP EP89903314A patent/EP0408600A1/en not_active Ceased
- 1989-02-25 MY MYPI89000234A patent/MY103704A/en unknown
- 1989-02-27 ES ES8900702A patent/ES2010879A6/en not_active Expired
- 1989-02-27 PT PT89855A patent/PT89855B/en not_active IP Right Cessation
- 1989-02-27 NZ NZ228148A patent/NZ228148A/en unknown
- 1989-02-27 CN CN89100943A patent/CN1016563B/en not_active Expired
- 1989-02-27 DD DD89326039A patent/DD292794A5/en not_active IP Right Cessation
-
1990
- 1990-08-27 FI FI904235A patent/FI88349C/en not_active IP Right Cessation
- 1990-08-28 DK DK206090A patent/DK206090D0/en not_active Application Discontinuation
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
WO1989008368A1 (en) | 1989-09-08 |
PT89855B (en) | 1995-03-01 |
DK206090A (en) | 1990-08-28 |
FI88349B (en) | 1993-01-15 |
PT89855A (en) | 1989-10-04 |
FI88349C (en) | 1993-04-26 |
MY103704A (en) | 1993-08-28 |
EP0408600A1 (en) | 1991-01-23 |
FI904235A0 (en) | 1990-08-27 |
JPH05507393A (en) | 1993-10-21 |
ES2010879A6 (en) | 1989-12-01 |
DK206090D0 (en) | 1990-08-28 |
AU3347989A (en) | 1989-09-22 |
AU624607B2 (en) | 1992-06-18 |
CN1037439A (en) | 1989-11-22 |
KR900701125A (en) | 1990-08-17 |
CN1016563B (en) | 1992-05-06 |
NZ228148A (en) | 1991-10-25 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DD282556A5 (en) | ARRANGEMENT FOR PROCESSING A TELEVISION SIGNAL WITH ADDITIONAL INFORMATION IN VERTICAL AND TIMELY DIMENSION | |
DD292795A5 (en) | ARRANGEMENT FOR PROCESSING A TV SECTION FOR REDUCING DIAGONAL IMAGE FILES | |
DD293931A5 (en) | ARRANGEMENT FOR RECEIVING A TV CHANNEL | |
DE3590163C2 (en) | ||
AT391967B (en) | COLOR TELEVISION PLAYER | |
DE3718075A1 (en) | COMPATIBLE TELEVISION SYSTEM FOR WIDE WALL SCREEN WITH IMAGE COMPRESSION AND EXPANSION | |
DE3885083T2 (en) | COMPATIBLE TELEVISION SYSTEM WITH ENLARGED PAGE RATIO. | |
DD292798A5 (en) | VIDEO SIGNAL SYNCHRONIZATION DEVICE FOR A WIDE-SCREEN TELEVISION PROCESSING SYSTEM WITH ADVANCED RESOLUTION | |
DE2128227B2 (en) | Multiplex system having first and second sources of video signals | |
DD292797A5 (en) | ARRANGEMENT FOR PROCESSING A WIDE PHOTOGRAPHIC SIGNAL WITH AN INTERPOLATOR FOR REDUCING PICTORIAL FACTORS | |
DE69016211T2 (en) | ADAPTIVE NOISE REDUCTION SYSTEM IN A VIDEO SIGNAL. | |
DE68925642T2 (en) | SYSTEM FOR COMPOSING AND SEPARATING COMPONENTS OF A VIDEO SIGNAL | |
DD296593A5 (en) | ARRANGEMENT FOR RECEIVING A TELEVISIONAL SIGNAL | |
DD290985A5 (en) | COMPATIBLE TELEPHONE TRANSMISSION SYSTEM WITH CONVENTIONAL STANDARDS | |
DE3890744C3 (en) | Compatible, additional information processing television system | |
DE68925644T2 (en) | TECHNOLOGY TO REDUCE THE NOISE OF THE ACTV EDGE PARTS | |
DD292800A5 (en) | FREQUENCY-SENSITIVE VIDEO SIGNAL INTRAFRAMEPROCESSOR | |
DE3890725C2 (en) | ||
DE3890743C2 (en) | ||
DE3878741T2 (en) | RECOVERY OF THE LUMINANCE AND CHROMINANCE INFORMATION OF A CODED COLOR TELEVISION SIGNAL. | |
DD292794A5 (en) | ARRANGEMENT FOR PROCESSING A WIDE-TELEVISION SIGNAL FOR EQUIVALENT IMAGE AND INTERSECTION IMAGING | |
EP0451205B1 (en) | Television transmission system compatible with conventional television standards | |
DE3890748C2 (en) | ||
DE4039514A1 (en) | ARRANGEMENTS FOR CODING AND DECODING ADDITIONAL INFORMATION IN A TELEVISION SYSTEM | |
DD282121A5 (en) | ARRANGEMENT FOR CODING A WIDE VIDEO SIGNAL |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
ENJ | Ceased due to non-payment of renewal fee |