CZ302141B6 - Tunable LC oscillator with constant amplitude - Google Patents
Tunable LC oscillator with constant amplitude Download PDFInfo
- Publication number
- CZ302141B6 CZ302141B6 CZ20100190A CZ2010190A CZ302141B6 CZ 302141 B6 CZ302141 B6 CZ 302141B6 CZ 20100190 A CZ20100190 A CZ 20100190A CZ 2010190 A CZ2010190 A CZ 2010190A CZ 302141 B6 CZ302141 B6 CZ 302141B6
- Authority
- CZ
- Czechia
- Prior art keywords
- transistor
- oscillator
- resistor
- common
- block
- Prior art date
Links
Landscapes
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Abstract
Description
Přeladitelný LC oscilátor s konstantní amplitudouTunable LC amplifier with constant amplitude
Oblast technikyTechnical field
Předkládané řešení se týká zapojení přeladitelného oscilátoru s kmitočtem určovaným rezonančním obvodem LC. Řešení umožňuje měnit kmitočet změnami hodnot L i C ve velkém rozsahu, aniž by se měnila amplituda vytvářených kmitů, při zachování dobré stability kmitočtu.The present invention relates to a tunable oscillator with a frequency determined by the LC resonant circuit. The solution makes it possible to vary the frequency by varying the L and C values over a wide range without changing the amplitude of the generated oscillations, while maintaining good frequency stability.
Dosavadní stav technikyBACKGROUND OF THE INVENTION
Obvodů jednoduchých přeladítelných vysokofrekvenčních oscilátorů s kmitočtem určovaným rezonančním obvodem LC byl za dobu existence elektroniky vynalezen veliký počet. Všechna dosavadní řešení však mají jednu společnou nevýhodu: při přelaďování v širokém rozsahu kmitočtů změnami kapacity a/nebo indukčnosti rezonančního obvodu LC nedovedou udržet pracovní podmínky takové, aby byla oscilační podmínka optimálně splněna, tj. aby napěťový přenos ve zpětnovazební smyčce byl přesně jednotkový. Z toho důvodu se v nich užívá podstatně většího stupně kladné zpětné vazby než v daném ladicím rozsahu minimálně potřebného, aby se tak zajistilo rozkmitání i při nej nepříznivější kombinaci hodnot L, C, činitele jakosti rezonančního obvodu a okamžitých zesilovacích vlastností aktivních prvků, ovlivňovaných jejich stárnutím, napájecím napětím, teplotou a dalšími parazitními vlivy. To vede k silnému nelineárnímu zkreslení proudových průběhů v aktivních součástkách obvodu, které výrazně zhoršuje stabilitu vyráběného kmitočtu, zejména pokud jde o vliv změn napájecího napětí, změn parametrů aktivních prvků atd., takže dosažitelná celková kmitočtová stabilita obvodu je podstatně horší než stabilita užitého rezonančního obvodu LC samotného.There have been many inventions of simple tunable high frequency oscillators with a frequency determined by the LC resonant circuit. However, all the prior art solutions have one common disadvantage: when tuning over a wide range of frequencies by changing the capacitance and / or inductance of the LC resonant circuit they cannot maintain the operating conditions such that the oscillation condition is optimally met, i.e. the voltage transmission in the feedback loop is exactly unitary. For this reason, they use a significantly greater degree of positive feedback than the minimum tuning range needed to ensure the oscillation even at the most unfavorable combination of L, C, resonant circuit quality factor and instantaneous amplification properties of active elements affected by their aging , supply voltage, temperature and other parasitic effects. This leads to a strong non-linear distortion of the current waveforms in the active circuit components, which significantly deteriorates the stability of the frequency produced, in particular in terms of supply voltage changes, active element parameter changes, etc., so that the achievable overall frequency stability is considerably worse than the resonant circuit used. LC alone.
Typická dosavadní řešení oscilátorů většinou užívají pro vytvoření kladné zpětné vazby rezonančních obvodů s kapacitně vytvořenými odbočkami typu Colpitts, jak ukazuje obr. ÍA nebo s induktivně vytvořenými odbočkami v obvodu Hartley, případně indukčnosti ve tvaru transformátoru u zapojení Reinartz, což dále omezuje možnosti přelaďování v širokém rozsahu, zhoršuje podmínky pro technologické vytvoření stabilního obvodu LC a navíc někdy vede i k tomu, že ani jeden z koncových bodů obvodu LC nemá nulový střídavý potenciál jak je tomu u obvodu Pierce na obr. IB. Současně je u běžných provedení LC oscilátorů obtížné odvádět vytvářený signál pro užití v dalších obvodech tak, aby běžné změny jejich vlastností v provozních podmínkách nezhoršovaly stabilitu vytvářeného kmitočtu.Typical prior art oscillators typically use resonant circuits with capacitively formed Colpitts taps as shown in Figure 1A, or inductive taps in a Hartley circuit, or a transformer inductance at the Reinartz circuit, further reducing the possibility of tuning in a wide range. In addition, sometimes it leads to the fact that none of the end points of the LC circuit has zero alternating potential, as is the case with the Pierce circuit in Fig. IB. At the same time, in conventional LC oscillator designs, it is difficult to divert the generated signal for use in other circuits so that normal changes in their characteristics under operating conditions do not impair the stability of the generated frequency.
Novější řešení těchto problémů přinesl obvod užívající řízených zesilovacích stupňů s unipolámími tranzistory JFET uvedený v článku J. Foit: LC Oscillator has Stable Amplitudě, ElectronicA more recent solution to these problems has been provided by a circuit using controlled amplification stages with unipolar JFETs in J. Foit: LC Oscillator has Stable Amplitude, Electronic
Design News, vol. 50, říjen 2005, str. 93 - 96. Tento obvod podle obr. IC má však tu nevýhodu, že užitím unipolámích tranzistorů JFET se nehodí pro integraci dnes nejobvyklejší technologií, založenou na užití unipolámích tranzistorů MOS.Design News, vol. 50, October 2005, pp. 93-96. However, this IC circuit has the disadvantage that using unipolar JFETs is not suitable for integration with today's most common technology based on the use of unipolar MOS transistors.
Je rovněž znám americký patent US 4 454 485. Patentovaný obvod řeší podobnou úlohu, tj. osci45 látor se stabilní amplitudou, ale má následující nevýhody. Užívá pouze jednostupňového zesilovače v zapojení obvodu buď Colpittsově, Fig. 1, nebo modifikovaném Hartleyově, Fig. 2. Obě zapojení, v souladu s jejich obecnými názvy, užívají jako kmitočet určující součástky rezonančního obvodu LC s odbočkou. Tím je automaticky omezen rozsah kmitočtového ladění. Uspořádání obvodů nedovoluje odvádět výstupní signál bez ovlivnění laděného obvodu, takže změny so impedance zátěže ovlivňují generovaný kmitočet. Regulace zesílení v obvodu podle zmíněného patentu probíhá pouze v jednom zesilovacím stupni, takže je poměrně málo účinná. Ze stejného důvodu není obvod podle patentu nezávislý na velikosti napájecího napětí. Protože obvod podle patentu pracuje v obou variantách s těsnou vazbou na vnitřní admítanci drainu aktivního prvku, jejíž hodnota je závislá na poloze pracovního bodu aktivní součástky, je generovaný kmitočet ovlivňován velikostí napájecího napětí obvodu.U.S. Pat. No. 4,454,485 is also known. The patented circuit solves a similar task, i.e. a stable amplitude oscillator, but has the following disadvantages. It uses only a single-stage amplifier in either the Colpitts circuit, fig. 1, or modified Hartley, FIG. 2. Both circuits, in accordance with their common names, use the branching LC resonant circuit as the frequency. This automatically limits the frequency tuning range. The circuit design does not allow the output signal to be diverted without affecting the tuned circuit, so changes in the load impedance affect the frequency generated. The gain control in the circuit according to said patent takes place in only one gain stage, so it is relatively inefficient. For the same reason, the circuit according to the patent is not independent of the magnitude of the supply voltage. Since the circuit according to the patent operates in both variants with a close connection to the internal admittance of the active element's tin, whose value depends on the position of the active point of the active component, the generated frequency is influenced by the magnitude of the supply voltage of the circuit.
- 1 CZ 302141 B6- 1 GB 302141 B6
Dále je známa americká patentní přihláška US 2008/0143452 Al. Přihlašovaný obvod řeší rovněž obdobnou úlohu, tedy oscilátor se stabilní amplitudou, má však následující tyto nevýhody. Jedná se o oscilátor pro jediný neproměnný kmitočet, tedy nepře lad itelný, řízený mechanickým rezonátorem. Pro řízení zesílení užívá obvod podle citované americké přihlášky číslicového systému. Tento systém je neobyčejně složitý, přihláška ho dokonce ani nijak podrobněji obvodově nespecifikuje, takže i v případě, že by byl realizován jako monolitický integrovaný obvod, vycházel by velmi nákladný. Kromě vlastního mechanického rezonátoru, křemenného krystalu, užívá obvod citované přihlášky navíc ještě i laděného obvodu LC, který musí být samostatně nastavo10 ván na pracovní kmitočet, což komplikuje provoz. Obvod podle citované přihlášky je vhodný pouze pro jediný kmitočet, při změně kmitočtu záměnou mechanického rezonátoru bude zapotřebí upravovat hodnoty dalších součástek, aby obvod pracoval správně. Obvod rovněž neuvádí závislost vlastností na napájecím napětí. Vzhledem k nesmírné celkové složitosti lze předpokládat, že pro jeho správnou činnost bude nutné udržovat napájecí napětí v poměrně úzkých toleran15 cích.Further, US patent application US 2008/0143452 A1 is known. The applied circuit also solves a similar task, ie oscillator with stable amplitude, but has the following disadvantages. It is an oscillator for a single invariant frequency, that is, unmeasurable, controlled by a mechanical resonator. To control the gain, it uses a circuit according to the cited US digital system application. This system is extremely complex, the application does not even specify the circuit in any detail, so that even if implemented as a monolithic integrated circuit, it would be very costly. In addition to the mechanical resonator itself, the quartz crystal, the circuit of the cited application also uses a tuned LC circuit, which must be individually set to the operating frequency, which complicates operation. The circuit according to the cited application is only suitable for a single frequency, when changing the frequency by replacing the mechanical resonator, it will be necessary to adjust the values of other components in order for the circuit to operate correctly. The circuit also does not indicate the dependence of the properties on the supply voltage. Given the immense overall complexity, it can be assumed that for its proper operation it will be necessary to maintain the supply voltage within relatively narrow tolerances15.
Podstata vynálezuSUMMARY OF THE INVENTION
Výše popsané nevýhody dosud běžných řešení přeladitelných LC oscilátorů řeší obvod podle předkládaného řešení. Tento přeladíteIný LC oscilátor s konstantní amplitudou je tvořen třemi bloky připojenými na napájecí zdroj, a to prvním blokem řízeného zesilovače, druhým blokem řízeného zesilovače a třetím blokem zdroje regulačního signálu. První blok řízeného zesilovače je realizován prvním tranzistorem v zapojení se společným gatem, jehož drain je přes druhý kapa25 citor připojen na vstup druhého bloku řízeného zesilovače s druhým tranzistorem v zapojení se společným drainem, jehož výstup je výstupem LC oscilátoru. Současně je druhý kapacitor spojen se vstupem bloku zdroje regulačního signálu. První tranzistor prvního bloku řízeného zesilovače má gate spojen jednak přes třetí kapacitor se společným vodičem a jednak s jedním koncem čtvrtého rezistoru. Source prvního tranzistoru je spojen se sourcem druhého tranzistoru a zároveň w je spojen s jedním koncem prvního rezistoru, jehož druhý konec je spojen se společným vodičem. Drain prvního tranzistoru je spojen s jedním koncem zátěže tvořené paralelním spojením indukčnosti a prvního kapacitoru. Druhý konec zátěže je spojen s napájecím zdrojem, ke kterému je zároveň připojen jedním koncem druhý rezistor, jehož druhý konec je spojen jednak s drainem druhého tranzistoru a jednak s prvním koncem čtvrtého kapacitoru. Druhý konec čtvrtého kapa35 citoru je spojen s jednou výstupní svorkou LC oscilátoru. Druhá výstupní svorka je spojena se společným vodičem. Ke gatu druhého tranzistoru je dále připojen jeden konec třetího rezistoru. Druhý konec třetího rezistoru je připojen jednak na napájecí zdroj a jednak na katodu diody. Anoda diody je spojena jednak s prvním koncem třetího rezistoru a tím i s gatem druhého tranzistoru, jednak s druhým koncem čtvrtého rezistoru a jednak s jedním koncem druhého kapaci40 toru. Druhý konec druhého kapacitoru je spojen s drainem prvního tranzistoru. První i druhý tranzistor jsou unipolární tranzistory MOS.The above-described disadvantages of conventional tunable LC oscillators have been solved by the circuit according to the present invention. This tunable constant amplitude LC oscillator consists of three blocks connected to the power supply, the first block of the controlled amplifier, the second block of the controlled amplifier, and the third block of the control signal source. The first block of the controlled amplifier is realized by the first common-mode transistor whose drain is connected through the second kappa 25 citor to the input of the second common-amplified block of the second transistor in common-drain connection, the output of which is the LC oscillator output. At the same time, the second capacitor is connected to the input of the control signal source block. The first transistor of the first block of the controlled amplifier has a gate connected both via a third capacitor to a common conductor and to one end of a fourth resistor. The source of the first transistor is coupled to the source of the second transistor and at the same time w is coupled to one end of the first resistor, the other end of which is connected to a common conductor. Drain of the first transistor is coupled to one end of the load formed by the parallel coupling of the inductor and the first capacitor. The other end of the load is connected to a power supply to which a second resistor is connected at one end, the other end of which is connected both to the drain of the second transistor and to the first end of the fourth capacitor. The other end of the fourth lemon 35 is coupled to one LC oscillator output terminal. The other output terminal is connected to a common conductor. Further, one end of the third resistor is coupled to the gate of the second transistor. The other end of the third resistor is connected both to the power supply and to the cathode of the diode. The anode of the diode is connected to the first end of the third resistor and thus to the GAT of the second transistor, on the one hand to the second end of the fourth resistor and to the other end to the second capacitance of the torque. The other end of the second capacitor is connected to the drain of the first transistor. Both the first and second transistors are unipolar MOS transistors.
V jiném možném zapojení je mezi společný bod katody diody a třetího rezistoru a napájecí zdroj zapojen pátý rezistor a mezi společný bod katody diody a třetího rezistoru a společný vodič je zapojena paralelní kombinace šestého rezistoru a pátého kapacitoru.In another possible circuit, a fifth resistor is connected between the common diode of the diode and the third resistor and the power supply, and a parallel combination of the sixth resistor and the fifth capacitor is connected between the common cathode point of the diode and the third resistor.
Jedná se tedy o zapojení složené ze dvou kaskádně řazených zesilovacích stupňů s unipolámími tranzistory MOS, z nichž jeden pracuje v zapojení se společným drainem a svým sourcem budí do source druhý stupeň, pracující se společným gatem. Jak zesilovač se společným gatem, tak zesilovač se společným drainem jsou zesilovače neinvertující, takže v kaskádním řazení dovolují vytvořit kladnou zpětnou vazbu se ziskem větším než jednotkovým, a tedy i splnění oscilační podmínky. Jak výstupní impedance zesilovače se společným gatem, tak vstupní impedance zesilovače se společným drainem jsou veliké, takže vliv provozních změn parametrů aktivních součástek, tedy tranzistorů, obou zesilovacích stupňů na rezonanční obvod LC je minimalizován.It is therefore a circuit consisting of two cascaded amplification stages with unipolar MOS transistors, one of which works with a common drain and its source drives the second stage, working with a common gate. Both the common-gated amplifier and the common-drain amplifier are non-inverting amplifiers, so that in cascading order they allow to generate positive feedback with a gain greater than unitary and thus meet the oscillation condition. Both the output impedance of the common-gated amplifier and the input impedance of the common-gated amplifier are large, so that the effect of operational changes of the active components, ie transistors, of both amplification stages on the LC resonant circuit is minimized.
Vysokofrekvenční signál, nakmitaný na rezonančním obvodu LC se přivádí kapacitní vazbouThe high frequency signal on the LC resonant circuit is supplied by a capacitive coupling
- 2 CZ 302141 B6 zpět na gate zesilovače se společným drainem a zároveň je usměrňován diodou. Stejnosměrným napětím získaným usměrněním se reguluje, tedy zmenšuje, zesílení obou tranzistorů na hodnotu právě potřebnou pro splnění oscilační podmínky. Tím se dosáhne jednak toho, že amplituda vytvářených kmitů je v širokém rozsahu hodnot indukčnosti, kapacity, a činitele jakosti Q rezo5 nančního obvodu stálá, typicky v rozsahu kmitočtů více než 1000:1 bez nutnosti změn hodnot všech ostatních součástek obvodu, jednak toho, že celkový zisk ve zpětnovazební smyčce není nikdy nadbytečně velký, čímž se podstatně omezí obsah vyšších harmonických kmitočtů ve střídavé složce proudů tranzistorů, což podstatně zlepšuje celkovou kmitočtovou stabilitu obvodu. Zároveň se samočinně nastaví zisk dostatečně veliký pro splnění oscilační podmínky i pro menší io hodnoty dynamického rezonančního odporu rezonančního obvodu LC, dané konkrétními hodnotami indukčnosti a kapacitoru ajejich činitelem jakosti. Výstupní signál pro další zpracování lze odebírat z pomocného rezistorů v drainu druhého tranzistoru, což je bod elektronicky oddělený od rezonančního obvodu LC, takže vliv změn parametrů zátěže na generovaný kmitočet je zanedbatelný. Navíc, pro napájecí napětí UDd dostatečně velké proti prahovému napětí tranzistorů, regulace zisku stejnosměrným napětím, získaným usměrněním střídavého napětí z rezonančního obvodu LC udržuje amplitudu generovaných kmitů stálou i při kolísání napájecího napětí.It is also rectified by a diode. The DC voltage obtained by the rectification regulates, ie decreases, the gain of both transistors to the value just needed to satisfy the oscillation condition. This achieves both that the amplitude of the oscillations generated is stable over a wide range of inductance, capacitance, and Q quality factors of the resonance circuit, typically in the frequency range of more than 1000: 1 without the need to change the values of all other circuit components, the total gain in the feedback loop is never unnecessarily large, thereby substantially reducing the content of higher harmonics in the AC component of the transistor currents, which significantly improves the overall frequency stability of the circuit. At the same time, the gain sufficiently large to satisfy the oscillation condition is set automatically even for smaller values of the dynamic resonance resistance of the resonant circuit LC, given by the particular values of inductance and capacitor and their quality factor. The output signal for further processing can be taken from the auxiliary resistors in the tin of the second transistor, which is a point electronically separated from the resonant circuit LC, so that the effect of changes in the load parameters on the generated frequency is negligible. In addition, for a supply voltage U D d sufficiently large against the threshold voltage of the transistors, the DC gain gain obtained by rectifying the AC voltage from the LC resonance circuit keeps the amplitude of the generated oscillations constant even when the supply voltage fluctuates.
Přehled obrázků na výkresechBRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS
Obr. 1A až 1C znázorňují dosavadní stav techniky. Obr. 1A znázorňuje typický obvod oscilátoru s odbočkou vytvořenou na rezonančním obvodu LC kapacitně. Obvod se zpravidla nazývá Colpittsův oscilátor. Obr. 1B ukazuje další časté řešení LC oscilátoru, nazývané zpravidla Pierceův oscilátor, který se užívá často pro vyšší kmitočty než Colpittsův oscilátor. V takovém případě jako kapacitory Cl, C2 slouží většinou pouhé parazitní, tedy rozptylové, kapacity jednotlivých součástek obvodu navzájem a proti společnému vodiči, takže ve skutečném obvodu se nemusí objevit jako samostatné součástky. Obr. 1C obvod uvádí obvod užívající řízených zesilovacích stupňů s unipolámími tranzistory JFET. Na Obr. 2 je uvedeno zapojení nového řešení v jeho jednodušší variantě pro nepříliš velká napájecí napětí UD0. Obr. 3 uvádí variantu zapojení pro případ, kdy je napájecí napětí UDd větší než nejvyšší dovolené napětí UGs užitých tranzistorů MOS.Giant. 1A to 1C illustrate the prior art. Giant. 1A shows a typical branched oscillator circuit capacitively formed on the resonant circuit LC. The circuit is usually called a Colpitts oscillator. Giant. 1B shows another common LC oscillator solution, commonly called the Pierce Oscillator, which is often used at higher frequencies than the Colpitts oscillator. In this case, only the parasitic, i.e. scattering, capacities of the individual components of the circuit with respect to each other and against the common conductor serve as capacitors C1, C2, so that they do not have to appear as separate components in the actual circuit. Giant. 1C circuit shows a circuit using controlled amplification stages with unipolar JFETs. In FIG. 2 shows the connection of the new solution in its simpler version for not very large supply voltages U D0 . Giant. 3 shows a wiring variant in case the supply voltage U D d is greater than the maximum permissible voltage U G with the MOS transistors used.
Příklady provedení vynálezuDETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Předkládané řešení představuje elektronickou soustavu, složenou z hlavních funkčních bloků, které jsou na Obr. 2 a 3 ohraničeny čárkovanou čarou a očíslovány čísly v kroužcích, a to z bloku řízeného zesilovače se společným gatem, bloku 2 řízeného zesilovače se společným drainem, a bloku 3 zdroje regulačního signálu.The present solution is an electronic system composed of the main functional blocks shown in FIG. 2 and 3 are delimited by a dashed line and numbered in circles, from the common-gate controlled amplifier block, the common-run controlled amplifier block 2, and the control signal source block 3.
V příkladě dle Obr. 2 je přeladitelný LC oscilátor tvořen napájecím zdrojem Unn, na který je připojen první blok I řízeného zesilovače s prvním tranzistorem Tl v zapojení se společným gatem. Drain prvního tranzistoru LL je připojen pres druhý kapacitor C2 na vstup druhého bloku řízeného zesilovače s druhým tranzistorem T2 v zapojení se společným drainem. Výstup dru45 hého tranzistoru T2 ie výstupem LC oscilátoru a současně je druhý kapacitor C2 spojen se vstupem bloku 3 zdroje regulačního signálu. První tranzistor Tl prvního bloku 1 řízeného zesilovače má gate spojen jednak přes třetí kapacitor C3 se společným vodičem a jednak s jedním koncem čtvrtého rezistorů R4. Source prvního tranzistoru TI je spojen se sourcem druhého tranzistoru T2 a zároveň je spojen s jedním koncem prvního rezistorů Rl. Druhý konec prvního rezistorů Rl ie spojen se společným vodičem. Drain prvního tranzistoru Ti je spojen s jedním koncem zátěže tvořené paralelním spojením indukčnosti Ll a prvního kapacitoru Cl. Druhý konec zátěže je spojen s napájecím zdrojem Udd, ke kterému je zároveň připojen jedním koncem druhý rezistor R2. Druhý konec druhého rezistorů R2 je spojen s drainem druhého tranzistoru T2 a současně i s prvním koncem čtvrtého kapacitoru C4. Druhý konec čtvrtého kapacitoru C4 je spojen s jednou výstupní svorkou LC oscilátoru. Druhá výstupní svorka je spojena se společným vodičem. KeIn the example of FIG. 2, the tunable LC oscillator is formed by a power supply Unn to which the first block I of the controlled amplifier is connected with the first transistor T1 in common-circuit mode. The drain of the first transistor LL is connected via the second capacitor C2 to the input of the second block of the controlled amplifier with the second transistor T2 in connection with a common drain. The output of the second transistor T2 is the output of the LC oscillator and at the same time the second capacitor C2 is connected to the input of the block 3 of the control signal source. The first transistor T1 of the first amplifier block 1 has a gate connected both via a third capacitor C3 to a common conductor and to one end of a fourth resistor R4. The source of the first transistor T1 is coupled to the source of the second transistor T2 and is also coupled to one end of the first resistors R1. The other end of the first resistors R1 is connected to a common conductor. The drain of the first transistor Ti is coupled to one end of the load formed by the parallel coupling of the inductance L1 and the first capacitor C1. The other end of the load is connected to a power supply unit Udd to which a second resistor R2 is connected at one end. The other end of the second resistor R2 is connected to the drain of the second transistor T2 and at the same time to the first end of the fourth capacitor C4. The other end of the fourth capacitor C4 is connected to one LC terminal of the oscillator. The other output terminal is connected to a common conductor. Ke
-3CZ 302141 B6 gatu druhého tranzistoru T2 je dále připojen jeden konec třetího rezistoru R3, jehož druhý konec je připojen jednak na napájecí zdroj Upn a jednak na katodu diody Dl· Anoda této diody je spojena jednak s prvním koncem třetího rezistoru R3 a tím i s gatem druhého tranzistoru T2, jednak s druhým koncem čtvrtého rezistoru R4 a jednak s jedním koncem druhého kapacitoru C2. Druhý konec druhého kapacitoru je spojen s draínem prvního tranzistoru TL První tranzistor TI i druhý tranzistor T2 jsou zde unipolámí tranzistory MOS s indukovaným kanálem.The other end of the third resistor R3 is connected to the power supply Upn and to the cathode of the diode D1. The anode of this diode is connected to the first end of the third resistor R3 and thus to the gate. second transistor T2, with the other end of the fourth resistor R4 and second end of the second capacitor C2. The other end of the second capacitor is coupled to the tin of the first transistor TL. Both the first transistor T1 and the second transistor T2 are here unipolar channel-induced MOS transistors.
Obvod pracuje na základě kaskádního spojení dvou ne invertuj ících zesilovacích stupňů ve smyčce zpětné vazby. Aktivní součástky jsou unipolární tranzistory MOS. První tranzistor Tl io pracuje v zapojení se společným gatem, buzen je do source sourcem druhého tranzistoru T2, stejnosměrná cesta pro klidové proudy sourců obou tranzistorů je tvořena prvním rezistorem Rl·The circuit operates by cascading the two non-inverting amplification stages in the feedback loop. Active components are unipolar MOS transistors. The first transistor Tl io works in common circuit connection, excited by the source source of the second transistor T2, the DC path for the quiescent current sources of both transistors is formed by the first resistor Rl ·
Gate prvního tranzistoru TI je střídavě spojen se společným vodičem třetím kapacitorem C3, který současně slouží jako vyhlazovací pro stejnosměrný potenciál, který je na gate prvního tranzistoru Tl přiváděn třetím rezistorem R3. Zátěž prvního tranzistoru Tl v jeho drainu tvoří rezo15 nanční obvod tvořený indukčností LI a prvním kapacitorem Cl· který také zprostředkuje přívod stejnosměrného napájecího napětí pro první tranzistor ΊΊ ze stejnosměrného napájecího zdroje Ui2D. Střídavá složka napětí drainu prvního tranzistoru Tl se přivádí na gate druhého tranzistoru T2 vazebním, tedy druhým, kapacitorem C2, čímž je pro střídavé napětí vytvořena smyčka kladné zpětné vazby. Druhý tranzistor T2 pracuje v zapojení se společným drainem, přičemžThe gate of the first transistor T1 is alternately connected to the common conductor by a third capacitor C3, which at the same time serves as a smoothing for the DC potential that is fed to the gate of the first transistor T1 through the third resistor R3. The load of the first transistor T1 in its drain is formed by a resistor 15 formed by the inductance L1 and the first capacitor C1 · which also mediates the supply of the DC power supply for the first transistor ΊΊ from the DC power supply Ui2D. The alternating voltage component of the drain of the first transistor T1 is applied to the gate of the second transistor T2 by the coupling capacitor C2, thereby creating a positive feedback loop for the alternating voltage. The second transistor T2 operates in a common drain connection, wherein
2» v sérii s drainem má zapojen druhý rezistor R2, na kterém proud drainu druhého tranzistoru T2 vytváří ohmický úbytek napětí. Střídavá složka tohoto napětí představuje výstup obvodu a na živou výstupní svorku se odvádí čtvrtým kapacitorem C4. Druhá výstupní svorka je spojena se společným vodičem. Mezi gate a vodič stejnosměrného napájecího napětí Unn ie připojena dioda Dl s paralelně připojeným třetím rezistorem R3. Dioda Dl usměrňuje střídavý signál, přivedený na gate druhého tranzistoru T2 z drainu prvního tranzistoru TI druhým kapacitorem C2 a posouvá tak stejnosměrnou polohu pracovních bodů obou tranzistorů do zápornějšího potenciálu, čímž zmenšuje jejich zesílení. Tak vzniká stejnosměrná záporná zpětná vazba, která plní několik dále popsaných úloh. Zmenšuje napěťové zesílení ve smyčce střídavé kladné zpětné vazby na nejmenší hodnotu, která ještě stačí splnit oscilační podmínku. Kromě toho udržuje polohu pracovních bodů prvního tranzistoru Tl a druhého tranzistoru T2 takovou, že oba tranzistory pracují přibližně ve třídě B, takže tvar průběhů jejich dráhových proudů obsahuje podstatně méně vyšších harmonických, než kdyby pracovaly v obvyklé třídě C a tak kmitočtová stabilita oscilátoru není zhoršována vlivem těchto vyšších harmonických. Tím, že první tranzistor Tl pracuje s hlediska střídavého oscilačního signálu v zapojení se společným gatem, je jeho diferenciální výstupní vodivost podstatně menší než v jiných zapojeních, takže méně tlumí rezonanční obvod LICÍ a tak zlepšuje kmitočtovou stabilitu. Konečně tím, že první tranzistor Tl není buzen až do třídy C, zůstává jeho diferenciální výstupní vodivost v celém průběhu střídavé složky drainového proudu velmi malá, takže nezpůsobuje přídavné tlumení rezonančního obvodu LICÍ, které by zhoršovalo kmitočtovou stabilitu oscilátoru.2 »in series with the drain has connected a second resistor R2, on which the drain current of the second transistor T2 creates an ohmic voltage drop. The AC component of this voltage represents the circuit output and is sent to the live output terminal by the fourth capacitor C4. The other output terminal is connected to a common conductor. A diode D1 with a parallel resistor R3 connected in parallel is connected between the gate and the DC supply voltage Unn. The diode D1 rectifies the alternating signal applied to the gate of the second transistor T2 from the tin of the first transistor T1 by the second capacitor C2, thereby shifting the DC position of the operating points of both transistors to a more negative potential, thereby reducing their gain. This creates a DC negative feedback that fulfills several of the tasks described below. It reduces the voltage gain in the AC positive feedback loop to the smallest value that still needs to satisfy the oscillation condition. In addition, it maintains the position of the operating points of the first transistor T1 and the second transistor T2 such that both transistors operate approximately in class B, so that their waveforms contain considerably less harmonics than if they were in normal class C and thus the frequency stability of the oscillator is not impaired. due to these higher harmonics. Since the first transistor T1 operates with respect to an AC oscillation signal in common-circuit mode, its differential output conductivity is substantially less than in other circuits, so that it dampens the resonance circuit LIC1 less and thus improves frequency stability. Finally, since the first transistor T1 is not excited up to class C, its differential output conductivity throughout the course of the AC component of the drain current remains very small, so that it does not cause additional damping of the resonance circuit LIC1 which would impair the frequency stability of the oscillator.
Na obr. 3 je uveden další příklad provedení zapojení podle předkládaného řešení. Rozdíl je zde v tom, že mezi společný bod katody diody Dl a třetího rezistoru R3 a napájecí zdroj Unn je zapojen pátý rezistor R5 a mezi společný bod katody diody Dl a třetího rezistoru R3 a společný vodič je zapojena paralelní kombinace šestého rezistoru R6 a pátého kapacitoru C5. Tohoto uspo45 řádání je nutné užít tehdy, když napájecí napětí Unn je větší než nejvyšší přípustné napětí mezi gatem a sourcem prvního tranzistoru TI a druhého tranzistoru T2. což závisí na parametrech konkrétně užitých součástek. Ve velkém procentu skutečných praktických realizací tak lze počítat spíše s užitím varianty podle obr. 2.Fig. 3 shows a further embodiment of the circuit according to the present invention. The difference here is that a fifth resistor R5 is connected between the common cathode point of the diode D1 and the third resistor R3 and the power supply Unn and a parallel combination of the sixth resistor R6 and the fifth capacitor is connected between the common cathode point of diode D1 and the third resistor R3. C5. This arrangement must be used when the supply voltage Unn is greater than the maximum permissible voltage between the gate and the source of the first transistor T1 and the second transistor T2. which depends on the parameters of the components used. Thus, in a large percentage of actual practical implementations, the variant of FIG. 2 can be envisaged.
Zapojení podle obrázku 3 pracuje zcela stejně pouze stím rozdílem, že anoda diody Dl a s ní spojený konec třetího rezistoru R3 nejsou připojeny na plné napětí napájecího zdroje Upn, ale na napětí snížené odporovým děličem skládajícím se z pátého rezistoru R5 a z šestého rezistoru R6 a přemosťovacího pátého kapacitoru C5 na hodnotu menší nežje nejvyšší přípustná hodnota napětí UGS prvního tranzistoru Tl a druhého tranzistoru T2, ale větší nežje hodnota jejich prahového napětí nutného pro vytvoření indukovaného kanálu.The circuit according to Figure 3 works in the same way with the only difference that the anode D1 and the associated end of the third resistor R3 are not connected to the full voltage of the UPS Upn, but to the voltage lowered by a resistive divider consisting of fifth resistor R5 and sixth resistor R6 capacitance C5 to a value less than the maximum allowable voltage U GS of the first transistor T1 and the second transistor T2, but greater than the value of their threshold voltage required to form the induced channel.
-4 CZ 302141 B6-4 CZ 302141 B6
Obvody podle Obr. 2 a 3 jsou navrženy pro MOS tranzistory s kanálem s vodivostí typu N, ale samozřejmě zcela stejně pracují i s tranzistory s kanálem typu P. Pro P-kanálové tranzistory je jen zapotřebí obrátit polaritu napájecího napětí Unp. a obrátit polaritu diody DLThe circuits of FIG. Figures 2 and 3 are designed for MOS transistors with N-type conductivity, but of course work exactly the same with P-type transistors. For P-channel transistors, only the polarity of the supply voltage Unp is needed. and reverse the polarity of the DL
Jediný rozdíl v případě užití tranzistorů s vodivým kanálem by byl v tom, že obvod by mohl pracovat i při připojení levého konce třetího rezistoru R3 a katody diody Dl k hornímu konci prvního rezistoru RL to znamená na source obou tranzistorů TI a T2 místo k napájecímu napětí Unn, což v případě indukovaného kanálu nejde.The only difference with the use of conductive channel transistors would be that the circuit could work even when the left end of the third resistor R3 and the cathode of the diode D1 are connected to the upper end of the first resistor RL, ie on the source of both transistors T1 and T2. Unn, which is not possible in the case of an induced channel.
ioio
Průmyslová využitelnostIndustrial applicability
Pře lad itelný LC oscilátor s konstantní amplitudou podle předkládaného řešení lze využít v měřicí 15 technice, v telekomunikační technice nebo v zabezpečovací technice.The tunable constant amplitude LC oscillator according to the present invention can be used in measuring 15, telecommunications or security technology.
Claims (2)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CZ20100190A CZ2010190A3 (en) | 2010-03-15 | 2010-03-15 | Tunable LC oscillator with constant amplitude |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CZ20100190A CZ2010190A3 (en) | 2010-03-15 | 2010-03-15 | Tunable LC oscillator with constant amplitude |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CZ302141B6 true CZ302141B6 (en) | 2010-11-10 |
| CZ2010190A3 CZ2010190A3 (en) | 2010-11-10 |
Family
ID=43061356
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CZ20100190A CZ2010190A3 (en) | 2010-03-15 | 2010-03-15 | Tunable LC oscillator with constant amplitude |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CZ (1) | CZ2010190A3 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CZ303133B6 (en) * | 2011-05-12 | 2012-04-25 | Ceské vysoké ucení technické - Fakulta elektrotechnická | Bridge crystal symmetrical oscillator |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4454485A (en) * | 1981-08-05 | 1984-06-12 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Army | Low distortion FET oscillator with feedback loop for amplitude stabilization |
| US5834983A (en) * | 1997-09-30 | 1998-11-10 | Hewlett-Packard Company | Wideband oscillator with automatic bias control |
| US6812802B1 (en) * | 2003-04-22 | 2004-11-02 | Freescale Semiconductor, Inc. | Method and apparatus for controlling a voltage controlled oscillator |
| US7548128B2 (en) * | 2006-12-19 | 2009-06-16 | Nxp B.V. | Systems and methods with reduced reference spurs using a crystal oscillator for broadband communications |
-
2010
- 2010-03-15 CZ CZ20100190A patent/CZ2010190A3/en not_active IP Right Cessation
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4454485A (en) * | 1981-08-05 | 1984-06-12 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Army | Low distortion FET oscillator with feedback loop for amplitude stabilization |
| US5834983A (en) * | 1997-09-30 | 1998-11-10 | Hewlett-Packard Company | Wideband oscillator with automatic bias control |
| US6812802B1 (en) * | 2003-04-22 | 2004-11-02 | Freescale Semiconductor, Inc. | Method and apparatus for controlling a voltage controlled oscillator |
| US7548128B2 (en) * | 2006-12-19 | 2009-06-16 | Nxp B.V. | Systems and methods with reduced reference spurs using a crystal oscillator for broadband communications |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CZ303133B6 (en) * | 2011-05-12 | 2012-04-25 | Ceské vysoké ucení technické - Fakulta elektrotechnická | Bridge crystal symmetrical oscillator |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CZ2010190A3 (en) | 2010-11-10 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US11646697B2 (en) | Resonator circuit | |
| US20060220754A1 (en) | Voltage controlled oscillator | |
| US8823463B2 (en) | Oscillator circuit and method for generating an oscillation | |
| JP2008113435A (en) | Quartz oscillator allowing amplitude to be controlled in broad voltage and temperature range | |
| US20170257063A1 (en) | Voltage-controlled oscillator | |
| US20080315964A1 (en) | Voltage controlled oscillator using tunable active inductor | |
| GB2430092A (en) | Drive circuit for voltage controlled differential oscillator employing coupling capactiors | |
| US9246451B2 (en) | Power amplifiers with push-pull transistors, capacitive coupling for harmonic cancellation, and inductive coupling to provide differential output signals | |
| US7209010B2 (en) | Oscillator with tunable diffusion capacitance as resonant circuit capacitance | |
| KR100843225B1 (en) | Voltage controlled oscillator for controlling phase noise and method using the voltage controlled oscillator | |
| CZ302141B6 (en) | Tunable LC oscillator with constant amplitude | |
| JP2006510254A (en) | Oscillator circuit that generates high-frequency electromagnetic oscillation | |
| CN105897169B (en) | Frequency multiplier | |
| US20060181361A1 (en) | Accurate untrimmed crystal oscillator | |
| CZ20874U1 (en) | Tunable LC oscillator with constant amplitude | |
| US10873331B2 (en) | Clamp logic circuit | |
| US9054633B2 (en) | Bias current circuit and semiconductor integrated circuit | |
| Foit et al. | Special purpose oscillators | |
| Foit et al. | Broadband amplitude-stabilized oscillator | |
| RU2292629C1 (en) | Harmonic frequency multiplier | |
| CZ304463B6 (en) | Butler type oscillator with restricted load of electromechanical resonator | |
| CZ201018A3 (en) | Bridge crystal symmetrical oscillator | |
| JP2013034090A (en) | Amplifier | |
| JP2011004217A (en) | Voltage controlled oscillator | |
| KR20150062038A (en) | Wideband LC voltage controlled oscillator |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| MM4A | Patent lapsed due to non-payment of fee |
Effective date: 20170315 |