CN85107280A - 无电感正交解调器 - Google Patents

Abstract

一种用于频率调制信号的无电感正交解调器。一限幅调频信号通过有源滤波器(26)和相移网络(30)以产生正交信号。该限幅的调频信号在异或门(24)中与正交信号相比较，然后，通过低通滤波器以得到恢复的音频。该有源滤波器(26)包括一跨导放大器(60)，它的中心频率可以通过适当的调整放大器的偏流以调整。该偏流受到温度补偿以便使解调器工作在宽的温度范围之中。

Description

本发明主要是涉及调频解调器的领域。特别是涉及检测调频信号的正交解调器。

在调频发射机和接收机趋于小型化的过程中，调频解调器成为最难小型化的线路之一。这主要是由于涉及到通常出现的甚高频而且无法减小这种解调器中的高电感量和Q因数。由于电池尺寸是这种器件小型化的基本限制，所以要减小这种器件的尺寸就要求调频解调器应当能够在非常低的电压和电流时工作，这是非常重要的。

某种类型的调频斜率鉴频器及类似器件也利用晶体管或陶瓷谐振器作为解调电路的一部分。但若考虑这种器件易碎，体积大且成本昂贵的因素，所以也同使用电感器一样有缺点。

用于正交解调器中的电感器是用于小型化接收机（象播叫接收器等）中的最笨重，成本最高和最不可靠的部件。因此在小的，甚至在大的电子装置中取消它们的应用是非常需要的。

有一些可利用的解调器可以不用电感器来实现，象锁相环和脉冲计数式解调器。很不幸，这些解调器有若干缺点，包括不能由电池驱动接收机（象播叫接收机）在非常低的电压和电流时工作。它们也经常是显示低噪音性能的低Q值装置。脉冲计数解调器还有一个缺点是，即除非工作频率低于大约200KHz，否则它就提供幅值很低的再现信号。因此希望给出一种能够完全以集成电路形式实现，并能在低电压和电流时工作的正交解调器。这种正交解调器通常用于希望获得高音频输出和高信噪比特性的调频解调器中。因此非常希望提供一种可以完全集成在单一集成电路上的无电感正交解调器方案。

很不幸，将一个正交解调器集成化存在若干必须克服的技术难点。这些困难发生于当解调器必须在宽幅度范围内可靠工作时，以及当必须采取步骤来确保解调器的微调性，以保证其所有环境条件和将其制成集成电路的不同工艺过程中的最佳性能。在这些条件下，需要温度稳定性高的电路，并且能够精确地控制各部件各自的温度系数是非常重要的。同样重要的是具有调整线路性能的能力，以说明集成线路加工参数的变化，即，初步调谐或调整电路来克服部件数值中的制造变化。本发明提出了解决这些问题和其它问题的解决方法。

本发明的一个目的是提出一种改进的正交解调器。

本发明的另一个目的是提出一种无电感正交解调器。

本发明的又一个目的是提出一种可微调的温度稳定性好的跨导放大器，用作正交调解器中的有源滤波器。

本发明的又一个目的是提出一种非常低的电压和电流上工作的调频解调器，以便于小型化并用干电池驱动。

本发明的又一个目的提出一种温度恒定性好的电流源，用于象本解调器的集成电路中。

本发明的再一个目的是提出一种微调无线圈调频解调的方法。

本发明的进一步的目的是提出可集成的正交解调器，它可在非常低的电压和电流条件下工作。

本发明还有另一个目的是提出一种可集成的正交解调器，它可以调节和调整到一频率，而最未的集成电路仍处于“片芯形式”。

本发明的这种和那种目的，优点和特征对于本技术领域内的技术人员来说，在参考虑了该发明的下列说明书后便全清楚了。

在本发明的一个实施方案中，用于解调一个频率偏离了中心频率的调频信号的无电感正交解调器，包括接收调频信号的无电感有源相移电路，用来将调频信号的相位在中心频率两旁一预定的频率范围内线性地向上和向下移动大约90度，来产生一正交信号。这个无电感有源相移电路具有一个大于1的Q因数，最好大约为5。一个具有输出节点的相位检测电路检测调频信号和正交信号之间的相位差，并在输出节点产生一个随相位差变化的信号。

本发明的特征相信是新颖的，专门写在所附的权项中。然而，发明本身的结构和操作方法两者，参照下列描述并结合附图便可很好地得到了解。

图1表示本发明无电感正交解调器的方框图。

图2表示本发明相移网络和有源滤波器的相移特性的图表。

图3表示存在于本发明中的各种信号的时序图。

图4表示带有相应电路的本发明的有源滤波器的简化线路。

图5表示本发明的有源滤波器相移网络和频率微调网络的详细电路。

图6表示本发明的电流源和温度补偿网络的详细电路。

图7表示本发明的异或和低通滤波器的详细电路。

现在转到图1，该图表示的是本发明正交解调器的方块图。这一标有元件参考数的解调器最好工作在455KHz，但这并不是加以限制，因为本领域的技术人员知道用其它频率也可以实现。为了在接收机设计中能利用现成可得的便宜陶瓷滤波器和其它元件，人们还是希望选用通常应用的象455KHz等中心频率。

一个中频I.F.放大器20给连接在异或电路或门24的一个输入端上的节点22提供一个限幅中频。中频放大器20的输入端当然是由熟知的形成接收机前置端的电路元件来驱动。而这种前置端的结构可以适当地变化，这对了解本发明不重要。在节点22处的同样的一个信号也馈送到电路控制的有源滤波器26的输入端。有源滤波器26依次给接在其输出端的节点28提供一个滤波后的信号。节点28接在相移网络30的输入端。相移网络的输出端连接到与异或门24另一端输入端相接的节点32上。有源滤波器26同相移网络30共同作为提供本发明解调器中正交信号的正交相移装置。异或门24的输出接在给低通滤波器36提供输入信号的节点34上。低通滤波器36的输出端37给出一个解调器的再现音频输出信号。本领域的技术人员能够认识到可以用其他类型的逻辑门代替异或门24，但是用作符合式的相位检测器的异或门在即将明了的本发明实施方案中具有特殊的优点。

在较佳的实施方案中，上述线路较完满地在单一的集成片上实现了。它们包括一个用来在节点41处给含有异或门24和相移网络30的各种线路加偏流的电流源40。电流源40最好是一种已知的装置，可在电池电压和温度的变化范围内提供相应稳定的偏流。但是，有源滤波器26在本实施方案中需要一个温度补偿电流源，其原因从下面便可明了。为了提供足够的温度稳定性，一个温度补偿网络42接在电流源40上，用来较完全地补偿有源滤波器中的温度影响，这将较全面地加以说明。温度补偿网络42在节点46处的温度补偿过的输出随后接在有源网络26上。

为了确保解调器在集成电路处理参量和元件公差方面较大的变化范围工作，较佳的实施方案中有源滤波器26的谐振频率是可调的。一个频率微调衰减网络44在节点46A处与温度补偿网络42相接，它还连接到有源滤波器26上，为降低谐振频率作准备。配置一个频率微调提升网络48来提升有源滤波器的谐振频率，并在节点49处与有源滤波器26相接。温度补偿网络42也可以给节点46处的相移网络部分提供偏流以保证在各种温度变化范围内节点32输出的稳定电平，但这并无限制意义，因为相移网络42的偏流也可以由其它电流源来提供。

工作时，有源滤波器26与相移网络30共同作用，在节点32处提供一个信号，解调器在中心频率f₀工作时，节点32处的信号与节点22处的信号成正交（90度的相移）;并在输入信号频率移位到其中心值时，节点32处的信号大约变化90°相位。相移网络30在从至少大约为f₁到fn的频率范围内产生一个-90度的恒定相移，如图2中曲线50所示;fi为输入信号通常可能偏移到的最低频率，fh为信号通常可能偏移到的最高频率。此外，相移网络30最好包括一个放大电路，来保证把一限幅输出信号加到节点32上，由异或门24处理。

有源滤波器26提供网络的相移对频率的特性，这是通过模仿具有很大于1.0的Q值，最好是大于3.0的谐振电路来实现的。在较佳的实施方案中采用了大约是5.0到10.0的Q因数。相对于有源滤波器的频率特性的相移曲线，如图2的曲线52所示。在较佳实施方案中，这一曲线具有一个基本上线性的正向斜率，它随频率在f₁至fh的范围内变化而增加，并在f₀处居中约180度。当然，带有线性负向斜率的类似曲线（随频率的增加而减小）也能得到满意的结果。这一改变将使解调器性能产生的唯一不同之处是在再现音频中出现了180度相移。曲线52的斜率正比于有源滤波器的Q值，这样斜率随Q的增加而增加。对于有源滤波器26有希望得到一个高的Q值（最好大约为5），因为较高的Q值导致了曲线52的较大的斜率，当在节点22处给定一定频率时，最终地导致解调器较大的电压晃动。较佳实施方案的有源滤波器具有大约为10的Q值。

就相移与选用的频率范围有关而言，有源滤波器26和相移网络30是线性网络。并且它们各自的相移曲线可以直接相加来获得曲线54。曲线54在f₀处有理想的正交关系，并从fi至fh线性上升的相移，从而有源滤波器26同相移网络一起构成了具有基于相移装置的电感器的常规正交解调器的相移网络的有效的模拟。本领域的技术人员将认识到由于有源滤波器26和相移网络30是串联的，所以作为适当的线路改进，它们各自的位置可以交换一下，以保证适当的接口，这没有偏离本发明的实质。当然，不管怎样总希望有一个给节点32的限幅输出。

图1的解调器的整体工作可以参照图3连同图1得到理解。图3a表示了节点22处的受到限制的中频信号。在参考图3b到图3d时，应假设图3a是处在频率f₀处。而且，为了清楚起见，图3的所有信号是限幅信号，即使实际线路工作并非这种情况。这一信号通过有源滤波器26，在那里被移相了180度（如图2所示）从而在节点28产生了一个图3b所示的信号。然后相移网络30给节点28处的信号提供了90度的相位滞后，因而在节点32产生了如图3c所示的信号。因此节点32处的信号与节点22处的信号正交。异或门24对节点22和32处的信号进行处理从而在节点34获得了如图3d所示的信号。可以看出利用异或门作为逻辑门可得到两倍于原频率的频率。这在本发明的集成电路实施方案中有着特别的优点，本发明可增加低通滤波器36角频率的要求，并有效地增加了来自解调器的再现音频。以这种方式利用异或门使解调器的工作可以和基于带有Q值为10的正交网络的线圈构成的常规电感解调器的工作相比较。

节点34处的信号通过低通滤波器36在节点37处给出输出信号。低通滤波器作为一个积分电路或平均值电路在节点34处给出一个为信号的平均值的输出。

现在考虑图3a和图3e到3g，并假设节点22处的信号（图3a）实际上高于f₀频率。在这一例子中，节点28处的信号被移相超过180度的相位，如图3e和图2所示。相移网络30仍提供给这一信号90度的相移，则在节点32处产生了如图3f所示的信号。节点32处的合成信号被移相超过90度的相位。

当节点22和32处的信号通过异或门24时，合成信号如图3g所示。图3g的信号很明显地具有一个大于图3d的工作周期，因此具有较大的平均值。这样，图3g的信号通过低通滤波器36时，输出便是一个比低通滤波器36处理的图3d的信号时所获得的输出更高的电压。以这种方式，频率的增加的结果是获得了电压的增加。以类似的方式，当频率降低时，便得到了输出电压的降低。

在较佳的实施方案中，跨导放大器60用来形成有源滤波器26，其连接如图4所示。一个输入电容将节点22上的信号接到跨导放大器的反向输入端64。跨导放大器60的输出端66通过电阻68接在输入端64上。电容70从跨导放大器60的输出端66接到交流地。输出端66接节点28，并形成有源滤波器的输出端。有源滤波器有一带通响应，其中心频率大约给定为：

f₀＝ 1/(2×Pi) × $\sqrt{\frac{\mathrm{GM}}{R_{\mathrm{68}}{\mathrm{\times C}}_{\mathrm{62}}{\mathrm{\times C}}_{\mathrm{70}}}}$

给定的Q值为：

$\mathrm{Q=}\frac{1}{C_{\mathrm{62}}{\mathrm{+C}}_{\mathrm{70}}}\times \sqrt{\frac{{\mathrm{GM\; \times C}}_{\mathrm{62}}{\mathrm{\times C}}_{\mathrm{70}}}{R_{\mathrm{68}}}}$

这里GM是跨导放大器的跨导。这些等式表明中心频率和Q值两者都是跨导GM的函数，并且Q值可以很容易做得大于1.0。它们还表明如果GM的温度系数做得与电阻68，电容62和70的产品的温度系数匹配，则网络的中心频率将对所有温度的影响保持稳定，而且Q值也将是对温度非常稳定的。显示出取决于GM的中心频率处电流谐振的类似滤波器结构也可以通过改变电流和跨导放大器的跨导来调整其频率。

在图4中所示的电路元件数值和其它图示一样只作为例子并不局限此意，但是在较佳的实施方案中规定了中心频率约为455千赫兹的解调器的有效Q值为10。为了调节跨导放大器60的电流而提供了一个机械结构，在集成电路制作的过程中，可以通过改变晶片电平的方法，来调节中心频率，因为跨导主要取决于电流，这对本技术领域的熟练工作人员而言是显而易见的。频率微调网络46和48是用来调节有源滤波器的频率的，即通过分别改变电流的大小而勿需改变温度补偿偏流的影响。于是，借助于提供了一个合适的补偿偏流（其偏流的温度系数之值等于电阻68和电容器62及70的温度系数之积而其符号相反），中心频率可在很大的频率范围内调节并稳定于较大的温度范围内。

现在来看图5，它是有源滤波器26的详细电路（虚线框内所示）以及相移网络30和频率微调网络44、48的详细电路。一个未经稳定的电源电压加在节点74而且最好约为1.5伏。约1伏的稳压电源加在节点76上。非稳定电源加到三极管80和82的发射极上，而三极管80和82均有两个集电极。三极管80的基极与自己的一集电极之一相连并与三极管84的集电极和电容器86的一端相连。三极管82的基极与自己的一个集电极相连并与三极管88的集电极和电容器86的另一端相连。三极管84的发射极和三极管88的发射极连在一起，还与节点49相连并经过电阻108接地，并与三极管90的发射极相连。三极管90的集电极和基极连在一起并接于地。

三极管80的第二个集电极与三极管92和94的基极相连。三极管92和94的发射极相连并接地。三极管92的集电极与自己的基极相连接，而三极管94的集电极与三极管82的第二个    集电极相连并接节点28。电容器70由节点28连接于地，而电阻68由节点28与三极管84的基极相连从而形成跨导放大器的输入端64。三极管88的基极连接到节点46上，而节点46经过电容62与节点22相连构成跨导放大器26。三极管88的基极偏置电压约0.67伏。在本实施方案中，三极管84和88是Ⅹ4三极管（即标准三极管的尺寸的四倍）并且三极管90是一个Ⅹ4三极管。在有源滤波器26中的三极管80和82是PNP三极管而其余的三相管是NPN的。

跨导放大器的电路工作如下，三极管84和88连接成一个差分对管并用三极管84的基极形成放大器的输入端。引线电流构成偏流送入三极管84和88的发射极，而这一差分放大器的电流大约为45微安，并且是经过频率微调提升网络48和电阻108提供的。三极管88的基极由频率微调衰减网络44加偏置。电容器86提供补偿，从而保证放大器的稳定性。三极管80和82是电流镜象元件并且与三极管92和94结合在一起提供给三极管84和88的集电极一个差分偏流。由于电源与地之间的P-N结的数量减少，使电路的最小工作电压维持在最小值，而事实上本电路用电压为1伏的电池作用，从而可允许由单个电池使之工作。

从三极管82和94的集电极连接点流到电容器70和电阻68的Ac交流输出电流是与差分放大器的Dc直流偏流反三极管84的基极上的Ac交流输入电压成正比。节点28上的电压滞后于节点22上的电压约90度，而它的大小与偏流成正比。由电阻68和电容器70组成的反馈网络与跨导放大器一起工作而在输入-输出关系中产生带通响应，通过调节引线电流，反馈网络的选择性和中心频率是可编程的。

如前所述，有源滤波器26的中心频率可通过增加或减少它的偏流来调节。用频率微调提升网络48增加偏流，可以将频率调高。网络48包括许多各种不同值的电阻100，102，104和106而它们的每一端都连接于节点49。这些电阻与电阻108一起作用来调节跨导放大器的电流量。电阻108的另一端直接连到地并提供给放大器26一个偏流。电阻100，102，104和106的第二个端点分别地接到微调衰减器110，112，114和116上，以及NPN三极管120，122，124和126的发射极。三极管120，122，124和126的基极和集电极连在一起并依次与地相连。微调衰减器128也接地。

三极管120，122，124和126每个都用来作为齐纳二极管，用所熟知的技术在微调衰减器110，112，114和116与接地衰减器128之间给一个适当的电流脉冲便可使齐纳二极管导通。实际上可编程技术对于本发明来说是无关的，而取决于齐纳二极管的大小和特性以及集成电路工艺的参数。为了使齐纳二极管导通可采用可编程技术。在将集成电路分割成单个芯片以便进行压焊接线及将其进行封装（如装入DIP管壳或I.C管壳之中）之前或之后，可对其进行微调。使集成电路解调器在压片阶段进行频率微调是有益的。在生产电路的这一阶段，可以用自动装置迅速地微调I。C，而这个装置可以用来调试任意电路。因为用同样的方法在同样衬底上加工出每一个电路，则电路从始至终更便于调节并测定参数。

这些二极管的齐纳曲线弯曲处最好高于6伏，因此，当二极管采用较佳实施方案的非常低的工作电压时，二极管对地提供了一个非常高的阻抗，除非短路。当二极管短路时提供了一个大约为100欧姆的电阻，电阻100，102，104和106分别与电阻108并联从而有效地减少了从节点49到地的电阻，因此增加跨导放大器60的电流。用这个方法，有源滤波器26的频率可在约为100千赫兹的范围内增加，并用所示的约为5千赫兹的元件值来获得调谐频率。用现代计算机控制集成电路的印模探头测试和调节设备，便可迅速而自动地完成这一频率调节工作。

在较佳实施方案中，选择电阻100，102，104和106为特定值，使它们提供模工微调。也就是说，电阻使滤波器的中心频率f₀增加约2%。电阻104，102和100分别地使中心频率增加4%，8%，16%。可以任意选择这些电阻的组合能使中心频率增加2%到30%，并附带着增加2%的微小分量。在本实施方案中，这个30%的范围是以保证可以向上调节频率。

用同样的方法，减少放大器60的偏流，从而通过在图5虚线框内所示的频率微调衰减网络44来减少有源滤波器的频率。为了弄清本电路，图6中的网络42的电路部分是有帮助的。温度补偿网络42的三极管140的基极和集电极连在一起与节点46相接。三极管140的发射极与节点46a上的三极管142的发射极相连并接电阻144（图6）146和148的每个中的一端上。三极管142的集电极和基极相连并接地，电阻144的第二端也接地。电阻146和148的第二端分别与三极管150和152的发射极相连，并且分别与微调衰减器154和156相连。三极管150和152的集电极和基极相连并接地。这样，对于网络48的那些用同样的方法将三极管150和152用来作为齐纳二极管。三极管140是X2NPN三极管，而三极管142，150和152是PNP三极管，三极管142是X4三极管。

通过温度补偿偏流、电阻144及二极管接三极管140从而确定了三极管88的基极偏置电压。这个电压是可调的，即，使三极管150和152导通来减少三极管88的基极上的基准电压，因此减少放大器60的电流，从而减少有源滤波器26的频率。三极管84，88和140是匹配装置，使流过电阻108的偏流有的温度特性与为通过与三极管140和电阻144相连的二极管所形成的网络设置偏置电流的补偿电流相匹配。另外，当通过导通二极管150和/或152来调节网络时，维持了所需的温度补偿。也就是，因为电阻144，146，148和108，100，102及106的结构顺序均匹配，所以在微调网络中的任一齐纳二极管的作用是改变偏置网络中电阻的有效值，但不影响放大器的温度特性。另外，微调过程也可以迅速自动调节。

选择电阻146和148的值，使它们提供一个大概的微调频率。当元件值的变化是中间范围（约15%）时微调电阻146。当变化是最大时（约30%），微调电阻148，在完成粗调的情况下，用微调提升网络48来进行细调，通过前面所提到的方法来选择电阻100，102，104和或106。把向下粗调与向下细调结合起来使用，使集成电路上所需的微调衰减器的数量减少，从而更有效地利用集成电路上的衬底面积。在本技术领域中的熟练工作人员将认识到本发明可交替地用频率向上粗调和向下细调进行调节的技术。

通过监视解调器的音频响应曲线来完成频率微调过程。各种音频特性包括解调器的“S曲线”的波峰与波谷，畸变及平衡干扰可以作为微调的指标。然而，应当注意，本微调方法事实上与温度无关。当完成微调后，将集成电路片切成芯片以便进行压焊及封装进专用片中。

在图5中也详细地表示相移网络。NPN三极管160的基极形成相移网络的输入端并接于节点28。电阻162连在三极管160的集电极和稳压电流（节点26）之间。三极管160的发射极与电阻164的一端相连，而电阻164的另一端接地。电阻166的一端与三极管160集电极相连，而电阻166的另一端与电容器168在节点170上的一端相连。电容器168的另一端与三极管160的发射极相连。随着在节点170处出现的相移这些元件提供了相移网络的偏置。在工艺方面，继续描述相移网络的工作。

在节点170上的相移信号供给由三极管180，182，184    186和188组成的差分放大器。节点170与三极管180的基极相连。三极管184的集电极和基极与三极管186的基极相连并接于节点41。三极管184和186的发射极相连并接地。三极管186的基极接于节点46，而三极管188的集电极与三极管182的基极相连并接电阻192的一端。电阻192的另一端接于节点76。晶体管188的发射极通过电阻194接地。晶体管180和182的集电极分别与节点32a和32b相连。晶体管180和182的集电极又通过电阻196和198分别与节点76相连。在本实施方案中，晶体管180，182，184，186和188都是NPN型晶体管而晶体管186是X2晶体管。

相移网络30的差分放大器的工作原理和常用的差分放大器一样，它提供反相和正相输出信号到节点32a和32b。以这样一种方法分解信号的优点在于减少了电路并增加了在异或门中的处理速度。该差分放大器也可以作为限幅器使用使信号在节点170处正交从而保证尽可能的恢复音频电压并确使电路的操作与输入信号电平无关。

图5中的保持电路主要是作为接收机的前端接口，但它还提供一定的中频放大系数。晶体管200和202的发射极一起合到晶体管204的集电极，从而它们成为一差分对。晶体管204的基极与晶体管206的基极和集电极相连接，而且还与10微安电流源205相连。晶体管204和206的发射极接地。

晶体管200的基极通过电容器210与20相连以便提供差分放大器的输入。晶体管200和202的基极分别通过电阻212和214与节点76相连。晶体管200和202的集电极通过电阻216和218与节点76相连。该差分放大器的输出由晶体管200和202引出以便为异或处理提供反相和正相输出22A和22B。节点22B也耦合到晶体管220的基极。晶体管220的发射极通过电阻222接地而集电极接在节点22上并通过电阻224与节点76相耦合。晶体管220被连接成其发射极放大器，其增益大约为1/100，它被用来减小节点22B处的信号电平，使该信号电平适于由有源滤波器26来处理。晶体管200，202，204，206和220都是NPN型晶体管，晶体管204是X₂晶体管。

现在再来看图6，其中详细表明了电流源40和温度补偿网络42的结构。在节点74处提供了一未经稳压的电源，节点74与晶体管300和302的发射极相耦合。晶体管300和302的基极连在一起并与晶体管304和306的集电极相耦合。晶体管304的基极合到晶体管308的基极和集电极。晶体管304和308的发射极接地。晶体管308的基极通过电阻314与节点310相连。晶体管316的基极通过电阻318耦合到节点310。晶体管316的发射极接地，而晶体管316的集电极通过电阻320连到晶体管306的发射极。

晶体管306的基极耦合到电容器324的一端，晶体管302的第一集电极以及晶体管326的集电极电容器324的另一端接地，晶体管326的发射极也接地。晶体管326的基极连到晶体管330的基极和发射极以及晶体管302的第二集电极。晶体管330的发射极通过置定扩散电流参考电阻334而接地。晶体管330和302是PNP型晶体管而晶体管304，308，316，326和330是NPN型晶体管。此外，晶体管330是X4晶体管而晶体管308是X8晶体管。晶体管330的集电极耦合到节点41并形成了电流源的输出。

电流源是以能带隙为基础的参考电路，其工作原理如下：

晶体管326，330，306和302形成了一个反馈电路，在该反馈回路中，晶体管326和330的结区域之比，与334的值一起设定了一个流过晶体管326和330的参考电流，该电流的大小由下式给出：

I_ref＝ (（KT/q）×ln（A）)/(R334)

这里，K＝波尔兹曼（Boltzmann）常数

T＝绝对温度

q＝电子电荷

A＝晶体管326的发射极区域除以晶体管330的发射极区域

根据晶体管302的参考电路设立的偏压还将偏压加至与该节点相连的其它类似的晶体管从而得到镜象参考电流，因此，通过晶体管300产生了镜象参考电流，晶体管300的集电极电流使相移网络30的晶体管184和186以及异或门24的晶体管440，442和444产生偏压从而提供一对称于电流源的控制电流。

当节点310与一逻辑高电平相连时，晶体管316便由流过电阻318的电流所导通，而且晶体管316的集电极饱和，因此电阻320的一端接地从而导致电流源导通。当节点310与一逻辑低电平相连时，晶体管316和晶体管304处于截止状态从而导致去除了晶体管300和302的偏压，因此而关断了电流源。

在图6中还详细表明了温度补偿网络42的电路结构，晶体管350的发射极和晶体管352的发射极与节点74处的电池电压相连。晶体管350的基极耦合到晶体管350的第一集电极以及电流源40的晶体管302的基极。晶体管350的第二集电极连到晶体管354的基极和集电极以及晶体管356的基极。晶体管354的发射极通过一设定的离子注入电流的参考电阻360接地。晶体管354形成一补偿二极管，它用于由晶体管354，350，352，356和电阻360所组成的镜象电流电路。晶体管356的发射极接地。晶体管356的集电极与晶体管352的基极和第一集电极相连。晶体管352的第二集电极与节点46相连并作为温度补偿网络42的输出。晶体管350和352是PNP型晶体管而晶体管354和356相匹配是NPN型晶体管，并且晶体管354的发射极区域比晶体管356发射极区域大10x。

设计温度补偿网络42之目的在于提供一正温度系数，相当于每摄氏度百万分之十9000的输出电流以补偿主要由在温度变化时电阻68。电容62和70，晶体管射极电阻re及装置电流增益变化所引起的有源滤波器的负温度系数。由于晶体管350的基极电流是由晶体管306供给的，所以补偿网络也受节点310的控制。

温度补偿网络的工作原理如下所述。与电流源40产生的参考电流相对数的镜象偏压电流从晶体管350的一个集电极通过与晶体管354相连的二极管和注入电阻360。该电流还对称于晶体管354和356及电阻360组合而形成的倍增镜象电流，从而在晶体管356的集电极产生了一输出电流，该电流与晶体管352到输出节点46相对称，设计温度补偿偏置电路的关键在于要利用在镜象电流电路中具有不同温度特性的不同的电阻结构以便根据温度系数而产生输出电流，其中只是通过恰当的选择电阻值以及镜象参数便可使温度系数在一较大范围内变化。

如此，电流源40的扩散电阻334是由形成NPN型晶体管的基极相同的扩散而制成的，而且该电阻的温度系数约为每摄氏度百万分之（ppm）+1500到+1800。因此，晶体管350的集电极电流的温度系数（T.C.）约为每摄氏度百万分之1700，这是它的T.C.L是TO（绝对温度300°）的函数J和电阻334的T.T.C.之积。为了准确的补偿网络26的温度变化，物理结构和通过电阻360的电压降已经选择好以便产生所要求的温度特性。正如将要进行的数学论证一样，通过恰当的选择用来形成电阻334和360的结构以及其这镜象参数，可以在一很宽的范围内调整该补偿网络输出电流的T.C.。

作为在此示明的一个特定的实施方案，使用了一离子-注入型电阻作为电阻360，其薄层电阻率为2K欧姆/平方而且其温度系数约为每摄氏度百万分之十4200的片状电阻。

在节点46处的电流具有由下面等式给出的T.C.：

(dI/I)/(dT) (dI1/I1)/(dT) (（1+RI1）+RI1+)/(Vt Vt)

(RI1)/(Vt) (（dR/R-dVt/Vt）)/(dT dT)

其中：

(dI1/I1)/(dT) 是晶体管350中的集电极电流的T.C.

如果电阻334是注入型，则其大约为

-900ppm;如果该电阻为扩散型，则其

T.C.大约为+1700ppm;

I1    是晶体管350的集电极电流（取决于电阻

334）

Vt    是在室温下的热电压KT/q＝26mv

(dR/R)/(dT) 是电阻360的T.C.

(dV+/Vt)/(dT) ＝ 1/(T) （T＝温度）

R    是电阻360

化简上述等式便可看到电流输出节点46处的温度系数是晶体管350的集电极输出电流（l1）加上预定的代数因子或升压（I1R/Vt）之和因子乘以电流I1加上在电阻360的T.C.和热电压的T.C.之差的多倍之和的函数。

在这一实施方案中，输出电流的温度系数约为+9000ppm，从而精确的补偿了有源滤波器。但是，该温度补偿网络并不因此而对本最佳实施方案构成限制，因为利用所述原理可以在很广阔的温度系数范围之内予以实施。

通过代换上述等式，可以看到，当晶体管350和352的集电极电流的温度系数相等时，使用同样温度系数的电阻334和360只会导致多余的电路。这是在两个电阻都是扩散型电阻（电阻的温度系数约为+1700ppm），注入电阻（电阻的温度系数约为+4200ppm）或外部碳电阻（电阻的温度系数约为100ppm）时的情况。

电流的温度系数变化范围可以借助于适当的选择上述电阻类型的不同组合（或其它与温度有关的电阻元件，如热敏电阻）而在晶体管352处获得。例如，如果电阻334是外部的而电阻360是扩散型的，则无需改动图6的电路即可达到理想的正温度系数，它约为3200ppm。在这一实施方案中，上述等式被化简为：

(dI/I)/(dT) (（3300-100）（1+RI1+)/(Vt)

(Rl1)/(Vt) （1700-3300）ppm

(dI/I)/(dT) ＝3200+ (1600RI1)/(Vt) ppm

对电流I1和电阻360（R）的值进行适当的调整，即可达到大约3200ppm的温度系数。倘若电阻360是注入型而电阻334是外部型，除非电阻360要求有很小的值，否则也会产生同样结果。

下面，将对外部电阻360和扩散电阻334进行类似的分析：

(dI/I)/(dT) ＝1600- (1600RI1)/(Vt) ppm

在这种情况下，正或负的温度系数都可达到，而且事实上，只要需要，即可轻而易举的得到近似于0.0ppm的温度系数。

如果电阻334是注入型而360是扩散型，则将发生另一有趣的情况，此时，等式等于：

(dI/I)/(dT) ＝ (-900-2500RI1)/(Vt) ppm

而且可将T.C.设置为所要求的任意负值。

显而易见，根据不同的结果，可对上面的分析进行置换。然而，应该注意的是，在每种情况中，都有一控制因子PI1/Vt与温度系数相乘，该因子可根据不同要求进行升高或削减T.C.。这意味着利用本发明得到的T.C.并不对电阻元件之一或对它们两个的T.C.构成限制。

现在再来看图7，它表明了带有低通滤波器36的最佳异或门24的详细电路。在节点76处的稳压电源电压耦合到晶体管400，402和404的集电极。晶体管410、412和414的集电极又通过电阻420，422和424分别与节点76相连。晶体管400的发射极与晶体管410和430的发射极以及晶体管440的集电极相连。晶体管402的发射极连到晶体管412和432的发射极和晶体管442的集电极。晶体管404的发射极连到晶体管414和434的发射极以及晶体管444的集电极。晶体管440、442和444的发射极全都接地而它们的基极与节点41相连。

晶体管430的集电极连到晶体管410的集电极和晶体管454的基极。晶体管430的基极与节点22a相连。晶体管400、402和404的基极都耦合到节点450，而该节点450又与0.82伏参考电源（图中未示出）相连。晶体管432的集电极与晶体管412的集电极和晶体管414的基极相连。晶体管432的基极耦合到节点22b。节点32a和32b分别与晶体管412和410的基极相连。晶体管434的集电极而为异或的输出而且它被加至节点34以及晶体管414的集电极。

该异或门24操作如下：

晶体管440、442和444为门提供偏置电流。晶体管400、410和430的作用是作为“或非门”在晶体管430的集电极处，当节点22a或32b为一逻辑高电平时提供一低电平输出。与此相似，晶体管402，412和432的作用是作为“或非门”，当节点22b或32a为逻辑高电平时，在晶体管432的集电极处提供一低电平输出。晶体管404，414和434的作用也是作为“或非门”在前述的两个“或非门”的输出信号的基础上工作以便当前面两个“或非门”的输出都是高电平时在晶体管434的集电极提供一逻辑低电平输出。

在图7中还详细展示了低通滤波器36，这是一个三级无源R-C梯形网络的例子，它由电阻500，502，504串联联接而成，电阻500的一端与节点34相连，而电阻504的一端与节点37相连从而形成了输出节点。电容器510一端与电阻500和502的节点相连而另一端接地。电容器512一端与电阻502和504的节点相连而另一端也接地，电容器514一端与节点37相耦合而另一端接地。

低通滤波器36在455KHz处提供大约53dB的衰减而在910KHz处提供约70dB的衰减。由此可见，在许多应用情况下可以有一足够的滤波电平，但在某些情况下，所提供的滤波电平是不够的。有源或无源的其他级当然可以加进这一集成电路，或从该电路中去除。这样一种滤波在音频放大器的各级中可以很方便的予以实施，在音频放大器的各级之后一般都有低通滤波器。

上述解调器可以被集成化而成为一个集成电路片，其方法可采用常规的双极线性集成电路制作工艺。该解调器提供了这样一种性能，即它可与常规的以电感为基础的解调器的性能相匹敌，它在2.5KHz频率偏差时的峰-峰标称音频输出电压约为20mv。中心频率在-20到+60摄氏度范围内稳定在±5%之内。该电路的工作电压为1.0到3.0V且其功耗小于75毫安。此外，昂贵的，不可靠的以及笨拙的电感器完全被略去了而不会对其性能有任何影响，并且有效地降低了成本，减小了尺寸和重量，另外，还增加了可行性并不用紧张的劳动和耗费精力来对电感器进行手工调试。

结合本发明，在对特定的PNP和NPN结型晶体管的设置做了叙述之后，在本技术领域的熟练工作人员将会很清楚的知道其他电路，这些电路可以使用但并不会超出本发明的精神实质。例如，现在利用NPN晶体管的许多电路完全可以用PNP型晶体管电路予以实施而其性质不会改变。与此相似，以各种领域的有效装置技术实施的模拟电路也可能用于现有的许多电路。本发明包括了这样的实施方案。

所以非常清楚，根据本发明，完全满足目的，宗旨和优点的装置已于前面提出，而在本发明结合具体的实施方案予以叙述之后，很明显可得知其可以有许多替换，变形和变化，而这一切对于本技术领域的工程技术人员来说是显而易见的。因此，本发明包括了所有这样一些替换，变形和变化，它们的精神和主要方面都在附加的权利要求的约束之中。

Claims (19)

1、一种无电感正交解调器，用来解调调频信号，对所述的调频信号在所述的中频附近予定的频率范围内线性移相±90°，从而产生一正交信号，所述的无电感有源移相装置具有大于1的因子Q；以及

相位检测装置，具有一输出节点，用来检测在所述调频信号和所述正交信号之间的相位差并在所述的输出节点处产生随相位差变化的信号。

2、权利要求1的无电感正交解调器，其中述及的无电感有源相移装置包括与一恒定相移网络串联的有源滤波器。

3、权利要求2的无电感正交解调器，其中述及的恒定移相网络在所述的予定频率范围内产生约为90°的恒定相移。

4、权利要求2的无电感正交解调器，其中所述的有源滤波器包括在所述中心频率处具有大约180°相位的带通滤波器。

5、权利要求1的无电感正交解调器，其中还包括频率调整装置（它耦合到所述的无电感有源相移网络）用来调整频率以便获得90°的相移。

6、权利要求1的无电感正交解调器，其中所述的相位检测装置包括一逻辑门，它有两个输入端以分别接收所述的调频信号和所述的正交信号。

7、权利要求6的无电感正交解调器，其中所述的逻辑门包括一异或门。

8、权利要求6的无电感正交解调器，其中所述的检测装置还包括为所述逻辑门的输出滤波的低通滤波器。

9、权利要求1的无电感正交解调器，其中述及的因子Q大于3.0。

10、权利要求1的无电感正交解调器，其中述及的因子Q大约是5.0。

11、权利要求1的无电感正交解调器，其中所述的无电感有源移相装置包括一电流控制的有源滤波器。

12、权利要求1的无电感正交解调器，还包括一集成电路，其中所述的无电感有源相移装置，以及所述的相位检测装置都是该集成电路的一部分。

13、权利要求1的无电感正交解调器，还包括一无线电接收机，用来接收传送的无线电信号并产生一中频信号，其中所述的中频信号包括所述的调频信号。

14、一正交解调器，用来解调偏离中心频率的调频信号，它包括：

一有源滤波器，它有一接收所述调频信号的输入和一输出，所述的有源滤波器有一大于1的因子Q并在中心频率附近的频率范围内，提供大约为大于或小于180°的线性相移;

一恒定相移网络，合到所述有源滤波器的所述输出端用以在予定的频率范围内提供约为90°的恒定相移，所述的恒定相移网络将产生正交信号;

一异或门，具有两个输入端和一个输出端，所述的一个输入端接收所述的调频信号而另一输入端接收所述的正交信号;以及

一低通滤波器，与该异或门的输出相耦合。

15、对偏离中心频率的调频信号进行解调的方法，包括以下步骤：

在所述中心频率处对所述调频信号移相180°，在所述中心频率附近的予定频率范围内对调频信号线性移相大于或小于180°以产生一移相信号;

将大约90°的恒定相移供给在所述予定范围内用于所有频率的移相信号以产生一正交信号;以及

检测在所述的调频信号和所述的正交信号之间的相位差。

16、制作集成电路调频解调器的方法，包括以下各步骤：

A.制作包括无电感调频解调器的集成电路，该解调器有一有源相移装置;

B.为该集成电路提供电能;

C.在调整所述有源相移装置的谐振频率时监视解调器的音频特性以实现所述解调器的调谐;以及

D.对该集成电路进行封装。

17、权利要求16的方法，还包括这样一个步骤，即在步骤D之前，将含有多个集成电路的晶片分离成单个的集成电路。

18、权利要求16的方法，其中的步骤D还包括对所述的集成电路进行压焊的步骤。

19、权利要求16的方法，其中，步骤C还包括改变所述的相移装置的偏置电流以调整所述谐振频率的步骤。

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