CN85106918A - 回音消除器 - Google Patents

Abstract

用于消除两线至四线转换器中因传输混合损耗引起的回音信号的数字自适应回音消除器有第一和第二自适应滤波器，此两滤波器可产生合成回音信号。转换控制逻辑电路用来比较信号差异，即比较第一滤波器产生的合成回音信号与实际回音信号和第二滤波器产生的合成回音信号与实际回音信号间的差异，如第一滤波器的合成回音信号更接近实际回音信号，需要时可将第一滤波器的系数转换到第二滤波器，这样混合器中与所传输的语音信号相混合的合成信号就可适时修正。

Description

本发明涉及了回音消除技术，更具体而言是应用于电话系流中的自适应回音消除器。

在电话***中通常都有一个用户线接口电路（SLIC），用来完成用户至电话局间的两线制电话线路和电话局所用的传输及控制信号之间的联接。这种电话的功能之一是将在两线制线路中传至和发自本地用户的模拟语音信号转换成用于在电话局内传输的四线制模拟成数字信号。这种功能的术语是“两线至四线转换”。

两线至四线转换器的一个重要功能是防止回音，即防止从远距离用户发送来的语音信号再传送回该处远距离的用户。理想地实现这一功能是不太可能的，通常对这种信号衰减的程度被定义为“转移混合损耗”（THL）。如果THL较低则语音质量就很差，当语音信号通过传输线网络时，随着语音信号产生的延迟的增加将会使这种影响更加显著。有两种先有技术方法可以用来完成“两线至四线的转换”。第一种也即传统的方法。是用变压器耦合技术并使用若干无源元件。在这样一种电路中包括了一个“平衡网络”，其阻抗Z₆约等于本地线路的输入阻抗。由这样一种电路所达到的THL，与Z₆和本地线路输入阻抗匹配的精确性相关。

这种技术的缺陷是一个单独的网络不能对存在于本地网络中的本地线路阻抗的全部范围提供满意的匹配，电路设计人员只好在很差的***性能上进行选择，或者使Z₆与每一段线路基线上的本地线路阻抗相匹配，而这样做的费用是很昂贵的。

较近期的先有技术即是利用集成电路来完成两线制至四线制的转换，这些电路在实现满意的THL（转移混合损耗）方面做出了一点尝试。在这里，来自二线至四线转换器的四线模拟信号被转换成数字信号，而数字信号处理（DSP）技术则是利用可编程数字滤波器来改善整个SLIC（用户线接口电路）的THL。

两线至四线转换器的四线输出端将产生从远端用户接收到的所不希望有的语音信号的回音。为减小这一信号，使用了可编程数字滤波器，来产生一个合成回音信号，此信号非常近似于实际的回音。将这两种信号相减可减少不希望有的回音的幅值，而在这种相减之后的剩余信号则被称作“误差信号”。

对于可编程数字滤波器而言是有可能计算出一组系数的，由此而构成的总性能将与前面所说明的用变压器耦合电路并在电路中利用特定的阻抗Z₆所能达到的性能相类似。这种方法具有的优点是它通过软件控制来实现对Z₆阻抗的选择而不是靠设置在SLIC（用户线接口电路）中的物理变化元件来选择Z₆。而这种方法的不足之处在于它仍要依靠人工来设定每一线路基线上的本地线路参数。

上述两种方法的不足之处还在于，由于各用户装置所呈现出的输入阻抗有很大的偏差，而在一次通话期间，可能出现从某一装置切换到另一装置的情况，这将意味着在整个通话期间不可能一直保持有较好的THL（转移混合损耗）。

这些问题已经促成了不少篇有关可达到较好的THL（转移混合损耗）自适应方法的论著的出现，其所基于的大量知识是用来完善进行远距离以及卫星通话的回音消除器。

延续至今的研究已经产生了不少算法可以用来计算滤波器系数的配置。其实例包括最小均方（LMS）和递推最小平方（RLS）算法。在所有算法中均可调整滤波器系数以降低不希望有的回音信号的幅度。

所有的自适应方法均依赖存在于从远距离用户接收的语音信号中的信息。如果没有来自远距离用户的语音信号，特别是当近端用户正在讲话时，匹配算法就要改变方次。既便是处在近端和远端用户都在讲话的所谓双人通话的情况下，也依然如此，在这些情况中，滤波器系数将同其理想特性产生偏差，从而使性能下降，先有技术对此问题的处理是要检测出这种情况，即在匹配算法不再能正确发挥作用时，将其系数稳定住。

对不适当的收敛条件的检测已经证明是困难的。一些相当复杂因而也是难以实现的设想也曾提出过。另外这些技术还会导致某些情况的出现，即自适应滤波器将被一直稳定不变，而不能适应对THL（转移混合损耗）的改善。

本发明的目的是提供一种可产生合成回音信号的自适应方法以改善两线至四线转换器上的THL（转移混合损耗）性能。

根据本发明提供的数字自适应回音消除器中，包括可产生合成回音信号的第一百适应滤波器;可使上述第一滤波器的综合参数与要消除的实际回音信号非常吻合的装置;可产生合成回音信号的第二可编程滤波器;以及可判断第一滤波器是否正处于此第二滤波器要好的工作状态，如是这样则可使第二滤波器的系数根据第一滤波器的系数及修正过来的转换控制逻辑电路。

本发明还提供了可产生第一误差信号指示的装置，它指明了来自上述第一滤波器的合成回音与实际回音之间的差别;同时还可产生第二误差信号指示的装置，它可指明来自上述第二滤波器的合成回音与实际回音之间的差别，而此第二误差信号或语音信号是用于向远端用户传输的。

较为可取的转换控制逻辑电路包括对第二滤波器误差信号的标定;可确保第一和第二误差信号均为正向信号的装置;可判定所标定的第二滤波器误差与第一滤波器误差信号之间差别的装置;以及可对上述差别做出响应的装置，当某一预先选定的条件达到时，它可将第一滤波器的系数传送给第二滤波器，从而使第二滤波器的系数得到适当修正。

上述可取的第一滤波器误差信号具有的全部直流分量在第一误差信号再次用到之前将通过自适应直流分支予以消除，也即通过此直流分支，能自动相应地减小上述误差信号中的直流分量。在上述转换控制逻辑电路中用到第二滤波器误差信号之前，来自直流分支的输出将用于消除上述第二滤波器误差信号中的直流分量，而且在此信号用于任一步骤之前，用直流分支的输出来消除上述第二滤波器误差信号的直流分量是非常有利的。

上述优越性还在于这种滤波器不再需要初调，而且在回音通路的脉冲响应中可对任何变化做出正确响应。

本发明的实施方案可从下面所例举的实例并参照附图的说明中得到更明确地了解，其中：

图1示出的常规接口是位于将用户与市内电话局相接的两线制电话线路和在各电话局之间所用的四线制中继线路之间的接口。

图2示出了利用固定滤波器的数字回音消除的基本技术;

图3示出了常规数字自适应回音消除器的先有技术的配置情况;

图4示出了带有两个数字滤波器的回音消除器;

图5示出的是根据本发明的转换控制逻辑电路;

图6示出的是根据本发明可消除信号内的任何直流分量的自适应直流分支;

图7示出的是根据本发明，与自适应直流消除相结合的自适应回音消除器。

参见图1，将会在B点再次出现的位于A点的任何语音称作回音，由该信号通过混合接口1而使此信号减弱的程度则称作转移混合损耗（THL）。处于A点的语音一般是从远处端用户接收来的并称为“接收语音”。在B点的语音一般要传输到远端用户因此称为传输语音。

用于回音消除的基本技术示于图2中，其中到达C点的数字语音信号在它们到达混合接口3之前将由数模（D/A）转换器2转换成模拟信号，而来自用户电话Y的回音与/或语音将通过模数转换器5转换成数字信号。

与此同时，利用一个有限的脉冲响应（FIR）数字滤波器6，其脉冲响应同回音的脉冲响应相类似，以此来合成回音信号，然后利用减法器7将此合成回音从A/D（数模）转换器5的输出中减去，从而就消除了信号中的实际回音，但保留了完全不受影响的用户的语音信号。

如图2所示的***在通话开始时将使其本身的系数予以编程并在通话期间固定不变。这些系数在一个典型线路上可以预先算好以得到较好的性能，但是如将这些系数用于用户线路上而非典型线路上对它们就不可能给出那样好的性能。

图3示出了常规数字自适应回音消除器的结构。如图2所示的配置情况，利用FIR（限定脉冲响应）数字滤波器10产生合成回音信号;然后将该信号从A/D（模数）转换器14的输出中减去，从而消除实际回音。自适应FIR滤波器10一般是根据最小均方（LMS）或递推最小平方（RLS）型的自适应算法，而对该滤波器的调整则是试图减小来自相减过程的输出。

可取的自适应数字滤波器是用来对与非典型的用户电话相关的不同脉冲响应进行补偿，并对由于用户电话***中的各种变化引起的脉冲响应的改变进行补偿。

虽然早先自适应数字滤波并未用于用户的两线/四线接口的回音消除上，但是这种技术已广泛用于国际间的电话连接上，因此其理论基础当然建立。

利用这种理论基础已经研究出不少可实现自适应FIR（限定脉冲响应）滤波器的方法，而本发明对任何一种上述的自适应FIR滤波器均为适用，并且本发明将不限定这种自适应滤波器要与上文对图3的说明中所概括的广泛要求相一致。因此本发明的说明不再对自适应滤波器的工作过程进行详细说明。其实际工作过程是根据最小均方（LMS）算法。

当用户处于无声状态时如在一个周期期间于点E接收到语言，则在混合器12产生回音，并且自适应滤波器10将调整本身的系数以确保来自用户15的输出为零。另一方面，如没有语音到达点E，则实际的和合成的回音均为零，而且自适应滤波器10的系数将不会改变。但是如有两个讲话者同时讲话，也即处于“双人通话”的状态下就会遇到一个问题。

在出现双人通话时，A/D（模数）转换器14的输出包括了回音信号及叠加在它上面来自本地用户的语音信号。在合成回音已被减去之后，仅留有语音信号而且它将被传输到该线路的远端。但此对自适应滤波器从减法器所得到的是非零输出，而且可以假定围绕着回音、声道的脉冲响应必须经调整。因此该滤波器要改变其本身的系数以试图校正上述的非零输出，但在这样做时实际上将偏离其所要求的脉冲响应。

为避免这种偏移，一般要用到一个双人通话检测器16以在双人通话期间阻止其系数的改变（更新），即如图3所示。双人通话检测算法是将A/D（模数）转换器14（Y_K）的瞬时输出与要到达点E（X_K-1……X_K-N）的最近系样N相比较并指明在Y_K＞ 1/2 ·MAX（X_K-1，X_K-2，……X_K-N）时为双人通话。

由于在回音声道可能出现延迟，因此就需要检证X呈现出的早先系样值N，而因数 1/2 是根据至少有6分贝混合损耗的假设给出的。利用这种方法一旦检测出双人通话，其自适应系数就在一固定释放延迟时间上予以稳定。

用这种方法还会有一些问题。一个问题是这种方法要依赖于经混合接口处12的6分贝损耗。当这种混合接口必须处于电话局线路加上客户装置输入阻抗的很宽范围内进行工作时，就不可能总是保证6分贝的损耗。第二个问题是如处在近端的高噪声和从远距离用户E接收到的较低信号电平的某种不利条件下，这种匹配电路是决不适用的，而且其***回音特性将会很差。

现参见图4，此图示出了用于国际间回音消除器的基本结构设计，这种回音消除器是利用两个分开的滤波器来模拟回音通路。

图4中的自适应滤波器20的工作过程除了在双人通话期间不禁止系数的适时修正，以及不将减法器21的输出传输到线路的远端之外，其余均与在图3中所示的自适应滤波器相同。回音消除是通过可编程滤波器22来完成的，当转换控制逻辑电路判定自适应滤波器20的工作状态要好于可编程滤波器22时，可编程滤波器22的系数就根据自适应滤波器20的系数进行适当修正。

虽然图4并未示出双人通话检测器，但这并不意味着双人通话的问题已经解决，只不过是将这个问题从双人通话检测器的设计中转变到对转换控制逻辑电路23的设计上。在双人通话期间，自适应滤波器20要出现明显偏差，此种情况发生时采用无系数传输是较为可取的。

有些类似的是，在国际间通话或是需要有三个相互分开又相关的复杂要求的国际间通话中，要有在可以进行系数转换之前用于控制回音的如上文所说明的回音消除器。这样苛刻的规定意味着要实现转换控制逻辑电路既费钱又是相当困难的。

图5示出的是本发明较为简单的传输控制逻辑电路的方框图。以0.875所标定的固定滤波器误差信号ef_K是由自适应滤波器误差信号ea_K的平方中予以平方和相减的。这一相减过程的正向值结果使计数器50加一，而其反向结果则使该计数器减一。

计数器50有十位输出，而且最初是设置为它的最大值（1023）。所提供的硬件确保计数器50不会从1023跌落至0;这就是说该计数器的输出要饱和于1023。如果该计数器的计数输出达到零时，则固定滤波器将发出一个指令，使计数器50的输出复位到1023状态。

有若干种方法可以在不影响基本算法的情况下改进这种设计。第一，可以用其它方法来完成相减操作，之后一旦计数器50达到其最大输出即开始系数的转换。第二，用硬件来取代其求方操作以寻找每一误差的绝对值，因为这种求方只不过是用来确保两个误差均为正值。第三，在误差已经转换为正值之后应进行用7/8来对固定滤波器误差的标定，尽管这个因数在用求方方法来进行变为正值的转换时应为3/4。最后，在不明显影响其算法特性的情况下，对7/8标定因数和计数器的输出范围是有很可能做出一些较小的改动的。

对示于图5的配置能够做出的另一改动是可用低通滤波器来取代可逆计数器50。如果该滤波器的输出达到某一预定的极限，它应处于饱和状态，并且如此输出达到其反向极限时，它应能做出系数的转换;正象可逆计数器50的情况，如发生了系数的转换则该滤波器的输出应复位至它的饱和状态。

上述的改动应不影响其算法的操作，因为可逆计数器是作为数字积分器来工作的，而这个积分器即是一个低通滤波器。可逆计数器50的作用是消除误差差分信号中的短暂变化，而下述的说明即是其根本的发展方向。

本发明是根据示于图4的配置，并结合了示于图5中的转换控制逻辑电路。

参见图4，叠加于A/D（模数）转换器27输出信号上的任何直流分量，也将叠加于减法器21输出的自适应滤波器误差信号ea_k上。先有技术的自适应滤波器将视此信号为一误差信号，并试图修正其本身的系数以消除此直流分量。

在有限的方式中这是可以做到的，但是由于这种信号上的直流分量是在切断语音通路的情况下才不影响其主观性能，而且这种消除直流分量的做法是以牺牲了其可消除出现于混合器26输出上的实际回音信号的能力为代价的，所以这种尝试是不甚完善的设想。当语音信号电平比之直流分量的幅度要小时这种影响更为显著，从而导致了不能令人满意且很差的回音消除。

图6示出的自适应直流分支的结构构成了部分的本发明。该直流分支除了是利用常值C而不是接收语音的延迟方式，其它均是与利用LMS（最小均方）算法的自适应FIR（限定脉冲响应）滤波器一级相类似的方式工作的。如果此直流分支是利用LMS算法，则其可取之处在于该直流分支可以与自适应FIR滤波器20的实现相结合。这样直流分支的系数就可以与其它系数相同的方法予以适时修正。

参见图6，减法器60可消除信号G中直流成分的估测量，这一步骤是通过由乘法器64的含有估测量的输出信号同减法器60的输入信号相减产生出输出信号H这个过程来完成的。信号H通过因数u利用乘法器61来校正，并以此通过加法器62适当修正保存在寄存器63中的系数，以使寄存器63中产生一适时修正的系数。该系数利用乘法器64乘以常值C来产生在输入信号G中直流分量的即时估算值。常值u和C的值将取决于要用到这两个常值的通路的物理特性。省去这两个常值的一个或另一个是有可能的。上述的系数一般但不是必须随所接收的每一输入采样信号予以适时修正。

图7示出了包括转换控制逻辑电路，自适应和可编程滤波器及直流分支的本发明的完整实例。D/A（数/模）转换器25，混合器26和A/D（模/数）转换器27的工作过程已在图2的说明中进行了详尽叙述。A/D转换器的输出送至减法器21，这里可将来自自适应FIR（限定脉冲响应）滤波器20的合成回音消除，如在图3的说明中所详尽说明的那样。自减法器21的输出信号送至构成了直流分支电路部分的减法器60;而对包括了减法器60，乘法器61，加法器62，寄存器63和乘法器64的该直流分支电路工作过程的详尽叙述是在图6的说明中。

减法器60的输出被当作误差信号，此误差信号则用来控制自适应滤波器22的修正。另外，在图5的说明中已详尽叙述了减法器60的输出成为控制信号ea_K用于转换控制逻辑电路23。

自D/A（数模）转换器27的输出还将送至减法器24的输入，在这里可消除由可编程FIR（限定脉冲响应）滤波器20产生的合成回音信号，减法器24的输出形成了要传输至远端用户的信号。

自减法器24的输出还要送至减法器71的输入端，这里该信号的直流分量将基本消除，这里通过减去构成直流分支部分的乘法器64的输出信号实现的。在图5的说明中已详尽说明了减法器71的输出成为控制信号ep_K用于转换控制逻辑电路23。

Claims (10)

1、用于提供在两线至四线传换器中的回音消除信号的数字自适应回音消除器，所述的回音消除器包括可产生合成回音信号的第一自适应滤波器；可根据合成回音信号和要消除的实际回音信号之间的差异调整所述的第一滤波器的系数的装置；用于产生合成回音信号并将其与转换器的输出信号相混合的第二可编程滤波器；以及所配置的转换控制逻辑电路，它可判定来自第一滤波器的合成回音信号是否与实际回音信号的吻合要比来自第二滤波器的合成回音信号更好，如是这样则可适时修正第二滤波器的系数以与第一滤波器的系数相适应。

2、如权项1所要求的数字自适应回音消除器，其中所述的转换控制逻辑电路包括，可根据来自上述第一滤波器的合成回音信号与实际回音信号之间的差异产生第一误差信号的第一误差信号产生装置，以及可根据来自上述第二滤波器的合成回音信号与实际回音信号之间的差异产生第二误差信号的第二误差信号产生装置，还包括可将第一和第二误差信号进行比较以判定是否应对第二滤波器的系数进行适时修正的装置。

3、如权项2所要求的数字自适应回音消除器，其中所述的转换控制逻辑电路包括以所配置的延迟装置来禁止第二滤波器系数的适时修正，直至来自第一滤波器的合成回音信号比之来自第二滤波器的合成回音信号更加协调一致时。

4、如权项3所要求的数字自适应回音消除器，其中所述的延迟装置其功能包括以所配置的可逆计数器在第一误差信号比第二误差信号小时沿某一方向计数，而当第二误差信号比第一误差信号小时则可沿相反方向计数;在达到计数的某一预定值时则以配置的所述转换控制逻辑电路来实现第二滤波器系数的适时修正。

5、如权项2，权项3或权项4所要求的数字自适应回音消除器，其中转换控制逻辑电路包括可对第二误差信号标定的装置，可确保第一误差信号和第二误差信号具有相同符号的装置，可判定在标定的第二误差信号和第一误差信号是否等同的装置，以及达到某一预定条件时可随上述的差异使来自第一滤波器的系数转换到第二滤波器的装置。

6、如权项2至5中任一权项所要求的数字自适应回音消除器包括以所配置的自适应直流分支电路来减少第一误差信号中的直流分量。

7、如权项6所要求的数字自适应回音消除器，其中的直流分支电路还用于减少第二误差信号中的直流分量。

8、如上文所说明的数字自适应回音消除器实质上可参见附图的图7。

9、如上文所说明的包括转换控制逻辑电路的数字自适应回音消除器实质上可参见附图的图5。

10、如上文所说明的包括直流分支电路的数字自适应回音消除器实质上可参见附图的图6。

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