CN218387309U - 自适应导通时间控制电路、电源转换器、芯片和电子设备 - Google Patents

Abstract

自适应导通时间控制电路、电源转换器、芯片和电子设备，包括负载检测电路、导通时间产生电路、第一比较器和脉冲发生器，负载检测电路用于接收开关电路的输出电压和参考电压，并输出电压差均值；导通时间产生电路用于接收电压差均值，并产生导通时间信号，导通时间信号用于控制开关电路中的晶体管的导通时间；第一比较器用于接收开关电路的输出电压和参考电压，并输出第一比较信号；脉冲发生器用于接收第一比较信号和导通时间信号，并输出控制脉冲信号，控制脉冲信号用于控制开关电路中至少一个晶体管的导通和关断。自适应导通时间控制电路可以根据负载大小自适应调节导通时间，使得电路输出电压的纹波频率足够大的同时，又能提高电路的带载能力。

Description

自适应导通时间控制电路、电源转换器、芯片和电子设备

技术领域

本申请涉及电源控制技术领域，并且更具体地，涉及一种自适应导通时间控制电路、电源转换器、芯片和电子设备。

背景技术

在真正无线立体声(True Wireless Stereo，TWS)耳机主控蓝牙SoC芯片中，通常都集成了电源管理模块、射频蓝牙模块和音频解码模块。其中，音频解码模块的供电质量是影响耳机音质表现的关键因素之一。人耳能听到的信号频率范围一般是20-20kHz，这就要求音频解码器的供电电源在20kHz内的噪声分量很小。其次，对于耳机这种便携式应用来说，还需要降低功耗，延长待机时间。

传统音频供电电源一般由脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation，PWM)控制模式DC-DC降压配合低压差线性稳压器(Low Dropout Regulator，LDO)稳压实现。PWM控制可以通过直接设定开关频率而将输出电压的纹波频率推向远高于20kHz处，LDO用来进一步降低音频带内的噪声分量。PWM控制模式DC-DC的缺点是在轻载下的效率较低，所以音乐暂停时的功耗较大，不利于延长耳机待机时间。

传统恒定导通时间(Constant On-time，COT)控制模式相比PWM控制模式来说，瞬态响应快，结构简单，从而电路的基本功耗很低，但是它的输出电压纹波频率跟随负载大小变化。如果导通时间设定较小，以保证全音乐负载范围内输出电压纹波的频率远高于20kHz，那么最大带载能力将会受到限制；如果导通时间设定较大，以提高带载能力，那么音乐负载较小时的输出电压纹波频率就会进入音频带内。

因此，如何根据负载大小自适应调节导通时间，使得电路输出电压的纹波频率足够大的同时，又能提高电路的带载能力，是一项亟待解决的技术问题。

实用新型内容

本申请实施例第一方面提供的一种自适应导通时间控制电路，所述自适应导通时间控制电路包括负载检测电路、导通时间产生电路、第一比较器和脉冲发生器；所述负载检测电路用于接收开关电路的输出电压和参考电压，并输出电压差均值；所述导通时间产生电路用于接收所述电压差均值，并产生导通时间信号，所述导通时间信号用于控制所述开关电路中的晶体管的导通时间；所述第一比较器用于接收所述开关电路的输出电压和所述参考电压，并输出第一比较信号；所述脉冲发生器用于接收所述第一比较信号和所述导通时间信号，并输出控制脉冲信号，所述控制脉冲信号用于控制所述开关电路中至少一个晶体管的导通和关断。

在一种可能的实施方式中，所述负载检测电路包括跨导放大器、第一放大电阻和低通滤波器；所述第一放大电阻包括第一端和第二端，所述第一放大电阻的第一端耦接所述跨导放大器的输出端，所述第一放大电阻的第二端接地；所述跨导放大器包括正相输入端、负相输入端和输出端，所述跨导放大器的正相输入端接收所述输出电压信号电压，所述跨导放大器的负相输入端接收所述参考电压信号电压，所述跨导放大器的输出端耦接所述第一放大电阻的第一端后，输出放大电压；所述低通滤波器包括输入端和输出端，所述低通滤波器的输入端耦接所述跨导放大器的输出端，接收所述放大电压，所述低通滤波器的输出端输出所述电压差均值。

在一种可能的实施方式中，所述低通滤波器的转折频率小于100kHz。

在一种可能的实施方式中，所述导通时间产生电路包括N位模数转换器；所述N位模数转换器包括输入端和输出端，所述N位模数转换器的输入端耦接所述低通滤波器的输出端，接收所述电压差均值，所述N位模数转换器的输出端输出N位值。

在一种可能的实施方式中，所述导通时间产生电路还包括N位转M位编码器；所述N位转M位编码器包括输入端和输出端，所述N位转M位编码器的输入端耦接所述N位模数转换器的输出端，接收所N位值，所述N位转M位编码器的输出端耦接所述脉冲发生器的第一输入端，输出M位值。

在一种可能的实施方式中，所述N位值和M位值都为二进制数，N和M都是大于1的正整数。

在一种可能的实施方式中，所述N位值和所述电压差均值大小成正比。

在一种可能的实施方式中，所述M位值和所述N位值大小成反比。在一种可能的实施方式中，当所述N位值与所述M位值的位数相同时，将所述N位值按位取反得到所述M位值。

本申请实施例第二方面提供的一种电源转换器，其特征在于，所述电源转换器包括具有晶体管的开关电路和第一方面或者第一方面中任一种可能的实施方式中的自适应导通时间控制电路。

在一种可能的实施方式中，所述电源转换器包括本振时钟，所述本振时钟从0计数到所述M位值所需的时间，就是所述导通时间。

在一种可能的实施方式中，所述开关电路包括驱动器、第一晶体管和第二晶体管；所述驱动器包括第一输入端、第一输出端和第二输出端，所述驱动器的第一输入端接收所述控制脉冲信号，所述驱动器的第一输出端连接第一晶体管的栅极，所述驱动器的第二输出端连接第二晶体管的栅极。

在一种可能的实施方式中，所述开关电路还包括过零检测电路，所述过零检测电路包括第二比较器；所述第二比较器的正相输入端连接所述第一晶体管的漏极以及所述第二晶体管的漏极，所述第二比较器的负相输入端接地；所述第二比较器的输出端输出第二比较信号，所述驱动器还包括第二输入端，所述驱动器的第二输入端接收所述第二比较信号。

在一种可能的实施方式中，当所述第一比较器输出的第一比较信号为正值时，所述脉冲发生器输出所述控制脉冲信号；当所述驱动器的第一输入端接收所述控制脉冲信号后，所述驱动器第一输出端输出第一导通信号触发所述第一晶体管导通，经过所述导通时间后第一晶体管关断，然后所述驱动器第二输出端输出第二导通信号开启所述第二晶体管续流。

在一种可能的实施方式中，当所述第二比较器输出的第二比较信号为负值时，所述驱动器保持所述第二晶体管导通，当所述第二比较信号为正值时，所述驱动器关断所述第二晶体管。

在一种可能的实施方式中，所述开关电路还包括电感、电容、电源、负载、第一反馈电阻和第二反馈电阻；

所述电感的第一端和所述第一晶体管和第二晶体管的漏极连接，所述电感的第二端和所述电容的第一端连接，所述电容的第二端接地；所述电源的正极和第一晶体管的源极连接，所述电源的负极接地；所述负载的第一端和所述电容的第一端连接，所述负载的第二端接地；所述第一反馈电阻的第一端和所述负载的第一端连接，所述第一反馈电阻的第二端和所述第二反馈电阻的第一端连接，所述第二反馈电阻的第二端接地。

本申请实施例第三方面提供的一种芯片，所述芯片包括音频处理电路以及第二方面或者第二方面中任一种可能的实施方式中的电源转换器，所述电源转换器给所述音频处理电路供电。

本申请实施例第四方面提供的一种电子设备，所述电子设备包括第三方面或者第三方面中任一种可能的实施方式中的芯片，所述电子设备是蓝牙耳机或蓝牙音响。

本申请实施例中提供了一种自适应导通时间控制电路，可以实时检测负载大小，并根据负载大小产生相应的导通时间。当所述负载检测电路检测到所述开关电路的输出电压与参考电压的差值较大时，所述导通时间产生电路自动减小导通时间，从而提高所述开关电路的开关频率；当所述负载检测电路检测到所述开关电路的输出电压与参考电压的差值较小时，所述导通时间产生电路自动增加导通时间，从而提高所述开关电路的带载能力。所述自适应导通时间控制电路引入所述负载检测电路和导通时间产生电路，优化了传统的COT控制模式中的开关电路带载能力越高和轻载时纹波频率越低的矛盾。

本申请实施例还提供了一种电源转换器，除上述自适应导通时间控制电路，还包括过零检测电路可以使开关电路在全负载范围内均工作在离散导通模式，从而减小轻载情况下的能量损失，提高轻载效率。

本申请实施例提供的电源转换器中的自适应导通时间控制电路和所述过零检测电路，实现导通时间的自适应调整和离散导通的工作模式。搭载所述电源转换器的芯片可以应用在蓝牙耳机和蓝牙音响等电子设备上，一方面可以降低噪声分量，提升音质表现，另一方面还可以降低功耗，延长待机时间。

附图说明

图1是本申请实施例提供的一种自适应导通时间控制电路的示意图；

图2是本申请实施例提供的一种负载检测电路图；

图3是本申请实施例提供的一种导通时间产生电路图；

图4是本申请实施例提供的一种自适应导通时间调整过程示意图；

图5是本申请实施例提供的一种电源转换器的结构示意图；

图6是本申请实施例提供的一种电源转换器的电路图；

图7是本申请实施例提供的一种电源转换器的工作波形图；

图8是本申请实施例提供的另一种电源转换器的电路图；

图9是图8的电源转换器的工作波形图；

图10是本申请实施例提供的一种输出电压的纹波随负载变化的波形

图11是本申请实施例提供的一种输出电压的纹波随导通时间变化的波形；

图12是本申请实施例提供的一种自适应调整导通时间过程的工作波形图；

图13是本申请实施例提供的一种芯片与一种电子设备的结构示意图。

具体实施方式

下面将结合附图对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。

本申请使用的术语是仅仅出于描述实施例的目的，而非旨在限制本申请。在本申请和所附权利要求书中所使用的单数形式的“一种”、“所述”和“该”也旨在包括多数形式，除非上下文清楚地表示其他含义。

另外，“第一”、“第二”等术语仅用于区别类似的对象，而不能理解为指示或暗示相对重要性，或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”等的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。

如图1所示，本申请实施例提供一种自适应导通时间控制电路22，所述自适应导通时间控制电路22包括负载检测电路221、导通时间产生电路222、第一比较器223和脉冲发生器224；

所述负载检测电路221，用于接收开关电路的输出电压和参考电压，并输出电压差均值；

所述导通时间产生电路222，用于接收所述电压差均值，并产生导通时间信号，所述导通时间信号用于控制所述开关电路中的晶体管的导通时间；

所述第一比较器223用于接收所述开关电路的输出电压和所述参考电压，并输出第一比较信号；

所述脉冲发生器224用于接收所述第一比较信号和所述导通时间信号，并输出控制脉冲信号，所述控制脉冲信号用于控制所述开关电路中至少一个晶体管的导通和关断。

本申请实施例中，在开关电路中引入所述自适应导通时间控制电路22，所述自适应导通时间控制电路22用于控制所述开关电路，所述负载检测电路221可以实时检测负载大小，所述导通时间产生电路222可以根据负载大小产生具有相应的导通时间的控制脉冲信号。

所述负载检测电路221、导通时间产生电路222、第一比较器223和脉冲发生器224共同构成了所述自适应导通时间控制电路22，使得开关电路输出电压的纹波频率足够大的同时，又能提高开关电路的带载能力，优化了传统的COT控制模式中的开关电路带载能力越高和轻载时纹波频率越低的矛盾。

作为一种可选的实施例，请一并参见图2，所述负载检测电路221可以包括跨导放大器2211、第一放大电阻2212和低通滤波器2213，用于接收开关电路的输出电压Vfb和参考电压Vref，并输出电压差均值。

在本实施例中，所述负载检测电路221通过检测开关电路的输出电压Vfb与参考电压Vref的差值来判断所述开关电路负载大小，当检测到所述开关电路的输出电压Vfb与参考电压Vref的差值增大时，则判断所述开关电路负载减小。所述负载检测电路221结构简单，检测灵敏，输出的所述电压差均值也方便后续所述导通时间产生电路222的处理。在本实施例中，所述第一放大电阻2212可以包括第一端和第二端，所述第一放大电阻2212的第一端耦接所述跨导放大器2211的输出端，所述第一放大电阻2212的第二端接地。

所述跨导放大器2211可以包括正相输入端、负相输入端和输出端，所述跨导放大器2211的正相输入端接收所述开关电路的输出电压Vfb，所述跨导放大器2211的负相输入端接收所述参考电压Vref，所述跨导放大器2211的输出端耦接所述第一放大电阻的第一端后，输出放大电压。

在本实施例中，所述跨导放大器2211和第一放大电阻2212共同对所述输出电压Vfb与参考电压Vref的差值进行放大处理，放大倍数为Gm*Ro，得到所述放大电压。其中Gm为所述跨导放大器2211的跨导增益，Ro为所述第一放大电阻2212的阻值。

所述跨导放大器2211和第一放大电阻2212共同提供放大倍数，将所述输出电压Vfb与参考电压Vref的差值放大，以方便后续所述导通时间产生电路222处理。而且所述跨导放大器2211和第一放大电阻2212结构简单，方便调节放大倍数。

在本实施例中，所述低通滤波器2213包括输入端和输出端，所述低通滤波器2213的输入端耦接所述跨导放大器2211的输出端，接收所述放大电压，所述低通滤波器2213的输出端输出所述电压差均值。所述低通滤波器2213的使用可以有效减弱因负载变化而引起的输出电压纹波频率变化的影响，从而提高对输出电压Vfb与参考电压Vref差值的检测精度。

通常为了防止开关电路负载较小时输出电压纹波频率进入到音频带20Hz～20kHz内而产生噪音，会让输出电压纹波频率在全负载范围内都大于20kHz，而一种效果较好的选择就是让输出电压纹波频率在全负载范围内都大于100kHz。

作为一种可选的实施例，可以设定所述低通滤波器2213的转折频率小于100kHz。在所述转折频率下，所述低通滤波器2213可以在全负载范围内都有较好的滤波效果。

可以理解的是，在其他实施例中，负载检测电路221还拥有不同的实现方式。在另一实施例中，负载检测电路221可以通过检测所述开关电路的开关频率来判断负载大小，具体可以检测所述开关电路中的晶体管两次开启的时间间隔，当检测到所述开关电路的开关频率增加时，则判断所述开关电路负载增大。在又一实施例中，负载检测电路221还可以通过检测所述开关电路的负载电流来判断负载大小，当检测到所述开关电路的负载电流增加时，则判断所述开关电路负载增大。

所述负载检测电路221不同的实现方式可以适应不同的开关电路，也可以组合起来对同一个开关电路使用，从而提高开关电路负载检测的准确度和自适应导通时间控制的效果。

作为一种可选的实施例，请一并参见图3，所述导通时间产生电路222可以包括N位模数转换器2221；所述N位模数转换器2221包括输入端和输出端，所述N位模数转换器2221的输入端耦接所述低通滤波器2213的输出端，接收所述电压差均值，所述N位模数转换器2221的输出端输出N位值。

在本实施例中，所述N位模数转换器2221可以将输入的电压差均值转换为N位数字信号，也就是所述N位值。而且所述N位值和所述电压差均值大小成正比，当所述电压差均值越大，所述N位模数转换器2221输出的所述N位值也会越大。

作为一种可选的实施例，所述N位模数转换器2221的输入电压范围可以被划分为2^N个区间，即2^N个区间。而且每个输入电压区间都可以对应一个不同的N位值。

可选的，表1提供了一种N位模数转换器2221的输入电压区间划分的具体实施例，其中N为3，最高电压值为1.800V。

如表1所示，所述N位模数转换器2221的输入电压范围被不平均地划分为8个输入电压区间，每个输入电压区间都有对应的N位值，所述输入电压区间值越大，所对应的N位值也就越大，其中N位值设定为3位二进制数，ADC表示的是N位模数转换器2221。

例如，当ADC输入的电压差均值为0.5V，所述0.5V的电压差均值就在ADC第1电压区间[0.00V，0.650V)内，而通过表1可以得到，ADC第1电压区间所对应的输出的N位值就是000。也就是说，在表1所示的实施例中，当ADC输入的电压差均值为0.5V时，ADC输出的N位值将会是000。

表1

ADC输入电压区间	电压区间值	ADC输出的N位值
ADC第8电压区间	[1.400V，1.800V]	111
ADC第7电压区间	[1.275V，1.400V)	110
ADC第6电压区间	[1.150V，1.275V)	101
ADC第5电压区间	[1.025V，1.150V)	100
ADC第4电压区间	[0.900V，1.025V)	011
ADC第3电压区间	[0.775V，0.900V)	010
ADC第2电压区间	[0.650V，0.775V)	001
ADC第1电压区间	[0.00V，0.650V)	000

需要说明的是，本申请实施例中N位模数转换器2221的输入电压区间划分和N位值的选择并不局限于上述具体数值，本领域技术人员可以根据实际的电路设计需求确定各个参数的具体数值。

可选的，在其他实施例中，N位模数转换器2221的输入电压范围可以被平均划分为2^N个输入电压区间。

可选的，在其他实施例中，N位模数转换器2221的输入电压区间的最高电压值可以根据开关电路的电源电压值来进行选择。例如，当开关电路的电源电压是一个单一的固定值3.3V时，就可以将3.3V作为所述输入电压区间的最高电压值。但是当开关电路的电源电压是一个变换的电压范围3.3V～4.3V时，就需要根据电路设计的实际需求来选择合适的所述输入电压区间的最高电压值。

所述N位模数转换器2221通过电压区间的划分，将模拟信号电压差均值转换成对应的数字信号N位值，一方面模数转换规则可以根据实际电路需求进行调整，非常具有灵活性，另一方面也方便后续进一步对N位值进行处理。

作为一种可选的实施例，所述导通时间产生电路222还可以包括N位转M位编码器2222；所述N位转M位编码器2222包括输入端和输出端，所述N位转M位编码器2222的输入端耦接所述N位模数转换器2221的输出端，接收所述N位值，所述N位转M位编码器2222的输出端耦接所述脉冲发生器224的第一输入端，输出M位值。

在本实施例中，时钟从0计数到所述M值所需的时间，就是所述导通时间。

可选的，所述时钟可以是***时钟，例如，当所述自适应导通时间控制电路22应用在电源转换器中时，所述***时钟可以是所述电源转换器的本振时钟。

在本实施例中，所述M位值和所述N位值大小成反比，当所述N位值越小，所述N位转M位编码器2222输出的所述M位值越大。

可选的，所述N位值和M位值都为二进制数，N和M都是大于1的正整数。

可选的，当所述N位值与所述M位值的位数相同时，可以将所述N位值按位取反得到所述M位值。

所述N位转M位编码器2222可以灵活制定编码规则，与所述N位模数转换器2221组合起来，可以适用于不同的开关电路和同一开关电路的不同使用场景。

在本实施例中，一种自适应导通时间调整过程示意图，请参见图4，当所述负载检测电路221输出的较小的电压差均值位于ADC较低的输入电压区间时，就判断所述开关电路的输出电压Vfb与参考电压Vref的差值偏小。所述较小的电压差均值经所述N位模数转换器2221转换后得到一个较小的N位值，所述N位值和所述电压差均值大小成正比。所述较小的N位值经所述N位转M位编码器2222编码后换算成较大的M位值，所述M位值和所述N位值大小成反比。所述较大的M位值可以产生较大的导通时间。

整体来看，当所述负载检测电路221检测到所述开关电路输出电压Vfb与参考电压Vref的差值偏小，所述导通时间产生电路222会产生较大的M位值，即导通时间信号。所述较大的导通时间信号可以产生较大的导通时间。

例如，当所述负载检测电路221输出的电压差均值Vb或Vc都位于ADC输入电压区间较低的第二电压区间时，所述电压差均值Vb或Vc经所述N位模数转换器2221转换后得到一个较小的N位值N2，所述较小的N位值N2再经所述N位转M位编码器2222编码后换算成较大的M位值M2，所述较大的M位值M2可以产生较大的导通时间ton2。所述较大的导通时间ton2可以提高所述开关电路的带载能力，从而有效提升所述开关电路的工作效率。

再例如，当所述负载检测电路221输出的电压差均值Va位于ADC输入电压区间较高的第2^N电压区间时，所述电压差均值Va经所述N位模数转换器2221转换后得到一个较大的N位值N1，所述较大的N位值N1再经所述N位转M位编码器2222编码后换算成较小的M位值M1，所述较小的M位值M1可以产生较小的导通时间ton1。所述较小的导通时间ton1可以提高所述开关电路的工作频率，从而保证所述工作电路轻载时也有较高的电压纹波频率，可以有效降低音频带内的噪声分量。

可选的，N的取值范围可以由所述开关电路设计的负载分辨精度决定，每个ADC输入电压区间对应的负载范围越小，则ADC输入电压区间数量就越多，则N就应该设计得越大。

可选的，M的取值范围可以由所述开关电路的导通时间的最大值(也就是所述开关电路的最大带载能力)决定，所述开关电路需要的带载能力越大，所述开关电路的晶体管的导通时间值也要越大，对应的M位值也就越大。

作为一种可选的实施例，请一并参见图5，本申请实施例还提供一种电源转换器20，所述电源转换器20包括具有晶体管的开关电路21和上述自适应导通时间控制电路22。

在本实施例中，所述电源转换器20包括本振时钟，所述本振时钟从0计数到所述M位值所需的时间，就是所述导通时间。

请一并参见图6，在本实施例中，所述开关电路21包括驱动器2101、第一晶体管2102和第二晶体管2103。所述驱动器2101包括第一输入端、第一输出端和第二输出端，所述驱动器2101的第一输入端接收所述控制脉冲信号，所述驱动器2101的第一输出端连接第一晶体管2102的栅极，所述驱动器2101的第二输出端连接第二晶体管2103的栅极。

在本实施例中，当所述自适应导通时间控制电路22的第一比较器223输出的第一比较信号为正值时，所述脉冲发生器224输出所述控制脉冲信号；

当所述驱动器2101的第一输入端接收所述控制脉冲信号后，所述驱动器2101第一输出端输出第一导通信号PG触发所述第一晶体管2102导通，经过所述导通时间后第一晶体管2102关断，然后所述驱动器2101第二输出端输出第二导通信号NG开启所述第二晶体管2103续流。

所述驱动器2101一方面可以用于增强所述控制脉冲信号的驱动能力，另一方面可以产生带有死区时间的第一导通信号PG和第二导通信号NG，避免第一晶体管2102和第二晶体管2103直通。

在本实施例中，所述开关电路21还可以包括电感L、电容C、电源Vin、负载RL、第一反馈电阻Rf1和第二反馈电阻Rf2，所述开关电路21的输出总电压是Vout。

所述电感L的第一端和所述第一晶体管2102和第二晶体管2103的漏极连接，所述电感L的第二端和所述电容C的第一端连接，所述电容C的第二端接地。所述电源Vin的正极和第一晶体管2102的源极连接，所述电源Vin的负极接地。所述负载RL的第一端和所述电容C的第一端连接，所述负载RL的第二端接地。所述第一反馈电阻Rf1的第一端和所述负载RL的第一端连接，所述第一反馈电阻Rf1的第二端和所述第二反馈电阻Rf2的第一端连接，所述第二反馈电阻Rf2的第二端接地。

所述开关电路21通过所述第一反馈电阻Rf1和第二反馈电阻Rf2串联分压得到所述输出电压Vfb，所述输出电压Vfb可以通过如下公式计算得到：

Vfb＝Vout*Rf2/(Rf1+Rf2)，

请一并参见图7，当第一比较器223检测到所述输出电压Vfb小于所述参考电压Vref时，输出第一比较信号；所述脉冲发生器224用于接收所述第一比较信号和导通时间信号，并输出控制脉冲信号Duty；当所述驱动器2101的第一输入端接收所述控制脉冲信号Duty后，所述驱动器2101第一输出端和第二输出端分别输出第一导通信号PG和第二导通信号NG。

当所述控制脉冲信号Duty处于高电位时，所述第一导通信号PG为0，触发第一晶体管2102导通，此时第二导通信号NG为0，第二晶体管2103处于关断状态，电感L充电，电感电流IL持续增加。经过导通时间ton后，所述控制脉冲信号Duty处于低电位，此时所述第一导通信号PG为1，第一晶体管2102关断，第二导通信号NG为1，开启第二晶体管2103用于电感L续流。直到第一比较器223再次检测到所述输出电压Vfb小于所述参考电压Vref时，开启下一周期。

作为一种可选的实施例，请参见图8，所述开关电路21还包括过零检测电路ZCD(Zero-crossing Detection，ZCD)，所述过零检测电路ZCD包括第二比较器2104。所述第二比较器2104的正相输入端连接所述第一晶体管2102的漏极以及所述第二晶体管2103的漏极，所述第二比较器2104的负相输入端接地；所述第二比较器2104的输出端输出第二比较信号，所述驱动器2101还包括第二输入端，所述驱动器2101的第二输入端接收所述第二比较信号。

在本实施例中，当所述第二比较器2104输出的第二比较信号为负值时，所述驱动器2101保持所述第二晶体管2103导通，当所述第二比较信号为正值时，所述驱动器2101关断所述第二晶体管2103。

在本申请实施例中，所述过零检测电路ZCD可以使所述开关电路21在全负载范围内均工作在离散导通模式(Discrete Conduction Mode，DCM)，从而减小所述开关电路21轻载情况下的能量损失，提高轻载效率。

具体的，请一并参见图9，当第一比较器223检测到所述输出电压Vfb小于所述参考电压Vref时，此时所述控制脉冲信号Duty处于高电位，所述第一导通信号PG为0，触发第一晶体管2102导通，此时第二导通信号NG为0，第二晶体管2103处于关断状态，电感L充电，电感电流IL持续增加，所述输出电压Vfb逐渐升高至大于所述参考电压Vref。

经过导通时间ton后，所述控制脉冲信号Duty处于低电位，此时所述第一导通信号PG为1，第一晶体管2102关断，第二导通信号NG为1，开启第二晶体管2103用于电感L续流。

此时所述第二比较器2104比较第二晶体管2103的漏极电压Vsw和地电位Gnd的高低，当第二晶体管2103的漏极电压Vsw低于地电位Gnd，即所述第二比较器2104输出的第二比较信号为负值时，此时电感电流IL从Vsw端流向Vout端，仍保持第二晶体管2103开启，电感电流IL逐渐减少。直到第二晶体管2103的漏极电压Vsw高于地电位Gnd，即所述第二比较器2104输出的第二比较信号为正值时，此时电感电流IL从Vout端流向Vsw端，电感电流IL通过第二晶体管2103流向地，并不给负载RL提供能量，因而为了减小轻载时的电能损失，此时所述驱动器2101输出的第二导通信号NG为0，关闭第二晶体管2103，电感电流IL为0。电容C放电给负载RL提供能量，输出电压Vfb逐渐降低，直到第一比较器223再次检测到所述输出电压Vfb小于所述参考电压Vref时，开启下一周期。

在本实施例中，所述开关电路21的输出电压Vfb的纹波会受到负载变化和导通时间ton变化的影响。

请一并参见图10，td为延时，负载load2大于负载load1，负载load1的负载电流为Iload1，负载load2的负载电流为Iload2，负载load1对应的电感电流为IL_load1，负载load2对应的电感电流为IL_load2，负载load1对应的输出电压为Vfb_load1，负载load2对应的输出电压为Vfb_load2。

当导通时间ton不变，负载load2大于负载load1时，所述电感电流IL_load1和所述电感电流IL_load2的峰值不变，但所述电感电流IL_load2的频率大于所述电感电流IL_load1的频率。所述负载电流Iload2大于所述负载电流Iload1。所述输出电压Vfb_load2的峰值小于所述输出电压Vfb_load1的峰值，输出电压Vfb_load2的纹波频率大于所述输出电压Vfb_load1的纹波频率。当导通时间ton不变时，开关电路的负载变大，对应的输出电压Vfb的峰值变小，而纹波频率变大。

请一并参见图11，td为延时，导通时间ton2大于导通时间ton1，负载电流为Iload，导通时间ton1对应的电感电流为IL_ton1，导通时间ton2对应的电感电流为IL_ton2，导通时间ton1对应的输出电压为Vfb_ton1，导通时间ton2对应的输出电压为Vfb_ton2。

当负载不变，导通时间ton2大于导通时间ton1时，负载电流Iload不变，所述电感电流IL_ton2的峰值大于所述电感电流IL_ton1的峰值，所述电感电流IL_ton2的频率小于所述电感电流IL_ton1的频率，所述输出电压Vfb_ton2的峰值大于所述输出电压Vfb_ton1的峰值，所述输出电压Vfb_ton2的纹波频率小于所述输出电压Vfb_ton1的纹波频率。当负载不变时，导通时间ton变大，对应的输出电压Vfb的峰值变大，而纹波频率变小。

根据图10和图11的结论可以得到，为了在开关电路输出电压的纹波频率足够大的同时，也能提高带载能力，可以在所述开关电路负载变小时，也使导通时间ton变小，以提高工作频率；可以在所述开关电路负载变大时，也使导通时间ton变大，以提高带载能力。

如图12所示是根据本申请实施例的一种自适应导通时间控制电路22自适应调整导通时间过程的波形图。

在本申请实施例中，所述负载检测电路221放大开关电路的输出电压Vfb和参考电压Vref之间的差值并对其进行滤波从而得到电压差均值，所述导通时间产生电路222通过判断该电压差均值所处的ADC输入电压区间来确定此时开关电路的负载与导通时间ton的适配程度，然后产生对应的导通时间ton。

一个具体的实施例请一并参见图4和图12，在t0时刻电压差均值为Va，位于ADC输入电压区间的较高区间。

当在t1时刻由于负载突然变大，由于N位模数转换器2221的采样时刻在t0，此时的导通时间仍然是电压差均值Va所在ADC电压区间对应的导通时间ton1，输出电压Vfb的峰值下移，输出电压Vfb与参考电压Vref之间的电压差(Vfb-Vref)减小，经所述负载检测电路22放大滤波后得到电压差均值Vb也减小，所述电压差均值Vb小于电压差均值Va。

在N位模数转换器2221的采样时刻t2，参见图4，电压差均值Vb所在ADC电压区间对应新的导通时间ton2，所述导通时间ton2大于导通时间ton1，并在后续使用，由于导通时间更新，输出电压Vfb的峰值上移，输出电压Vfb与参考电压Vref之间的电压差(Vfb-Vref)经负载检测电路22放大滤波后得到电压差均值Vc，所述电压差均值Vc大于电压Vb，但参见图4，由于电压Vb和电压Vc同处ADC输入电压区间的同一电压区间，导通时间仍然为导通时间ton2。

在本申请实施例中，所述自适应导通时间控制电路22可以实时检测负载大小，可以在所述开关电路负载变小时，也使导通时间ton变小，以提高工作频率；可以在所述开关电路负载变大时，也使导通时间ton变大，以提高带载能力。本申请实施例提供的所述自适应导通时间控制电路22可以根据负载大小自适应调节导通时间，使得电路输出电压的纹波频率足够大的同时，又能提高电路的带载能力，

本申请实施例还提供一种芯片11，请一并参见图13，所述芯片11包括所述的电源转换器20，音频处理电路30，所述电源转换器20用于将电源的电压进行转换，并给所述音频处理电路30供电。

可选的，所述芯片11还可以包括射频蓝牙电路40。

本申请实施例还提供一种电子设备5，也请一并参见图13，所述电子设备5包括所述的芯片11，所述电子设备5是蓝牙耳机或蓝牙音响。

作为一种可选的实施例，所述电子设备5可以包括电源10和芯片11。

在本实施例中，可以用电源10向所述电子设备5供电，所述电源10可以为锂电池，即锂聚合物电池，该锂聚合物电池具有轻量化、高可塑性和高能量的特点。所述电源转换器20与电源10连接，用以将所述电源10的电压进行转换，提供不同的供电电压。所述射频蓝牙电路40用以和外界蓝牙设备相连并获取输入信号。所述音频处理电路30用以将所述输入信号进行解码以及放大处理后，输出声音信号。

在本申请实施例中，搭载所述电源转换器20的芯片11可以用在蓝牙耳机和蓝牙音响等电子设备上，一方面可以降低噪声分量，提升音质表现，另一方面还可以降低功耗，延长待机时间。

应理解，本申请实施例可以应用于音频处理***的电源变换，包括但不限于蓝牙耳机和蓝牙音箱的音频处理***的电源变换，本申请实施例同样适用于其他拥有音频处理***的产品等。

以上结合附图详细描述了本申请的优选实施方式，但是，本申请并不限于上述实施方式中的具体细节，在本申请的技术构思范围内，可以对本申请的技术方案进行多种简单变型，这些简单变型均属于本申请的保护范围。

Claims (18)

1.一种自适应导通时间控制电路，其特征在于，所述自适应导通时间控制电路包括负载检测电路、导通时间产生电路、第一比较器和脉冲发生器；

所述负载检测电路用于接收开关电路的输出电压和参考电压，并输出电压差均值；

所述导通时间产生电路用于接收所述电压差均值，并产生导通时间信号，所述导通时间信号用于控制所述开关电路中的晶体管的导通时间；

所述第一比较器用于接收所述开关电路的输出电压和所述参考电压，并输出第一比较信号；

所述脉冲发生器用于接收所述第一比较信号和所述导通时间信号，并输出控制脉冲信号，所述控制脉冲信号用于控制所述开关电路中晶体管的导通和关断。

2.根据权利要求1所述的自适应导通时间控制电路，其特征在于，所述负载检测电路包括跨导放大器、第一放大电阻和低通滤波器；

所述第一放大电阻包括第一端和第二端，所述第一放大电阻的第一端耦接所述跨导放大器的输出端，所述第一放大电阻的第二端接地；

所述跨导放大器包括正相输入端、负相输入端和输出端，所述跨导放大器的正相输入端接收所述输出电压，所述跨导放大器的负相输入端接收所述参考电压，所述跨导放大器的输出端耦接所述第一放大电阻的第一端后，输出放大电压；

所述低通滤波器包括输入端和输出端，所述低通滤波器的输入端耦接所述跨导放大器的输出端，接收所述放大电压，所述低通滤波器的输出端输出所述电压差均值。

3.根据权利要求2所述的自适应导通时间控制电路，其特征在于，所述低通滤波器的转折频率小于100kHz。

4.根据权利要求2所述的自适应导通时间控制电路，其特征在于，所述导通时间产生电路包括N位模数转换器；

所述N位模数转换器包括输入端和输出端，所述N位模数转换器的输入端耦接所述低通滤波器的输出端，接收所述电压差均值，所述N位模数转换器的输出端输出N位值。

5.根据权利要求4所述的自适应导通时间控制电路，其特征在于，所述导通时间产生电路还包括N位转M位编码器；

所述N位转M位编码器包括输入端和输出端，所述N位转M位编码器的输入端耦接所述N位模数转换器的输出端，接收所N位值，所述N位转M位编码器的输出端耦接所述脉冲发生器的第一输入端，输出M位值。

6.根据权利要求5所述的自适应导通时间控制电路，其特征在于，所述N位值和M位值都为二进制数，N和M都是大于1的正整数。

7.根据权利要求6所述的自适应导通时间控制电路，其特征在于，所述N位值和所述电压差均值大小成正比。

8.根据权利要求7所述的自适应导通时间控制电路，其特征在于，所述M位值和所述N位值大小成反比。

9.根据权利要求8所述的自适应导通时间控制电路，其特征在于，当所述N位值与所述M位值的位数相同时，将所述N位值按位取反得到所述M位值。

10.一种电源转换器，其特征在于，所述电源转换器包括具有晶体管的开关电路和权利要求1-9任一项所述的自适应导通时间控制电路。

11.根据权利要求10所述的电源转换器，其特征在于，所述电源转换器包括本振时钟，所述本振时钟从0计数到M位值所需的时间，就是所述导通时间。

12.根据权利要求11所述的电源转换器，其特征在于，所述开关电路包括驱动器、第一晶体管和第二晶体管；

所述驱动器包括第一输入端、第一输出端和第二输出端，所述驱动器的第一输入端接收所述控制脉冲信号，所述驱动器的第一输出端连接第一晶体管的栅极，所述驱动器的第二输出端连接第二晶体管的栅极。

13.根据权利要求12所述的电源转换器，其特征在于，所述开关电路还包括过零检测电路，所述过零检测电路包括第二比较器；

所述第二比较器的正相输入端连接所述第一晶体管的漏极以及所述第二晶体管的漏极，所述第二比较器的负相输入端接地；

所述第二比较器的输出端输出第二比较信号，所述驱动器还包括第二输入端，所述驱动器的第二输入端接收所述第二比较信号。

14.根据权利要求12所述的电源转换器，其特征在于，当所述第一比较器输出的第一比较信号为正值时，所述脉冲发生器输出所述控制脉冲信号；

当所述驱动器的第一输入端接收所述控制脉冲信号后，所述驱动器第一输出端输出第一导通信号触发所述第一晶体管导通，经过所述导通时间后第一晶体管关断，然后所述驱动器第二输出端输出第二导通信号开启所述第二晶体管续流。

15.根据权利要求13所述的电源转换器，其特征在于，当所述第二比较器输出的第二比较信号为负值时，所述驱动器保持所述第二晶体管导通，当所述第二比较信号为正值时，所述驱动器关断所述第二晶体管。

16.根据权利要求12所述的电源转换器，其特征在于，所述开关电路还包括电感、电容、电源、负载、第一反馈电阻和第二反馈电阻；

所述电感的第一端和所述第一晶体管和第二晶体管的漏极连接，所述电感的第二端和所述电容的第一端连接，所述电容的第二端接地；所述电源的正极和第一晶体管的源极连接，所述电源的负极接地；所述负载的第一端和所述电容的第一端连接，所述负载的第二端接地；所述第一反馈电阻的第一端和所述负载的第一端连接，所述第一反馈电阻的第二端和所述第二反馈电阻的第一端连接，所述第二反馈电阻的第二端接地。

17.一种芯片，其特征在于，所述芯片包括音频处理电路以及权利要求10-16任一项所述的电源转换器，所述电源转换器用于将电源的电压进行转换，并给所述音频处理电路供电。

18.一种电子设备，其特征在于，所述电子设备包括权利要求17所述的芯片，所述电子设备是蓝牙耳机或蓝牙音响。

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