CN217445265U

CN217445265U - 一种电流极限控制电路

Info

Publication number: CN217445265U
Application number: CN202221396185.9U
Authority: CN
Inventors: 李富华; 宋爱武
Original assignee: Suzhou University
Current assignee: Suzhou University
Priority date: 2022-06-07
Filing date: 2022-06-07
Publication date: 2022-09-16
Anticipated expiration: 2032-06-07

Abstract

本申请提供一种电流极限控制电路，功率管M1的源极与采样电路连接，采样电路由采样管M2和采样电阻Rs组成，采样管M2的源极与电压比较器的同相端连接，电流源、线电压补偿电路和电阻R形成参考电压、并且与电压比较器的反相端连接，功率管M1的栅极与前沿消隐电路连接，前沿消隐电路对功率管M1的导通信号作出延迟，防止电流尖峰误关断功率管M1；采样电阻Rs还与流限状态机连接，流限状态机为数字电路模块，通过检测输出端负载的变化以调节采样电阻Rs的阻值，从而跳变调节限流点；电流源与旁路电容检测电路连接，旁路电容检测电路通过检测旁路电容大小以调节偏置电流，使得偏置电压和参考电压改变从而调节限流点。

Description

一种电流极限控制电路

技术领域

本实用新型涉及电学领域，更具体地，涉及一种电流极限控制电路。

背景技术

开关电源***，包括前级电路、高频变压器、功率输出、采样电路和反馈电路等，实现了输入交流电压转换为直流电压的功能，例如将市电通过整流器和电容转换成直流母线电压，再通过变压器降低电压，为了保证输出功率恒定，一般通过功率管、驱动芯片、采样电路和比较器进行控制。在有些工况条件下，即使仅有一个周期过流也会导致有关的磁性元件迅速饱和，产生一个很陡的电流尖峰，损坏功率管。因此，通常会设置一个电流极限，如果电流突破阈值，功率管就会立即关断，实现电流极限控制，会逐周期的对功率管上的电流进行限制。

电流极限控制模块的基本电路如图1所示，采样电路由采样管M2和采样电阻R组成，对功率管M1的电流进行采样，采样得到的电压与电流比较器的参考电压V_limit比较，随着功率管M1的电流上升，采样电压随之上升到参考电压时，功率管M1截止，其中参考电压V_limit可通过电流极限调节器改变，实现对功率管限流点的控制。电流极限控制模块的核心在于，通过检测负载状态调节功率管限流点，实现输出稳压。但是，由于不同线电压下***延迟对峰值电流的影响，现有技术如中国专利202120952652.0，公开了一种反激式AC/DC开关电源的线电压补充电路，进一步设计了线电压补偿电路维持了限流点的稳定，从而保证峰值功率恒定。

但是，现有技术的电流极限控制电路，限流点的调节，还会受到负载变化的影响，以及负载状态的影响。参考电压是偏置电压和补偿电压之和，补偿电压由补偿电路控制，偏置电压是偏置电流I1与电阻R1的乘积，其中偏置电流I1是固定不变的，不能设定多种满载功率管限流点，也不能检测掉电时间。并且，不能防止由电容及次级整流管反向恢复时间产生的电流尖峰而触发功率管误关断。

实用新型内容

本实用新型的目的在于，提供一种电流极限控制电路，在保证输出功率恒定的前提下，能够良好的调节限流点，并且减少误操作。

一种电流极限控制电路，功率管M1的源极与采样电路连接，采样电路由采样管M2和采样电阻Rs组成，采样电阻Rs的一端与采样管M2的源极连接、另一端接地，采样管M2的源极与电压比较器的同相端连接，电流源、线电压补偿电路和电阻R形成参考电压、并且与电压比较器的反相端连接，电压比较器的输出端与功率管M1的栅极连接，输出信号控制功率管M1的通断；功率管M1的栅极与前沿消隐电路连接，前沿消隐电路用于对功率管M1的导通信号作出延迟，防止电流尖峰误关断功率管M1；采样电阻Rs还与流限状态机连接，流限状态机为数字电路模块，用于通过检测输出端负载的变化以调节采样电阻Rs的阻值，从而跳变调节限流点；电流源与旁路电容检测电路连接，旁路电容检测电路用于通过检测旁路电容大小以调节偏置电流，使得偏置电压和参考电压改变从而调节限流点。

在一些实施方式中，所述前沿消隐电路对功率管M1的导通信号TON_p作了延迟，前沿消隐电路的输出信号为LEB，LEB作为TON_p信号的延时信号，TON_p为高电平时控制功率管M1的导通。

进一步的，所述前沿消隐电路包括MOS管M11、MOS管M12、MOS管M13、电容C11和二极管D11，导通信号TON_p与MOS管M11和MOS管M12的栅极连接，MOS管M11的源极与电源连接、MOS管M11的漏极与MOS管M12的漏极、电容C11和二极管D11的正极连接，MOS管M11和MOS管M12构成反相器，电容C11与二极管D11的正极连接的连接点为A点，MOS管M12的源极与MOS管M13的漏极连接，MOS管M13的源极接地，电容C11的另一端接地，二极管D11的负极为输出端，输出信号LEB。

进一步的，MOS管M13为电容C11提供放电电流I，使得A点信号从高电平翻转到低电平产生延时，延时时间t的计算公式为S1：

其中，△V为电源电压，C为电容C11的电量，I为设置的前沿消隐时间。

在一些实施方式中，所述采样电阻Rs为多个电阻和开关管组成的电阻网络，流限状态机通过短路电阻网络改变采样电阻的阻值，达到调节限流点的目的。

进一步的，所述电阻网络包括多个电阻串联，每个电阻分别与一个开关管连接，流限状态机通过控制开关管的通断来改变采样电阻Rs的阻值。

进一步的，所述采样电阻包括电阻R21、电阻R22、电阻R23、电阻R24、开关管M21、开关管M22和开关管M23，电阻R21、电阻R22、电阻R23和电阻R24依次串联，电阻R21的一端与电压比较器的同相端连接、另一端与电阻R22连接，电阻R24的一端与电阻R23连接、另一端接地，开关管M21的漏极与电阻R1和电阻R2之间的导线连接、源极接地、栅极与流限状态机的输出端连接，开关管M22的漏极和源极分别的电阻R23的两端连接、栅极与流限状态机的输出端连接，开关管M23的漏极和源极分别的电阻R24的两端连接、栅极与流限状态机的输出端连接。

在一些实施方式中，所述流限状态机设置了四个负载状态，流限状态机的输出为数字信号，流限状态机根据负载的变化输出不同的数字逻辑信号，数字逻辑信号控制采样电阻Rs的阻值。

进一步的，负载变化时流限状态机检测到6个EN_P为低电平或者高电平时将调节限流点来保持能量供给平衡，响应负载突变，实现输出电压的稳定，负载状态为满载、较重负载、中等负载和轻载。

在一些实施方式中，所述旁路电容检测电路包括7位计数器和锁存器，7位计数器的输出端与两个锁存器的输入端连接，两个锁存器的输出信号分别为CAP_H和CAP_L，输出的CAP_H和CAP_L可控制偏置电流，达到调节满载限流点的目的。

进一步的，所述7位计数器的输出为T2QN、T3QN、T4QN和T6QN，初始值为低电平，POR为上电复位信号，开关电源上电时为低电平，上电完成后为高电平，可通过POR信号确定了RS锁存器初始态；CAP_H和CAP_L输出电平0或者1，开关电源还未上电时，POR、T3QN、T4QN、T6QN为低电平，确定了CAP_H初始态为0；POR信号为低电平确定了CAP_L初始态为1；T2QN、T4QN翻转为11所需要的时间为10个时钟周期，T3QN、T4QN、T6QN翻转为111所需要的时间为44个时钟周期。

进一步的，由旁路电容检测电路的逻辑可知当旁路电容C＝0.1uF时，掉电时间t＜10T，旁路电容检测电路输出CAP_H＝0、CAP_L＝1；当旁路电容C＝1uF时，掉电时间10T＜t＜44T，旁路电容检测电路输出CAP_H＝0、CAP_L＝0；当旁路电容C＝10uF时，掉电时间t＞44T，旁路电容检测电路输出CAP_H＝1、CAP_L＝0。

在一些实施方式中，所述线电压补偿电路输出的补偿电流Icm，通过电阻R1将补偿电流转换为补偿电压Vcm，Vcm＝Icm*R1，电流源输出的偏置电流I1，通过电阻R1将偏置电流I1转换为偏置电压V1，V1＝I1*R1，参考电压VREF＝V1+Vcm，补偿电流Icm与功率管M1的导通时间成正比，线电压越小，功率管M1的导通时间越长，补偿电流Icm也越大，参考电压VREF越大，使得电压比较器发生翻转时的采样电压VCS变大，从而实现峰值功率恒定。

附图说明

结合以下附图一起阅读时，将会更加充分地描述本申请内容的上述和其他特征。可以理解，这些附图仅描绘了本申请内容的若干实施方式，因此不应认为是对本申请内容范围的限定。通过采用附图，本申请内容将会得到更加明确和详细地说明。

图1为现有技术的电流极限控制电路的基本电路图。

图2为本申请的电流极限控制电路的电路图。

图3为本申请的电流极限控制电路的前沿消隐电路的电路图。

图4为本申请的电流极限控制电路的采样电阻的电路图。

图5为本申请的电流极限控制电路的旁路电容检测电路的电路图。

具体实施方式

描述以下实施例以辅助对本申请的理解，实施例不是也不应当以任何方式解释为限制本申请的保护范围。

在以下描述中，本领域的技术人员将认识到，在本论述的全文中，组件可描述为单独的功能单元(可包括子单元)，但是本领域的技术人员将认识到，各种组件或其部分可划分成单独组件，或者可整合在一起(包括整合在单个的***或组件内)。

同时，组件或***之间的连接并不旨在限于直接连接，相反，在这些组件之间的数据可由中间组件修改、重格式化、或以其它方式改变。另外，可使用另外或更少的连接。还应注意，术语“联接”、“连接”、或“输入”应理解为包括直接连接、通过一个或多个中间设备来进行的间接连接、和无线连接。

实施例1：

参见图1的开关电源电路，市电通过整流器和电容C1转换成直流母线电压，再通过变压器降低电压，功率管M1与变压器连接，功率管M1还与电流极限控制电路连接，用于控制功率管M1的通断及导通时间。参见图2，功率管M1的漏极与变压器连接，功率管M1的源极与采样电路连接，功率管M1的栅极与前沿消隐电路连接，前沿消隐电路对功率管M1的导通信号作出延迟，防止电流尖峰误关断功率管M1。采样电路由采样管M2和采样电阻Rs组成，功率管M1的源极与采样管M2的漏极连接，采样电阻Rs的一端与采样管M2的源极连接、另一端接地，采样管M2的源极与电压比较器的同相端连接，采样电阻Rs还与流限状态机连接，流限状态机为数字电路模块，通过检测输出端负载的变化以调节采样电阻Rs的阻值，从而跳变调节限流点。电流源输出的偏置电流I1通过电阻R转换为偏置电压，线电压补偿电路输出的补偿电流Icm通过电阻R转换为补偿电压，偏置电压与补偿电压之和为参考电压，参考电压输入电压比较器的反相端，电压比较器的输出端与功率管M1的栅极连接，输出信号控制功率管M1的通断；电流源与旁路电容检测电路连接，旁路电容检测电路通过检测旁路电容大小以调节偏置电流，使得偏置电压和参考电压改变从而调节限流点。

参见图3，为前沿消隐电路，前沿消隐电路对功率管M1的导通信号TON_p作了延迟，前沿消隐电路的输出信号为LEB，LEB作为TON_p信号的延时信号，TON_p为高电平时控制功率管M1的导通。前沿消隐电路由MOS管M11、MOS管M12、MOS管M13、电容C11和二极管D11组成，导通信号TON_p与MOS管M11和MOS管M12的栅极连接，MOS管M11的源极与电源连接、MOS管M11的漏极与MOS管M12的漏极、电容C11和二极管D11的正极连接，MOS管M11和MOS管M12构成反相器，电容C11与二极管D11的正极连接的连接点为A点，MOS管M12的源极与MOS管M13的漏极连接，MOS管M13的源极接地，电容C11的另一端接地，二极管D11的负极为输出端，输出信号LEB。MOS管M13为电容C11提供放电电流I，使得A点信号从高电平翻转到低电平产生延时，延时时间t的计算公式为S1：

参见图4，采样电阻Rs由4个电阻和3个开关管组成的电阻网络，流限状态机通过短路电阻网络改变采样电阻的阻值，达到调节限流点的目的。4个电阻依次串联，每个电阻分别与一个开关管连接，流限状态机通过控制开关管的通断来改变采样电阻Rs的阻值。所述采样电阻包括电阻R21、电阻R22、电阻R23、电阻R24、开关管M21、开关管M22和开关管M23，电阻R21、电阻R22、电阻R23和电阻R24依次串联，电阻R21的一端与电压比较器的同相端连接、另一端与电阻R22连接，电阻R24的一端与电阻R23连接、另一端接地，开关管M21的漏极与电阻R1和电阻R2之间的导线连接、源极接地、栅极与流限状态机的输出端连接，开关管M22的漏极和源极分别的电阻R23的两端连接、栅极与流限状态机的输出端连接，开关管M23的漏极和源极分别的电阻R24的两端连接、栅极与流限状态机的输出端连接。

所述流限状态机设置了四个负载状态，流限状态机的输出为数字信号，流限状态机根据负载的变化输出不同的数字逻辑信号，数字逻辑信号控制采样电阻Rs的阻值。负载变化时流限状态机检测到6个EN_P为低电平或者高电平时将调节限流点来保持能量供给平衡，响应负载突变，实现输出电压的稳定，负载状态为满载、较重负载、中等负载和轻载。

参见图5，所述旁路电容检测电路包括7位计数器和锁存器，7位计数器的输出端与两个锁存器的输入端连接，两个锁存器的输出信号分别为CAP_H和CAP_L，输出的CAP_H和CAP_L可控制偏置电流，达到调节满载限流点的目的。所述7位计数器的输出为T2QN、T3QN、T4QN和T6QN，初始值为低电平，POR为上电复位信号，开关电源上电时为低电平，上电完成后为高电平，可通过POR信号确定了RS锁存器初始态；CAP_H和CAP_L输出电平0或者1，开关电源还未上电时，POR、T3QN、T4QN、T6QN为低电平，确定了CAP_H初始态为0；POR信号为低电平确定了CAP_L初始态为1；T2QN、T4QN翻转为11所需要的时间为10个时钟周期，T3QN、T4QN、T6QN翻转为111所需要的时间为44个时钟周期。由旁路电容检测电路的逻辑可知当旁路电容C＝0.1uF时，掉电时间t＜10T，旁路电容检测电路输出CAP_H＝0、CAP_L＝1；当旁路电容C＝1uF时，掉电时间10T＜t＜44T，旁路电容检测电路输出CAP_H＝0、CAP_L＝0；当旁路电容C＝10uF时，掉电时间t＞44T，旁路电容检测电路输出CAP_H＝1、CAP_L＝0。

所述线电压补偿电路输出的补偿电流Icm，通过电阻R1将补偿电流转换为补偿电压Vcm，Vcm＝Icm*R1，电流源输出的偏置电流I1，通过电阻R1将偏置电流I1转换为偏置电压V1，V1＝I1*R1，参考电压VREF＝V1+Vcm，补偿电流Icm与功率管M1的导通时间成正比，线电压越小，功率管M1的导通时间越长，补偿电流Icm也越大，参考电压VREF越大，使得电压比较器发生翻转时的采样电压VCS变大，从而实现峰值功率恒定。

尽管本申请已公开了多个方面和实施方式，但是其它方面和实施方式对本领域技术人员而言将是显而易见的，在不脱离本申请构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本申请的保护范围。本申请公开的多个方面和实施方式仅用于举例说明，其并非旨在限制本申请，本申请的实际保护范围以权利要求为准。

Claims

1.一种电流极限控制电路，功率管M1的源极与采样电路连接，采样电路由采样管M2和采样电阻Rs组成，采样电阻Rs的一端与采样管M2的源极连接、另一端接地，采样管M2的源极与电压比较器的同相端连接，电流源、线电压补偿电路和电阻R形成参考电压、并且与电压比较器的反相端连接，电压比较器的输出端与功率管M1的栅极连接，输出信号控制功率管M1的通断；其特征在于，功率管M1的栅极与前沿消隐电路连接，前沿消隐电路用于对功率管M1的导通信号作出延迟，防止电流尖峰误关断功率管M1；采样电阻Rs还与流限状态机连接，流限状态机为数字电路模块，用于通过检测输出端负载的变化以调节采样电阻Rs的阻值，从而跳变调节限流点；电流源与旁路电容检测电路连接，旁路电容检测电路用于通过检测旁路电容大小以调节偏置电流，使得偏置电压和参考电压改变从而调节限流点。

2.如权利要求1所述的电流极限控制电路，其特征在于，所述前沿消隐电路用于对功率管M1的导通信号TON_p作了延迟，前沿消隐电路的输出信号为LEB，LEB作为TON_p信号的延时信号，TON_p为高电平时控制功率管M1的导通。

3.如权利要求2所述的电流极限控制电路，其特征在于，所述前沿消隐电路包括MOS管M11、MOS管M12、MOS管M13、电容C11和二极管D11，导通信号TON_p与MOS管M11和MOS管M12的栅极连接，MOS管M11的源极与电源连接、MOS管M11的漏极与MOS管M12的漏极、电容C11和二极管D11的正极连接，MOS管M11和MOS管M12构成反相器，电容C11与二极管D11的正极连接的连接点为A点，MOS管M12的源极与MOS管M13的漏极连接，MOS管M13的源极接地，电容C11的另一端接地，二极管D11的负极为输出端，输出信号LEB。

4.如权利要求3所述的电流极限控制电路，其特征在于，MOS管M13为电容C11提供放电电流I，使得A点信号从高电平翻转到低电平产生延时，延时时间t的计算公式为S1：

5.如权利要求1所述的电流极限控制电路，其特征在于，所述采样电阻Rs为多个电阻和开关管组成的电阻网络，流限状态机通过短路电阻网络改变采样电阻的阻值，达到调节限流点的目的；所述电阻网络包括多个电阻串联，每个电阻分别与一个开关管连接，流限状态机通过控制开关管的通断来改变采样电阻Rs的阻值。

6.如权利要求5所述的电流极限控制电路，其特征在于，所述采样电阻包括电阻R21、电阻R22、电阻R23、电阻R24、开关管M21、开关管M22和开关管M23，电阻R21、电阻R22、电阻R23和电阻R24依次串联，电阻R21的一端与电压比较器的同相端连接、另一端与电阻R22连接，电阻R24的一端与电阻R23连接、另一端接地，开关管M21的漏极与电阻R1和电阻R2之间的导线连接、源极接地、栅极与流限状态机的输出端连接，开关管M22的漏极和源极分别的电阻R23的两端连接、栅极与流限状态机的输出端连接，开关管M23的漏极和源极分别的电阻R24的两端连接、栅极与流限状态机的输出端连接。

7.如权利要求1所述的电流极限控制电路，其特征在于，所述流限状态机设置了四个负载状态，流限状态机的输出为数字信号，流限状态机根据负载的变化输出不同的数字逻辑信号，数字逻辑信号控制采样电阻Rs的阻值；负载变化时流限状态机检测到6个EN_P为低电平或者高电平时将调节限流点来保持能量供给平衡，响应负载突变，实现输出电压的稳定，负载状态为满载、较重负载、中等负载和轻载。

8.如权利要求1所述的电流极限控制电路，其特征在于，所述旁路电容检测电路包括7位计数器和锁存器，7位计数器的输出端与两个锁存器的输入端连接，两个锁存器的输出信号分别为CAP_H和CAP_L，输出的CAP_H和CAP_L可控制偏置电流，达到调节满载限流点的目的。

9.如权利要求8所述的电流极限控制电路，其特征在于，所述7位计数器的输出为T2QN、T3QN、T4QN和T6QN，初始值为低电平，POR为上电复位信号，开关电源上电时为低电平，上电完成后为高电平，可通过POR信号确定了RS锁存器初始态；CAP_H和CAP_L输出电平0或者1，开关电源还未上电时，POR、T3QN、T4QN、T6QN为低电平，确定了CAP_H初始态为0；POR信号为低电平确定了CAP_L初始态为1；T2QN、T4QN翻转为11所需要的时间为10个时钟周期，T3QN、T4QN、T6QN翻转为111所需要的时间为44个时钟周期。

10.如权利要求1所述的电流极限控制电路，其特征在于，所述线电压补偿电路输出的补偿电流Icm，通过电阻R1将补偿电流转换为补偿电压Vcm，Vcm＝Icm*R1，电流源输出的偏置电流I1，通过电阻R1将偏置电流I1转换为偏置电压V1，V1＝I1*R1，参考电压VREF＝V1+Vcm，补偿电流Icm与功率管M1的导通时间成正比，线电压越小，功率管M1的导通时间越长，补偿电流Icm也越大，参考电压VREF越大，使得电压比较器发生翻转时的采样电压VCS变大，从而实现峰值功率恒定。