CN217406414U - 一种实现全桥llc变换器pwm-pfm复合控制的电路 - Google Patents

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Abstract

一种实现全桥LLC变换器PWM‑PFM复合控制的电路，包括电压调节器、开关频率电路、全桥移相芯片U3；全桥移相芯片U3包括时基电容接入端CT、时基电阻接入端RT、用于调节占空比Dy的EAP端、用于输出所述全桥LLC变换器中MOS管Q1～Q4的四个驱动信号的信号输出端；所述开关频率电路，包括运算放大器U1B、稳压管ZD、运算放大器U2A，全桥移相芯片U3在时基电阻的电流IRT达到最大时，根据运算放大器U1a的输出Vfb调节占空比Dy。本实用新型，在轻载和空载条件下，变换器工作在PWM控制方式，不需要再增加很大的假负载，就能实现输出电压的稳定；在负载电流大时自动进入到变频控制（PFM）工作方式，提高了***的效率，简化了磁芯元件的设计。

Description

一种实现全桥LLC变换器PWM-PFM复合控制的电路
技术领域
本实用新型涉及一种直流 (DC/DC)变换技术领域，尤其是涉及一种实现全桥LLC变换器PWM-PFM复合控制的电路。
背景技术
全桥LLC谐振变换器由于原边MOS管实现了零电压开通(ZVS)，边整流二极管实现了零电流（ZCS），开关损耗小，整体效率高, 目前普遍用于直流充电桩电源，大功率通讯电源和车载充电电源（OBC）上。全桥LLC谐振变换器一般采用变频控制（PFM)）的工作模式，在轻载（空载）情况下需要把开关频率调整到很高，但由于磁芯元件和开关元件的限值，需要设置一个最高的开关频率，这样会导致轻载（空载）很难实现输出电压的稳定。目前一般会采取以下两种方法来实现轻载电压的稳定：1）电源的输出增加比较大的假负载，但存在着以下缺点：增加了损耗，降低了效率，同时电源的体积加大；2）采用打嗝控制的模式，但打嗝工作模式下电源存在输出电压纹波大，电源有噪声并且打嗝模式和正常带载模式切换比较困难等缺点。
实用新型内容
针对现有技术的不足之处，本实用新型提供一种实现全桥LLC变换器PWM-PFM复合控制的电路，在轻载和空载条件下，变换器工作在PWM控制方式，不需要再增加很大的假负载，就能实现输出电压的稳定；在负载电流大时自动进入到变频控制（PFM）工作方式，提高了***的效率，简化了磁芯元件的设计。
一种实现全桥LLC变换器PWM-PFM复合控制的电路，包括电压调节器、开关频率电路、全桥移相芯片U3；全桥移相芯片U3包括时基电容接入端CT、时基电阻接入端RT、用于调节占空比Dy的EAP端、用于输出所述全桥LLC变换器中MOS管Q1～Q4的四个驱动信号的信号输出端，时基电容接入端CT连接有时基电容C3，时基电阻接入端RT、时基电容接入端CT、时基电容C3连成充放电电路；电压调节器包括运算放大器U1A，运算放大器U1A的输出端与EAP端以及开关频率电路相连接；所述开关频率电路，包括运算放大器U1B、稳压管ZD、运算放大器U2A，运算放大器U1B的输入负端与运算放大器U1A的输出端相连接，运算放大器U1B的输出端和运算放大器U2A的输入负端相连接，并且，运算放大器U1B的输出端和运算放大器U2A的输入负端之间连接有稳压管ZD；运算放大器U2的输出端连接有二极管D1，二极管D1的负端和运算放大器U2的输出端相连接，二极管D1的正端和时基电阻接入端RT相连接；全桥移相芯片U3在时基电阻的电流IRT达到最大时，根据运算放大器U1a的输出Vfb调节占空比Dy；所述运算放大器U1B的输入正端，用于设定轻载或空载工作在PWM模式和PFM工作模式下的切换阈值。
优选的，所述开关频率电路中还设置有用于限定电流IRT的最小值的电阻R10，所述电阻R10的一端接地，另一端和二极管D1的正端相连接。
优选的，所述运算放大器U2A的输出端与二极管D1的负端之间连接有电阻R9。
优选的，所述运算放大器U2A并联连接有电阻R8。
优选的，运算放大器U1B并联连接有电阻R6。
综上所述，本实用新型具有以下有益效果：
1：在轻载和空载条件下，变换器工作在PWM控制方式，不需要再增加很大的假负载，就能实现输出电压的稳定；在负载电流大时自动进入到变频控制（PFM）工作方式，提高了***的效率，简化了磁芯元件的设计。
附图说明
图1为全桥LLC谐振变换器拓扑原理图；
图2为PFM工作模式下MOS管的驱动波形；
图3为UCC3895控制器的控制框图；
图4为全桥LLC变换器PFM和PWM复合工作模式的电路；
图5为PWM工作模式下MOS管的驱动波形。
具体实施方式
下面将结合附图，通过具体实施例对本实用新型作进一步说明。
实施例：一种实现全桥LLC变换器PWM-PFM复合控制的电路，其中，全桥LLC变换器参见图1所示，包括H桥逆变器，H桥逆变器由MOS管Q1、Q2，Q3、Q4组成，MOS管Q1、Q2，Q3、Q4由驱动信号OUTA,OUTB,OUTC,OUTD控制，这些为现有技术，不再详述。
参见图4所示，该电路包括电压调节器、开关频率电路、全桥移相芯片U3；其中，全桥移相芯片U3包括时基电容接入端CT、时基电阻接入端RT、用于调节占空比Dy的EAP端、用于输出所述全桥LLC变换器中MOS管Q1～Q4的四个驱动信号的信号输出端，时基电容接入端CT连接有时基电容C3，时基电阻接入端RT、时基电容接入端CT、时基电容C3连成充放电电路。以附图3的全桥移相控制器UCC3895芯片为例，CT( 7脚)、RT(8脚)为控制器时基电容和时基电阻的接入端，控制器通过时基电容充放电工作，充放电电流与时基电阻电流成正比。当 RT 脚通过时基电阻接地时，时基电阻电流恒定，其数值为：
Figure DEST_PATH_IMAGE001
此时同步控制器的工作周期由时基电阻和时基电容共同决定，周期为：
Figure 704998DEST_PATH_IMAGE002
因此改变时基电阻的电流IRT，就可以改变变换器的频率。IRT越小，充放电电流越小，芯片工作频率越低；IRT越大，充放电电流越大，芯片工作频率越高。
见图4所示，电压调节器包括运算放大器U1A，输出电压Vout通过电阻R1,R2的分压送到运算放大器U1A的输入负端（2脚），输出电压的设定基准连接到放大器U1A输入正端（3脚），运算放大器U1A的输出端与EAP端以及开关频率电路相连接；
所述开关频率电路，包括运算放大器U1B、稳压管ZD、运算放大器U2A，运算放大器U1B的输入负端与运算放大器U1A的输出端相连接，所述运算放大器U1B的输入正端，用于设定轻载或空载工作在PWM模式和PFM工作模式下的切换阈值，运算放大器U1B的输出端和运算放大器U2A的输入负端相连接，并且，运算放大器U1B的输出端和运算放大器U2A的输入负端之间连接有稳压管ZD；运算放大器U2的输出端连接有二极管D1，二极管D1的负端和运算放大器U2的输出端相连接，二极管D1的正端和时基电阻接入端RT相连接。
PWM-PFM复合控制的原理如下：
由于某种原因（如负载变小或输入电压升高）引起输出电压Vout变高时，运算放大器U1a的输出Vfb减小，运算放大器U1B的输出Ub增大，运算放大器U2a的输出Uc减小，芯片U3的充放电电流IRT增大，芯片工作频率升高，从而使变换器的增益变小，输出电压OUTA,OUTB,OUTC,OUTD降低；上述的过程即为负载变小时PFM(变频调制）工作模式，在负载变小、负载电流大时自动进入到变频控制（PFM）工作方式，提高了***的效率，简化了磁芯元件的设计。在该工作模式下， 4个MOS管Q1、Q2，Q3、Q4的驱动波形图参见图2所示。
当负载进一步降低，运算放大器U1B的输出Ub增大到稳压管ZD击穿电压VZ1时，此时运算放大器U2A的输出Uc达到了最小值，充放电电流IRT也达到了最大值，即限定了最高开关频率 fsmax。此时开关频率维持在最高开关频率不再变化，控制器U3根据此时的反馈电压Ufb来调节芯片的占空比Dy（移相角度），从而达到稳压的效果，不需要增加很大的假负载，此过程为PWM（脉宽调制）工作模式，对应的，4个MOS管Q1、Q2，Q3、Q4的驱动波形图参见图5所示。Vout增加，Ufb减小，芯片U3的占空比Dy减小，调节使 Vout 减小；反之，Vout 减小，Vfb增加，芯片占空比Dy增加，调节使 Vout 增加。
为了避免变换器变频调节时进入开关容性区，所述开关频率电路中还设置有用于限定电流IRT的最小值的电阻R10，所述电阻R10的一端接地，另一端和二极管D1的正端相连接，电路中R10用来设定IRT电流的最小值，也就是限定开关频率的最低值fsmin。
所述运算放大器U2A的输出端与二极管D1的负端之间连接有电阻R9。所述运算放大器U2A并联连接有电阻R8。运算放大器U1B并联连接有电阻R6。
上面所述的实施例仅是对本实用新型的优选实施方式进行描述，并非对本实用新型的构思和范围进行限定。在不脱离本实用新型设计构思的前提下，本领域普通人员对本实用新型的技术方案做出的各种变型和改进，均应落入到本实用新型的保护范围，本实用新型请求保护的技术内容，已经全部记载在权利要求书中。

Claims (5)

1.一种实现全桥LLC变换器PWM-PFM复合控制的电路，其特征在于，包括电压调节器、开关频率电路、全桥移相芯片U3；
全桥移相芯片U3包括时基电容接入端CT、时基电阻接入端RT、用于调节占空比Dy的EAP端、用于输出所述全桥LLC变换器中MOS管Q1～Q4的四个驱动信号的信号输出端，时基电容接入端CT连接有时基电容C3，时基电阻接入端RT、时基电容接入端CT、时基电容C3连成充放电电路；
电压调节器包括运算放大器U1A，运算放大器U1A的输出端与EAP端以及开关频率电路相连接；
所述开关频率电路，包括运算放大器U1B、稳压管ZD、运算放大器U2A，运算放大器U1B的输入负端与运算放大器U1A的输出端相连接，运算放大器U1B的输出端和运算放大器U2A的输入负端相连接，并且，运算放大器U1B的输出端和运算放大器U2A的输入负端之间连接有稳压管ZD；运算放大器U2的输出端连接有二极管D1，二极管D1的负端和运算放大器U2的输出端相连接，二极管D1的正端和时基电阻接入端RT相连接；
全桥移相芯片U3在时基电阻的电流IRT达到最大时，根据运算放大器U1a的输出Vfb调节占空比Dy；
所述运算放大器U1B的输入正端，用于设定轻载或空载工作在PWM模式和PFM工作模式下的切换阈值。
2.根据权利要求1所述的一种实现全桥LLC变换器PWM-PFM复合控制的电路，其特征在于，所述开关频率电路中还设置有用于限定电流IRT的最小值的电阻R10，所述电阻R10的一端接地，另一端和二极管D1的正端相连接。
3.根据权利要求1所述的一种实现全桥LLC变换器PWM-PFM复合控制的电路，其特征在于，所述运算放大器U2A的输出端与二极管D1的负端之间连接有电阻R9。
4.根据权利要求1所述的一种实现全桥LLC变换器PWM-PFM复合控制的电路，其特征在于，所述运算放大器U2A并联连接有电阻R8。
5.根据权利要求1所述的一种实现全桥LLC变换器PWM-PFM复合控制的电路，其特征在于，运算放大器U1B并联连接有电阻R6。
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