CN217406414U - 一种实现全桥llc变换器pwm-pfm复合控制的电路 - Google Patents
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Abstract
一种实现全桥LLC变换器PWM‑PFM复合控制的电路,包括电压调节器、开关频率电路、全桥移相芯片U3;全桥移相芯片U3包括时基电容接入端CT、时基电阻接入端RT、用于调节占空比Dy的EAP端、用于输出所述全桥LLC变换器中MOS管Q1~Q4的四个驱动信号的信号输出端;所述开关频率电路,包括运算放大器U1B、稳压管ZD、运算放大器U2A,全桥移相芯片U3在时基电阻的电流IRT达到最大时,根据运算放大器U1a的输出Vfb调节占空比Dy。本实用新型,在轻载和空载条件下,变换器工作在PWM控制方式,不需要再增加很大的假负载,就能实现输出电压的稳定;在负载电流大时自动进入到变频控制(PFM)工作方式,提高了***的效率,简化了磁芯元件的设计。
Description
技术领域
本实用新型涉及一种直流 (DC/DC)变换技术领域,尤其是涉及一种实现全桥LLC变换器PWM-PFM复合控制的电路。
背景技术
全桥LLC谐振变换器由于原边MOS管实现了零电压开通(ZVS),边整流二极管实现了零电流(ZCS),开关损耗小,整体效率高, 目前普遍用于直流充电桩电源,大功率通讯电源和车载充电电源(OBC)上。全桥LLC谐振变换器一般采用变频控制(PFM))的工作模式,在轻载(空载)情况下需要把开关频率调整到很高,但由于磁芯元件和开关元件的限值,需要设置一个最高的开关频率,这样会导致轻载(空载)很难实现输出电压的稳定。目前一般会采取以下两种方法来实现轻载电压的稳定:1)电源的输出增加比较大的假负载,但存在着以下缺点:增加了损耗,降低了效率,同时电源的体积加大;2)采用打嗝控制的模式,但打嗝工作模式下电源存在输出电压纹波大,电源有噪声并且打嗝模式和正常带载模式切换比较困难等缺点。
实用新型内容
针对现有技术的不足之处,本实用新型提供一种实现全桥LLC变换器PWM-PFM复合控制的电路,在轻载和空载条件下,变换器工作在PWM控制方式,不需要再增加很大的假负载,就能实现输出电压的稳定;在负载电流大时自动进入到变频控制(PFM)工作方式,提高了***的效率,简化了磁芯元件的设计。
一种实现全桥LLC变换器PWM-PFM复合控制的电路,包括电压调节器、开关频率电路、全桥移相芯片U3;全桥移相芯片U3包括时基电容接入端CT、时基电阻接入端RT、用于调节占空比Dy的EAP端、用于输出所述全桥LLC变换器中MOS管Q1~Q4的四个驱动信号的信号输出端,时基电容接入端CT连接有时基电容C3,时基电阻接入端RT、时基电容接入端CT、时基电容C3连成充放电电路;电压调节器包括运算放大器U1A,运算放大器U1A的输出端与EAP端以及开关频率电路相连接;所述开关频率电路,包括运算放大器U1B、稳压管ZD、运算放大器U2A,运算放大器U1B的输入负端与运算放大器U1A的输出端相连接,运算放大器U1B的输出端和运算放大器U2A的输入负端相连接,并且,运算放大器U1B的输出端和运算放大器U2A的输入负端之间连接有稳压管ZD;运算放大器U2的输出端连接有二极管D1,二极管D1的负端和运算放大器U2的输出端相连接,二极管D1的正端和时基电阻接入端RT相连接;全桥移相芯片U3在时基电阻的电流IRT达到最大时,根据运算放大器U1a的输出Vfb调节占空比Dy;所述运算放大器U1B的输入正端,用于设定轻载或空载工作在PWM模式和PFM工作模式下的切换阈值。
优选的,所述开关频率电路中还设置有用于限定电流IRT的最小值的电阻R10,所述电阻R10的一端接地,另一端和二极管D1的正端相连接。
优选的,所述运算放大器U2A的输出端与二极管D1的负端之间连接有电阻R9。
优选的,所述运算放大器U2A并联连接有电阻R8。
优选的,运算放大器U1B并联连接有电阻R6。
综上所述,本实用新型具有以下有益效果:
1:在轻载和空载条件下,变换器工作在PWM控制方式,不需要再增加很大的假负载,就能实现输出电压的稳定;在负载电流大时自动进入到变频控制(PFM)工作方式,提高了***的效率,简化了磁芯元件的设计。
附图说明
图1为全桥LLC谐振变换器拓扑原理图;
图2为PFM工作模式下MOS管的驱动波形;
图3为UCC3895控制器的控制框图;
图4为全桥LLC变换器PFM和PWM复合工作模式的电路;
图5为PWM工作模式下MOS管的驱动波形。
具体实施方式
下面将结合附图,通过具体实施例对本实用新型作进一步说明。
实施例:一种实现全桥LLC变换器PWM-PFM复合控制的电路,其中,全桥LLC变换器参见图1所示,包括H桥逆变器,H桥逆变器由MOS管Q1、Q2,Q3、Q4组成,MOS管Q1、Q2,Q3、Q4由驱动信号OUTA,OUTB,OUTC,OUTD控制,这些为现有技术,不再详述。
参见图4所示,该电路包括电压调节器、开关频率电路、全桥移相芯片U3;其中,全桥移相芯片U3包括时基电容接入端CT、时基电阻接入端RT、用于调节占空比Dy的EAP端、用于输出所述全桥LLC变换器中MOS管Q1~Q4的四个驱动信号的信号输出端,时基电容接入端CT连接有时基电容C3,时基电阻接入端RT、时基电容接入端CT、时基电容C3连成充放电电路。以附图3的全桥移相控制器UCC3895芯片为例,CT( 7脚)、RT(8脚)为控制器时基电容和时基电阻的接入端,控制器通过时基电容充放电工作,充放电电流与时基电阻电流成正比。当 RT 脚通过时基电阻接地时,时基电阻电流恒定,其数值为:
此时同步控制器的工作周期由时基电阻和时基电容共同决定,周期为:
因此改变时基电阻的电流IRT,就可以改变变换器的频率。IRT越小,充放电电流越小,芯片工作频率越低;IRT越大,充放电电流越大,芯片工作频率越高。
见图4所示,电压调节器包括运算放大器U1A,输出电压Vout通过电阻R1,R2的分压送到运算放大器U1A的输入负端(2脚),输出电压的设定基准连接到放大器U1A输入正端(3脚),运算放大器U1A的输出端与EAP端以及开关频率电路相连接;
所述开关频率电路,包括运算放大器U1B、稳压管ZD、运算放大器U2A,运算放大器U1B的输入负端与运算放大器U1A的输出端相连接,所述运算放大器U1B的输入正端,用于设定轻载或空载工作在PWM模式和PFM工作模式下的切换阈值,运算放大器U1B的输出端和运算放大器U2A的输入负端相连接,并且,运算放大器U1B的输出端和运算放大器U2A的输入负端之间连接有稳压管ZD;运算放大器U2的输出端连接有二极管D1,二极管D1的负端和运算放大器U2的输出端相连接,二极管D1的正端和时基电阻接入端RT相连接。
PWM-PFM复合控制的原理如下:
由于某种原因(如负载变小或输入电压升高)引起输出电压Vout变高时,运算放大器U1a的输出Vfb减小,运算放大器U1B的输出Ub增大,运算放大器U2a的输出Uc减小,芯片U3的充放电电流IRT增大,芯片工作频率升高,从而使变换器的增益变小,输出电压OUTA,OUTB,OUTC,OUTD降低;上述的过程即为负载变小时PFM(变频调制)工作模式,在负载变小、负载电流大时自动进入到变频控制(PFM)工作方式,提高了***的效率,简化了磁芯元件的设计。在该工作模式下, 4个MOS管Q1、Q2,Q3、Q4的驱动波形图参见图2所示。
当负载进一步降低,运算放大器U1B的输出Ub增大到稳压管ZD击穿电压VZ1时,此时运算放大器U2A的输出Uc达到了最小值,充放电电流IRT也达到了最大值,即限定了最高开关频率 fsmax。此时开关频率维持在最高开关频率不再变化,控制器U3根据此时的反馈电压Ufb来调节芯片的占空比Dy(移相角度),从而达到稳压的效果,不需要增加很大的假负载,此过程为PWM(脉宽调制)工作模式,对应的,4个MOS管Q1、Q2,Q3、Q4的驱动波形图参见图5所示。Vout增加,Ufb减小,芯片U3的占空比Dy减小,调节使 Vout 减小;反之,Vout 减小,Vfb增加,芯片占空比Dy增加,调节使 Vout 增加。
为了避免变换器变频调节时进入开关容性区,所述开关频率电路中还设置有用于限定电流IRT的最小值的电阻R10,所述电阻R10的一端接地,另一端和二极管D1的正端相连接,电路中R10用来设定IRT电流的最小值,也就是限定开关频率的最低值fsmin。
所述运算放大器U2A的输出端与二极管D1的负端之间连接有电阻R9。所述运算放大器U2A并联连接有电阻R8。运算放大器U1B并联连接有电阻R6。
上面所述的实施例仅是对本实用新型的优选实施方式进行描述,并非对本实用新型的构思和范围进行限定。在不脱离本实用新型设计构思的前提下,本领域普通人员对本实用新型的技术方案做出的各种变型和改进,均应落入到本实用新型的保护范围,本实用新型请求保护的技术内容,已经全部记载在权利要求书中。
Claims (5)
1.一种实现全桥LLC变换器PWM-PFM复合控制的电路,其特征在于,包括电压调节器、开关频率电路、全桥移相芯片U3;
全桥移相芯片U3包括时基电容接入端CT、时基电阻接入端RT、用于调节占空比Dy的EAP端、用于输出所述全桥LLC变换器中MOS管Q1~Q4的四个驱动信号的信号输出端,时基电容接入端CT连接有时基电容C3,时基电阻接入端RT、时基电容接入端CT、时基电容C3连成充放电电路;
电压调节器包括运算放大器U1A,运算放大器U1A的输出端与EAP端以及开关频率电路相连接;
所述开关频率电路,包括运算放大器U1B、稳压管ZD、运算放大器U2A,运算放大器U1B的输入负端与运算放大器U1A的输出端相连接,运算放大器U1B的输出端和运算放大器U2A的输入负端相连接,并且,运算放大器U1B的输出端和运算放大器U2A的输入负端之间连接有稳压管ZD;运算放大器U2的输出端连接有二极管D1,二极管D1的负端和运算放大器U2的输出端相连接,二极管D1的正端和时基电阻接入端RT相连接;
全桥移相芯片U3在时基电阻的电流IRT达到最大时,根据运算放大器U1a的输出Vfb调节占空比Dy;
所述运算放大器U1B的输入正端,用于设定轻载或空载工作在PWM模式和PFM工作模式下的切换阈值。
2.根据权利要求1所述的一种实现全桥LLC变换器PWM-PFM复合控制的电路,其特征在于,所述开关频率电路中还设置有用于限定电流IRT的最小值的电阻R10,所述电阻R10的一端接地,另一端和二极管D1的正端相连接。
3.根据权利要求1所述的一种实现全桥LLC变换器PWM-PFM复合控制的电路,其特征在于,所述运算放大器U2A的输出端与二极管D1的负端之间连接有电阻R9。
4.根据权利要求1所述的一种实现全桥LLC变换器PWM-PFM复合控制的电路,其特征在于,所述运算放大器U2A并联连接有电阻R8。
5.根据权利要求1所述的一种实现全桥LLC变换器PWM-PFM复合控制的电路,其特征在于,运算放大器U1B并联连接有电阻R6。
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