CN214429465U - 分时复用低纹波升降压pfc变换器及开关电源 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种分时复用低纹波升降压PFC变换器及开关电源，PFC变换器的AC输入单元的交流输出端电连接整流单元交流输入端，整流单元的第一输出端接负升降压变换单元的输入端，整流单元接正降压变换单元的输入端，正升降压变换单元和负升降压变换单元接负载；第一输出滤波电容和第二输出滤波电容分别接负载的正负极，中间母线电容接第一输出滤波电容和第二输出滤波电容，中间母线电容接第一升降压电感、第二升降压电感、第一输入滤波电容和第二输入滤波电容以及AC输入单元。本方案通过正负升降压变换单元实现PFC功率变换；设置选择开关和PFC控制单元，PFC控制单元根据交流电压大小而闭合与断开以适应较宽交流输入电压范围。

Description

分时复用低纹波升降压PFC变换器及开关电源

技术领域

本实用新型涉及功率拓扑结构领域，更具体地说是一种分时复用低纹波升降压PFC变换器及开关电源。

背景技术

开关电源广泛应用于各种消费电子和工业设备中，如充电器、电源适配器、LED驱动器、工控电源等，超过规定功率时需具有功率因数校正(PFC)功能。由于单级结构简单、成本较低，但无法同时兼顾输入高功率因数(PF)低谐波失真(THD)和输出低纹波，甚至功率管存在过高电压或电流应力，因而行业上一般广泛使用两级AC/DC级联结构：前级PFC变换器，用于调节输入功率因数并实现输入与输出能量平衡；以及后级DC/DC变换器，用于调整输出电压并降低输出纹波电压或电流。两级AC/DC变换器中，前级PFC变换器一般使用升压变换器(Boost)；后级DC/DC变换器既可使用隔离型，也可使用非隔离拓扑结构。两级AC/DC变换器的主要优点为能够实现高功率因数，并降低输出纹波电压或电流。

为了能够长时间可靠运行，开关电源必须适应较宽交流电网电压(AC)变化范围。但工业用电存在较大电压波动，全球电网制式和电压等级也不相同，导致交流电压范围为85-305Vac工作于这样极宽电压范围，Boost变换器存在较严重问题：一方面功率器件需要更大电压、电流和功率等级，导致元器件成本急剧上升；另一方面由于直流母线电压基本固定，交流低压输入时功率器件电流应力高达两倍以上，不可避免产生更多功耗，从而降低转换效率。由于可以设置更低直流母线电压，工业界也有使用升降压变换器(Buck-Boost)，图1为现有升降压变换电路，如图1所示，其中，Lf、Cf为输入EMI滤波电感和滤波电容，D1、D2、D3、D4为输入整流桥二极管，Cin为输入滤波电容，Co为输出滤波电容，并包括功率开关管Q1及其体二极管D_Q1、升降压电感L1、整流二极管D5。Q1、D5高频开关工作，L1储能与放电并经Co滤波后给输出负载RL供电。

为了简化升级压PFC变换器的控制器设计，一般采用电流临界导通模式(CRM或BCM)、电流断续导通模式(DCM)控制策略，但峰值电感电流较大导致损耗较大、转换效率较低。因此，需要对升降压PFC变换器进一步改进，既要达到结构简单、较低成本，并且高PF、低THD等优点，同时又能降低功耗、提高转换效率。

公开于该背景技术部分的信息仅仅旨在加深对本实用新型的总体背景技术的理解，而不应当被视为承认或以任何形式暗示该信息构成已为本领域技术人员所公知的现有技术。

实用新型内容

本实用新型的目的在于克服现有技术的不足，提供一种分时复用低纹波升降压PFC变换器及开关电源。

为实现上述目的，本实用新型采用以下技术方案：

第一方面本实用新型，提出一种分时复用低纹波升降压PFC变换器，包括AC输入单元、整流单元、正升降压变换单元、负升降压变换单元和中间母线电容；所述AC输入单元的交流输出端电连接所述整流单元交流输入端，所述整流单元的第一输出端接所述负升降压变换单元的输入端，所述整流单元的第二输出端接所述正升降压变换单元的输入端，所述正升降压变换单元和负升降压变换单元的输出端接负载；

所述负升降压变换单元包括第一输入滤波电容、第一输出滤波电容、第一升降压电感、第一功率开关管和第一其体二极管，所述整流单元的第一输出端接第一输入滤波电容的第一端、第一其体二极管的正极和第一功率开关管的S极，第一其体二极管的负极和第一功率开关管的D极接第一升降压电感和第一输出滤波电容的第一端；所述正升降压变换单元包括第二输入滤波电容、第二输出滤波电容、第二升降压电感、第二功率开关管和第二其体二极管，所述整流单元的第二输出端接第二输入滤波电容的第一端、第二功率开关管的D极和第二其体二极管的负极，第二功率开关管的S极和第二其体二极管的正极接第二升降压电感和第二输出滤波电容的第一端；

第一输出滤波电容和第二输出滤波电容的第一端分别接负载的正负极，所述中间母线电容的第一端接第一输出滤波电容和第二输出滤波电容的第二端，所述中间母线电容的第二端接第一升降压电感、第二升降压电感、第一输入滤波电容和第二输入滤波电容的第二端，以及所述AC输入单元的交流输出端。

第二方面，本实用新型还提出一种开关电源，包括如上所述的分时复用低纹波升降压PFC变换器。

本实用新型与现有技术相比的有益效果是：本实用新型提供的一种分时复用低纹波升降压PFC变换器及开关电源。分时复用低纹波升降压PFC变换器通过正负对称的正升降压变换单元和负升降压变换单元实现PFC功率变换；设置选择开关和PFC控制单元，PFC控制单元根据交流电压大小而闭合与断开以适应较宽交流输入电压范围，在选择开关闭合时，本方案的PFC变换器工作于无桥整流模式，能够降低峰值电感电流和电流纹波；同时，本方案在交流高低压输入时，负载的输入电流大小基本维持不变，可以进一步提高转换效率，功率器件无需增大电压、电流和功率等级，可以降低元器件成本。

上述说明仅是本实用新型技术方案的概述，为了能够更清楚了解本实用新型技术手段，可依照说明书的内容予以实施，并且为了让本实用新型的上述和其它目的、特征及优点能够更明显易懂，以下特举较佳实施例，详细说明如下。

附图说明

图1为现有升降压变换电路的电路连接图；

图2为本实用新型的一种分时复用低纹波升降压PFC变换器第一实施例的电路原理框图；

图3为本实用新型的一种分时复用低纹波升降压PFC变换器第一实施例的电路连接图；

图4为本实用新型的一种分时复用低纹波升降压PFC变换器第二实施例的电路原理框图；

图5为本实用新型的一种分时复用低纹波升降压PFC变换器第二实施例的电路连接图；

图6为本实用新型的一种升降压方法的方法流程图。

具体实施方式

为了使本实用新型的目的、技术方案及优点更加清楚明白，下面结合附图和具体实施方式对本实用新型作进一步详细说明。

下面将结合本实用新型实施例中的附图，对本实用新型实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本实用新型一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本实用新型中的实施例，本领域技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本实用新型保护的范围。

在本实用新型的描述中，需要理解的是，术语“中心”、“纵向”、“横向”、“长度”、“宽度”、“厚度”、“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”“内”、“外”、“顺时针”、“逆时针”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本实用新型和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本实用新型的限制。

此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。在本实用新型的描述中，“多个”的含义是两个或两个以上，除非另有明确具体的限定。

在本实用新型中，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”、“固定”等术语应做广义理解，例如，可以是连接，也可以是可拆卸连接，或成一体；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通或两个元件的相互作用关系。对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语在本实用新型中的具体含义。

在本实用新型中，除非另有明确的规定和限定，第一特征在第二特征之“上”或之“下”可以包括第一和第二特征直接接触，也可以包括第一和第二特征不是直接接触而是通过它们之间的另外的特征接触。而且，第一特征在第二特征“之上”、“上方”和“上面”包括第一特征在第二特征正上方和斜上方，或仅仅表示第一特征水平高度高于第二特征。第一特征在第二特征“之下”、“下方”和“下面”包括第一特征在第二特征正下方和斜下方，或仅仅表示第一特征水平高度小于第二特征。

在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本实用新型的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不应理解为必须针对的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。此外，本领域的技术人员可以将本说明书中描述的不同实施例或示例进行结合和组合。

第一实施例：

参考图2，本实用新型提出一种分时复用低纹波升降压PFC变换器，包括AC输入单元10、整流单元20、正升降压变换单元40、负升降压变换单元30和中间母线电容60(中间母线电容Cb)。其中，AC输入单元10的交流输出端电连接整流单元20交流输入端，整流单元20的第一输出端接负升降压变换单元30的输入端，整流单元20的第二输出端接正升降压变换单元的输入端，正升降压变换单元40和负升降压变换单元30的输出端接负载50(负载RL)，本方案的AC输入单元10(交流电网)经过EMI滤波，并通过整流单元20整流后，提供给正负对称的正升降压变换单元40和负升降压变换单元30输入正负极。

如图3所示，AC输入单元10包括EMI滤波电感Lf和EMI滤波电容Cf，EMI滤波电感Lf设置于零线或者火线上，EMI滤波电容Cf一端接零线另一端接火线，EMI滤波电感Lf配合EMI滤波电容Cf对AC输入单元10的交流电进行滤波。

如图3所示，在本实施例中，整流单元20包括第一整流二极管D3和第二整流二极管D1，第一整流二极管D3的负极连接AC输入单元10的交流输出端，第一整流二极管D3的正极连接第一输入滤波电容Ci1的第一端；第二整流二极管D1的正极连接AC输入单元10的交流输出端，第二整流二极管D1的负极连接第二输入滤波电容Ci2的第一端。

在本实施例中，负升降压变换单元30，也称为负升降压变换器(Buck-Boost)，包括第一输入滤波电容Ci1、第一输出滤波电容Co1、第一升降压电感L1、第一功率开关管Q1和第一其体二极管DQ1，整流单元20的第一输出端接第一输入滤波电容Ci1的第一端、第一其体二极管DQ1的正极和第一功率开关管Q1的S极，第一其体二极管DQ1的负极和第一功率开关管Q1的D极接第一升降压电感L1和第一输出滤波电容Co1的第一端，整流后的输出电压经过第一输入滤波电容Ci1、第一功率开关管Q1、第一其体二极管DQ1、第一升降压电感L1和第一输出滤波电容Co1之后作为第一输出电压Vo1。

在本实施例中，正升降压变换单元40，也称为正升降压变换器(Buck-Boost)，包括第二输入滤波电容Ci2、第二输出滤波电容Co2、第二升降压电感L2、第二功率开关管Q2和第二其体二极管DQ2，整流单元20的第二输出端接第二输入滤波电容Ci2的第一端、第二功率开关管Q2的D极和第二其体二极管DQ2的负极，第二功率开关管Q2的S极和第二其体二极管DQ2的正极接第二升降压电感L2和第二输出滤波电容Co2的第一端，整流后的输出电压经过第二输入滤波电容Ci2、第二功率开关管Q2、第一其体二极管DQ2、第二升降压电感L2和第二输出滤波电容Co2之后作为第二输出电压Vo2。

其中，第一输出滤波电容Co1和第二输出滤波电容Co2的第一端分别接负载RL的正负极，第一输出电压Vo1和第二输出电压Vo2串联连接至总输出电压Vo正负极两端，从而给输出负载RL供电。

第一输出滤波电容Co1和第二输出滤波电容Co2的第一端分别接负载的正负极，中间母线电容Cb的第一端接第一输出滤波电容Co1和第二输出滤波电容Co2的第二端，中间母线电容Cb的第二端接第一升降压电感L1、第二升降压电感L2、第一输入滤波电容Ci1和第二输入滤波电容Ci2的第二端，以及AC输入单元10的交流输出端。具体的，交流输出端可以为AC火线(L)或零线(N)线任意一端。通过内部功率变换，再经过第一输出滤波电容Co1和第二输出滤波电容Co2滤波后，其输出端串联构成输出电压Vo并给输出负载RL供电，即其输出正负极，第一输出滤波电容Co1和第二输出滤波电容Co2中点接至中间母线电容Cb后，再与第一升降压电感L1和第二升降压电感L2中点连接；正负对称的正升降压变换单元40和负升降压变换单元30相互配合实现交流输入宽电压范围。

中间母线电容Cb接至第一输出滤波电容Co1和第二输出滤波电容Co2的中点与两个第一升降压电感L1和第二升降压电感L2中点之间，分时复用低纹波升降压PFC交换器工作时，中间母线电容Cb高频充放电，两个升降压电感每半个工频周期分时连接至交流输入时工作于电流断续、连接至直流输出时工作于连续模式，降低峰值电感电流和电流纹波、进一步提高转换效率；选择开关断开时中间母线电容不工作。

参考图3，在本实施例中，分时复用低纹波升降压PFC交换器工作过程如下：

1)在交流电正弦波正半周过程中，AC输入通过D1，并经Ci2滤波后给正升降压变换单元40供电，其Q2、D6高频开关工作，L2储能与放电并经Co2滤波后形成输出电压Vo2。另一方面，这个过程中负升降压变换单元30虽然不工作，但中间母线电容Cb会高频充放电。Q2导通时L2储能，同时L1、Cb、及Co2放电并通过D5给Co1充电；Q2关断时L2通过D6提供能量给Co2充电，同时通过D5给L1、Cb充电，此时Co1处于放电状态。因此，负升降压变换单元30内部L1存在充放电过程，可以工作于电流连续模式(CCM)给Co1以开关频率充电，减小了峰值电感电流和电流纹波，从而降低功率损耗、提高转换效率。

2)在交流电正弦波负半周过程中，AC输入通过D3，并经Ci1滤波后给负升降压变换单元30供电，其Q1、D5高频开关工作，L1储能与放电并经Co1滤波后形成输出电压Vo1。另一方面，这个过程中正升降压变换单元40虽然不工作，但中间母线电容Cb会高频充放电，相应L2、Co2同样存在储能与放电过程，减小了峰值电感电流和电流纹波。

综上所述，两个升降压电感L1和L2每半个工频周期分时连接至交流输入时工作于电流断续、连接至直流输出时工作于连续模式，从而降低峰值电感电流和电流纹波、提高转换效率。

本实施例，分时复用低纹波升降压PFC交换器工作于PFC无桥整流模式，输入整流二极管导通损耗可减小一半、进一步提高转换效率。

本方案的分时复用低纹波升降压PFC变换器通过正负对称的正升降压变换单元40和负升降压变换单元30实现PFC功率变换；设置中间母线电容Cb和无桥整流二极管，降低峰值电感电流和电流纹波、提高转换效率。

第二实施例：

参考图4，本实用新型还提出一种分时复用低纹波升降压PFC变换器，包括AC输入单元10、整流单元20、正升降压变换单元40、负升降压变换单元30、中间母线电容60(中间母线电容Cb)、选择开关70和PFC控制单元80。

其中，如图4所示，AC输入单元10的交流输出端电连接整流单元20交流输入端，整流单元20的第一输出端接负升降压变换单元30的输入端，整流单元20的第二输出端接正升降压变换单元的输入端，正升降压变换单元40和负升降压变换单元30的输出端接负载50，本方案的AC输入单元10(交流电网)经过EMI滤波，并通过整流单元20整流后，提供给正负对称的正升降压变换单元40和负升降压变换单元30输入正负极。

如图5所示，AC输入单元10包括EMI滤波电感Lf和EMI滤波电容Cf，EMI滤波电感Lf设置于零线或者火线上，EMI滤波电容Cf一端接零线另一端接火线，EMI滤波电感Lf配合EMI滤波电容Cf对AC输入单元10的交流电进行滤波。

参考图5，在本实施例中，整流单元20包括4个第三整流二极管(D1、D2、D3和D4)，4个第三整流二极管(D1、D2、D3和D4)连接组成桥式整流电路，AC输入单元10的两个交流输出端分别接桥式整流电路的两个交流输入端。

在本实施例中，负升降压变换单元30，也称为负升降压变换器(Buck-Boost)，包括第一输入滤波电容Ci1、第一输出滤波电容Co1、第一升降压电感L1、第一功率开关管Q1和第一其体二极管D_Q1，整流单元20的第一输出端接第一输入滤波电容Ci1的第一端、第一其体二极管D_Q1的正极和第一功率开关管Q1的S极，第一其体二极管D_Q1的负极和第一功率开关管Q1的D极接第一升降压电感L1和第一输出滤波电容Co1的第一端，整流后的输出电压经过第一输入滤波电容Ci1、第一功率开关管Q1、第一其体二极管D_Q1、第一升降压电感L1和第一输出滤波电容Co1之后作为第一输出电压Vo1。

在本实施例中，正升降压变换单元40，也称为正升降压变换器(Buck-Boost)，包括第二输入滤波电容Ci2、第二输出滤波电容Co2、第二升降压电感L2、第二功率开关管Q2和第二其体二极管D_Q2，整流单元20的第二输出端接第二输入滤波电容Ci2的第一端、第二功率开关管Q2的D极和第二其体二极管D_Q2的负极，第二功率开关管Q2的S极和第二其体二极管D_Q2的正极接第二升降压电感L2和第二输出滤波电容Co2的第一端，整流后的输出电压经过第二输入滤波电容Ci2、第二功率开关管Q2、第一其体二极管D_Q2、第二升降压电感L2和第二输出滤波电容Co2之后作为第二输出电压Vo2。

其中，第一输出滤波电容Co1和第二输出滤波电容Co2的第一端分别接负载RL的正负极，第一输出电压Vo1和第二输出电压Vo2串联连接至总输出电压Vo正负极两端，从而给输出负载RL供电。

参考图5，在本实施例中，中间母线电容Cb的第一端接第一输出滤波电容Co1和第二输出滤波电容Co2的第二端，中间母线电容Cb的第二端接第一升降压电感L1、第二升降压电感L2、第一输入滤波电容Ci1和第二输入滤波电容Ci2的第二端，以及选择开关K，并经过选择开关K连接至第三整流二极管D2和D4中点，以与AC输入单元10的交流输出端，具体的，交流输出端可以为AC火线(L)或零线(N)线任意一端。通过内部功率变换，再经过第一输出滤波电容Co1和第二输出滤波电容Co2滤波后，其输出端串联构成输出电压Vo并给输出负载RL供电，即其输出正负极，第一输出滤波电容Co1和第二输出滤波电容Co2中点接至中间母线电容Cb后，再与第一升降压电感L1和第二升降压电感L2中点连接；选择开关K和正负对称的正升降压变换单元40和负升降压变换单元30相互配合实现交流输入宽电压范围。中间母线电容Cb接至第一输出滤波电容Co1和第二输出滤波电容Co2的中点与两个第一升降压电感L1和第二升降压电感L2中点之间，选择开关K闭合时中间母线电容Cb高频充放电，两个升降压电感每半个工频周期分时连接至交流输入时工作于电流断续、连接至直流输出时工作于连续模式，降低峰值电感电流和电流纹波、进一步提高转换效率；选择开关断开时中间母线电容不工作。

PFC控制单元80控制连接选择开关，用于根据交流电压控制选择开关的断开或闭合。PFC控制单元80既可使用原边调制(PSR)、也可使用副边调制SSR调节。

参考图5，在本实施例中，PFC控制单元80包括第二电压误差放大器U5，第二电压误差放大器U5的负极接整流单元20的输出端，正极输入电压基准信号Vr2，通过第二电压误差放大器U5采样交流电压并反馈到第二电压误差放大器U5的负极，并与电压基准信号Vr2进行比较，并根据比较结果控制旋转开关的断开和闭合，进而实现不同工作模式的切换。

参考图5，在本实施例中，PFC控制单元80还包括第一电压误差放大器U1、比较器U2、PWM比较器U3和触发器U4，第一电压误差放大器U1的负极接第二输出滤波电容Co2的第一端，第一电压误差放大器U1的正极输入电压基准信号，第一电压误差放大器U1的输出端接比较器U2的正极，比较器U2的负极接第一升降压电感L1和第二升降压电感L2的第一端，比较器U2的输出端接PWM比较器U3的正极，PWM比较器U3的负极输入准锯齿波信号Vramp，PWM比较器U3的输出端接触发器U4的R端，触发器U4的S端接第一功率开关管Q1的S极和第二功率开关管Q2的D极。

具体的，PFC控制单元80通过第一电压误差放大器U1采样输出电压Vo而构成反馈信号Vos后进入电压误差放大器U1负极，电压基准Vr1连接U1正极，两者相比较后并经过一个比例积分微分(PID)补偿器，形成电压误差信号后进入比较器U2正极。检测正负Buck-Boost电感电流iL2、iL1转化为电压信号并经二极管Di1、Di2选通后，进入U2负极以控制第一升降压电感L1、第二升降压电感L2峰值电流，与电压误差信号相比较后进入PWM比较器U3正极，再与连接U3负极的标准锯齿波信号Vramp相比较后进入触发器U4的R端。同时，通过检测第一功率开关管Q1和第二功率开关管Q2漏极与源极电压信号并经二极管Dv1、Dv2选通后进入触发器U4的S端。触发器触发器的R端实时控制停止脉冲输出，S端实时控制启动脉冲输出，这样生成两路独立PWM开关驱动信号，以分别控制第一功率开关管Q1和第二功率开关管Q2的开通和关断。这种电流临界导通模式(CRM或BCM)控制策略既可闭环控制Vo，也能实现输入电流与输入电压为同频同相正弦波，以达到功率因数校正和更高功率因数，实现对电网的零污染。另外，也可仅检测iL1或iL2及检测第一功率开关管Q1和第二功率开关管Q2漏极与源极电压信号，而生成两路相同PWM开关驱动信号，这样并不影响变换器工作特性。需要说明的是，这个升降压变换器的控制策略还可采用电流断续导通模式(DCM)，也可使用具有乘法器的DCM、CRM，甚至电流连续导通模式(CCM)、单周期、电荷泵、PWM、变频方式等不同控制模式，而并不影响***控制效果。

在本实施例中，选择开关为电磁类开关或电子类开关。具体的，选择开关可以为继电器、干簧、MOSFET、IGBT和晶闸管中的一种或多种。

在本实施例中，根据选择开关K的闭合与关断状态，具有正负对称Buck-Boost升降压的分时复用低纹波升降压PFC变换器具有无桥与有桥整流两种工作模式，下面结合图5进行说明。

1)在PFC控制单元80检测到交流电压值低于预设阈值时，此时，PFC控制单元80闭合选择开关K。

在交流电正弦波正半周过程中，AC输入通过D1，并经Ci2滤波后给正升降压变换单元40供电，其Q2、D6高频开关工作，L2储能与放电并经Co2滤波后形成输出电压Vo2。另一方面，这个过程中负升降压变换单元30虽然不工作，但中间母线电容Cb也会起作用。Q2导通时L2储能，同时L1、Cb、及Co2放电并通过D5给Co1充电；Q2关断时L2通过D6提供能量给Co2充电，同时通过D5给L1、Cb充电，此时Co1处于放电状态。因此，负升降压变换单元30内部L1存在充放电过程，可以工作于电流连续模式(CCM)给Co1以开关频率充电，减小了峰值电感电流和电流纹波，从而降低功率损耗、提高转换效率。在交流电正弦波负半周过程中，AC输入通过D3，并经Ci1滤波后给负升降压变换单元30供电，其Q1、D5高频开关工作，L1储能与放电并经Co1滤波后形成输出电压Vo1。另一方面，这个过程中正升降压变换单元40虽然不工作，但中间母线电容Cb也会起作用，相应L2、Co2同样存在储能与放电过程，减小了峰值电感电流和电流纹波。综上所述，两个升降压电感每半个工频周期分时连接至交流输入时工作于电流断续、连接至直流输出时工作于连续模式，从而降低峰值电感电流和电流纹波、提高转换效率。

另外，选择开关K闭合时整个过程中D2、D4并不工作，从而工作于PFC无桥整流模式(与第一实施例的工作模式相同)，输入整流二极管导通损耗可减小一半、进一步提高转换效率。

2)在PFC控制单元80检测到交流电压值高于预设阈值时，PFC控制单元80断开选择开关K。

正弦波正半周过程中，AC输入通过D1、D4，并经Ci1、Ci2串联滤波后给正升降压变换单元40和负升降压变换单元30同时供电，负升降压变换单元30中Q1、D5高频开关工作，L1储能与放电并经Co1滤波后形成输出电压Vo1；同时正升降压变换单元40中Q2、D6也高频开关工作，L2储能与放电并经Co2滤波后形成输出电压Vo2。需要说明的是，正升降压变换单元40和负升降压变换单元30既可同步高频开关工作，也可非同步高频开关工作；正弦波负半周过程中，AC输入通过D2、D3，也经Ci1、Ci2串联滤波后给正升降压变换单元40和负升降压变换单元30同时供电，其工作过程与正弦波正半周完全相同。选择开关K断开时，中间母线电容不工作也不存在影响，这正升降压变换单元40和负升降压变换单元30类似同时串联工作，AC输入电压每个工频周期同时给Ci1、Ci2串联共同充电。这个过程中D1、D2、D3、D4都要工作，从而工作于PFC有桥整流模式，功率损耗和转换效率与传统有桥Buck-Boost变换器类似。

综上所述，为了适应较宽交流输入电压范围，选择开关K存在闭合和断开两种状态，正负对称的分时复用低纹波升降压PFC变换器分别工作于无桥与有桥整流模式，从而构成混合PFC变换器。K闭合工作于无桥整流模式时，中间母线电容Cb参与电路工作，任意一个Buck-Boost升降压变换器在工频半周高频工作时，另一个变换器不工作，但其内部升降压电感与输出电容存在储能与放电状态，电感可以工作CCM模式，从而降低峰值电感电流。由于电路中具有选择开关K，不同交流输入电压时输入整流电压基本不变，交流低压输入时无桥整流模式与交流高压输入时有桥整流模式的输入电流大小基本维持不变，因此可以进一步提高转换效率。交流低压输入时，选择开关维持闭合，内部功率器件工作状况与交流高压输入时基本相似，功率器件无需增大电压、电流和功率等级，从而可以降低元器件成本。

在一可选实施例中，PFC控制单元80、选择开关与控制电路之间具有通信连接以协调各自控制和运行，从而两者之间相互发送实时指令和运行参数，可设置控制方式和调整工作状态，以使PFC变换单元最优化运行，这样能够进一步提分时复用低纹波升降压PFC变换器的性能和可靠性。

在一可选实施例中，PFC控制单元80、选择开关检测与控制电路既可集成为一个、两个或多个模拟芯片，或可使用一个、两个或多个需要嵌入式软件编程的MCU、DSP等数字芯片，其工作原理与图5相同，这里不再重复描述。

第三实施例：

本实用新型还提出一种开关电源，包括如上实施例的分时复用低纹波升降压PFC变换器。

本方案的开关电源包括分时复用低纹波升降压PFC变换器，通过正负对称的正升降压变换单元40和负升降压变换单元30实现PFC功率变换；设置选择开关和PFC控制单元80，PFC控制单元80根据交流电压大小而闭合与断开以适应较宽交流输入电压范围，在选择开关闭合时，本方案的PFC变换器工作于无桥整流模式，能够降低峰值电感电流和电流纹波；同时，在交流高低压输入时，负载的输入电流大小基本维持不变，可以进一步提高转换效率，功率器件无需增大电压、电流和功率等级，可以降低元器件成本。

第四实施例：

参考图6，本实用新型还提出一种升降压方法，基于上述第二实施例所述的分时复用低纹波升降压PFC变换器，包括步骤：

S10、通过PFC控制单元获取交流电压值。

S20、判断交流电压值是否大于预设阈值。

S30、若交流电压值大于预设阈值，则通过PFC控制单元控制选择开关断开，交流电经过整流单元整流后为正升降压变换单元和负升降压变换单元同时供电，负升降压变换单元输出第一输出电压给负载，正升降压变换单元输出第二输出电压给负载，同时为负载供电。

S40、若交流电压值大于预设阈值，则通过PFC控制单元控制选择开关闭合，则通过PFC控制单元控制选择开关闭合，在交流电正弦波正半周过程中，交流电经过整流单元整流后为正升降压变换单元供电，正升降压变换单元输出第二输出电压给负载，为负载供电，以及，在交流电正弦波负半周过程中，交流电经过整流单元整流后为负升降压变换单元供电，负升降压变换单元输出第一输出电压给负载，为负载供电。

在本实施中，通过采样分时复用低纹波升降压PFC变换器的交流电压值，并将交流电压值与预设阈值相比较，并根据比较结果控制选择开关闭合或断开，以切换分时复用低纹波升降压PFC变换器进入无桥与有桥整流两种工作模式，从而构成混合PFC变换器。选择开关K闭合工作于无桥整流模式时，中间母线电容Cb参与电路工作，任意一个Buck-Boost升降压变换器在工频半周高频工作时，另一个变换器不工作，但其内部升降压电感与输出电容存在储能与放电状态，电感可以工作CCM模式，从而降低峰值电感电流。由于电路中具有选择开关K，不同交流输入电压时输入整流电压基本不变，交流低压输入时无桥整流模式与交流高压输入时有桥整流模式的输入电流大小基本维持不变，因此可以进一步提高转换效率。交流低压输入时，选择开关维持闭合，内部功率器件工作状况与交流高压输入时基本相似，功率器件无需增大电压、电流和功率等级，从而可以降低元器件成本。

本实用新型提供的一种升降压方法，通过PFC控制单元根据交流电压大小而闭合与断开以适应较宽交流输入电压范围，在选择开关闭合时，本方案的PFC变换器工作于无桥整流模式，能够降低峰值电感电流和电流纹波；同时，本方案在交流高低压输入时，负载的输入电流大小基本维持不变，可以进一步提高转换效率，功率器件无需增大电压、电流和功率等级，可以降低元器件成本。

上述仅以实施例来进一步说明本实用新型的技术内容，以便于读者更容易理解，但不代表本实用新型的实施方式仅限于此，任何依本实用新型所做的技术延伸或再创造，均受本实用新型的保护。本实用新型的保护范围以权利要求书为准。

Claims (8)

1.一种分时复用低纹波升降压PFC变换器，其特征在于，包括AC输入单元、整流单元、正升降压变换单元、负升降压变换单元、中间母线电容、选择开关和PFC控制单元；所述AC输入单元的交流输出端电连接所述整流单元交流输入端，所述整流单元的第一输出端接所述负升降压变换单元的输入端，所述整流单元的第二输出端接所述正升降压变换单元的输入端，所述正升降压变换单元和负升降压变换单元的输出端接负载；所述负升降压变换单元包括第一输入滤波电容、第一输出滤波电容、第一升降压电感、第一功率开关管和第一其体二极管，所述整流单元的第一输出端接第一输入滤波电容的第一端、第一其体二极管的正极和第一功率开关管的S极，第一其体二极管的负极和第一功率开关管的D极接第一升降压电感和第一输出滤波电容的第一端；所述正升降压变换单元包括第二输入滤波电容、第二输出滤波电容、第二升降压电感、第二功率开关管和第二其体二极管，所述整流单元的第二输出端接第二输入滤波电容的第一端、第二功率开关管的D极和第二其体二极管的负极，第二功率开关管的S极和第二其体二极管的正极接第二升降压电感和第二输出滤波电容的第一端；第一输出滤波电容和第二输出滤波电容的第一端分别接负载的正负极，所述中间母线电容的第一端接第一输出滤波电容和第二输出滤波电容的第二端，所述中间母线电容的第二端接第一升降压电感、第二升降压电感、第一输入滤波电容和第二输入滤波电容的第二端，以及所述AC输入单元的交流输出端，所述选择开关的第一端连接所述第一输入滤波电容和第二输入滤波电容的第二端，所述选择开关的第二端接所述整流单元的交流输入端；所述PFC控制单元控制连接所述选择开关，用于根据交流电压控制所述选择开关的断开或闭合。

2.根据权利要求1所述的分时复用低纹波升降压PFC变换器，其特征在于，所述AC输入单元包括EMI滤波电感和EMI滤波电容。

3.根据权利要求2所述的分时复用低纹波升降压PFC变换器，其特征在于，所述整流单元包括第一整流二极管和第二整流二极管，所述第一整流二极管的负极连接所述AC输入单元的交流输出端，第一整流二极管的正极连接所述第一输入滤波电容的第一端；所述第二整流二极管的正极连接所述AC输入单元的交流输出端，第二整流二极管的负极连接所述第二输入滤波电容的第一端。

4.根据权利要求2所述的分时复用低纹波升降压PFC变换器，其特征在于，所述整流单元包括4个第三整流二极管，4个所述第三整流二极管连接组成桥式整流电路，所述AC输入单元的两个交流输出端分别接所述桥式整流电路的两个交流输入端。

5.根据权利要求1所述的分时复用低纹波升降压PFC变换器，其特征在于，所述PFC控制单元包括电压误差放大器、比较器、PWM比较器和触发器，电压误差放大器的负极接第二输出滤波电容的第一端，电压误差放大器的正极输入电压基准信号，电压误差放大器的输出端接比较器的正极，比较器的负极接所述第一升降压电感和第二升降压电感的第一端，比较器的输出端接PWM比较器的正极，PWM比较器的负极输入准锯齿波信号，PWM比较器的输出端接触发器R端，触发器的S端接所述第一功率开关管的S极和第二功率开关管的D极。

6.根据权利要求5所述的分时复用低纹波升降压PFC变换器，其特征在于，所述选择开关为电磁类开关或电子类开关。

7.根据权利要求6所述的分时复用低纹波升降压PFC变换器，其特征在于，所述选择开关为继电器、干簧、MOSFET、IGBT和晶闸管中的一种或多种。

8.一种开关电源，其特征在于，包括如权利要求1-7任一项所述的分时复用低纹波升降压PFC变换器。

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