CN212660106U - 一种升压变换器 - Google Patents

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CN212660106U CN202021241956.8U CN202021241956U CN212660106U CN 212660106 U CN212660106 U CN 212660106U CN 202021241956 U CN202021241956 U CN 202021241956U CN 212660106 U CN212660106 U CN 212660106U
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Abstract

本实用新型公开了一种升压变换器，升压变换器包括输入电源正、输出电压正、电源公共地、开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4、电感器L1，电容器C1和电容器C2；开关管Q4的源极和电容器C1的一端连接到输入电源正，开关管Q4的漏极和开关管Q3的源极连接到电感器L1的一端，开关管Q2的源极和开关管Q1的漏极连接到电感器L1的另一端，开关管Q2的漏极和开关管Q3的漏极连接到电容器C2的一端为输出电压正，开关管Q1的源极和电容器C1的另一端连接到电容器C2的另一端为电源公共地，本实用新型在输出输入电压之比较大的条件下将电感器L1的励磁过程分为两个阶段，使电感器L1快速励磁，在输出输入电压大比值的条件下实现升压变换器高频工作，大电流输出。

Description

一种升压变换器
技术领域
本实用新型涉及开关电源，特别涉及升压变换器。
背景技术
图1为具有同步整流功能的传统升压电路，电路工作在连续模式(CCM，ContinuousConduction Mode)时，MOS管Q1为硬开关，MOS管Q2存在反向恢复问题，导致损耗大；电路工作在断续模式(DCM，Discontinuous Conduction Mode)只是解决了MOS管Q2反向恢复问题，MOS管Q1依然为硬开关；电路工作在强制连续模式(FCCM，Forced Continuous ConductionMode)可以实现MOS管Q1的ZVS开通同时避免MOS管Q2的反向恢复，电感器L1的电流波形如图2中虚线所示，当开关频率不变，负载电流从Io1减小到Io2时负向电流就会变大，如图2中实线所示，导致损耗增加较大，通行的办法就是如图3所示升高开关频率来维持负向电流基本不变，但是负载电流进一步减小开关频率就会越来越高导致过高的开关损耗，驱动损耗，磁芯损耗等，使总损耗不降反升。输入电压变化也存在负载电流变化时损耗增加的问题，所以在较大的输入电压范围和负载范围下效率和ZVS(Zero Voltage Switch，零电压开关)不能实现折中优化，导致综合效率偏低的问题。
图4为申请号为13/794,588，发明名称为《APPARATUS AND METHODS FOR CONTROLOF DISCONTINUOUS MODE POWER CONVERTERS》的美国专利摘要附图，该专利的发明构思是在电感240两端并联单向开关232对电感的反向电流进行钳位，在较大输入电压范围和负载范围下实现主MOS管Q1的ZVS开通。但是输出输入电压之比值大于3时，MOS管Q1的导通时间太长和MOS管Q2的续流时间太小，大电流输出时Q1的导通时间增加较多，使升压电路难以高频化，较大的峰值电感电流使得导通损耗较大，效率降低，所以高频化，大电流和高效率难以在升压电路中实现折中。
实用新型内容
鉴于现有升压电路及其改进型专利电路和控制方式的技术缺陷，本实用新型要解决的技术问题是提出一种升压变换器，在较大的输入电压范围和负载范围下实现效率和所有MOS管ZVS开通的折中优化，解决在输出输入电压之比值大于3时，开关频率降低，导通损耗增加较大，难以实现高频化，大电流输出和高效率工作之间难以折中等问题。
为了实现上述实用新型目的，本实用新型采用以下技术方案：
一种升压变换器，包括输入电源正、输出电压正、电源公共地、开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4、电感器L1，电容器C1和电容器C2；开关管Q4的源极和电容器C1的一端连接到输入电源正，开关管Q4的漏极和开关管Q3的源极连接到电感器L1的一端，开关管Q2的源极和开关管Q1的漏极连接到电感器L1的另一端，开关管Q2的漏极和开关管Q3的漏极连接到电容器C2的一端为输出电压正，开关管Q1的源极和电容器C1的另一端连接到电容器C2的另一端为电源公共地。
优选地，输出输入电压之比大于3。
优选地，所述的开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3和开关管Q4择一或者全部为MOS管、三极管或者IGBT。
优选地，所述的开关管Q2和开关管Q4择一或者全部为单向导通器件，单向导通器件的阴极为开关管的漏极，单向导通器件的阳极为开关管的源极。
优选地，所述的单向导通器件为二极管，二极管的阴极为单向导通器件的阴极，二极管的阳极为单向导通器件的阳极。
本实用新型提供的上述升压变换器的控制方法，其特征在于：
变换器工作的各循环周期依次包括四个阶段，通过开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3和开关管Q4周期性的导通和截止，使得各阶段电感器L1两端的电压大小如下：
第一阶段电感器L1两端的电压为Vo并持续一段时间T1；
第二阶段电感器L1两端的电压为Vin并持续一段时间T2；
第三阶段电感器L1两端的电压为Vo-Vin并持续一段时间T3；
第四阶段电感器L1两端被短路电压为0并持续一段时间T4。
优选地，时间T1、时间T2、时间T3和时间T4的长度可调。
进一步地，当负载电流降低到第一设定值时，时间T1、时间T2和时间T3减小，时间T4变长，总的开关周期维持在误差范围之内变化。
进一步地，当负载电流进一步降低到第二设定值时，时间T1减小为零，关闭开关管Q2，开关管Q3和开关管Q4的驱动。
进一步地，当负载电流再进一步降低到第三设定值时，电路周期或非周期性的使所有开关管在一个或多个周期内处于关断状态。
优选地，时间T4的长度随负载的增加、输入电压的降低或负载的增加和输入电压的降低而减小，直至减少至零。
优选地，时间T1、时间T2、时间T3和时间T4至少其中一个之后跟随一个能量循环间隔，在此能量循环间隔内，电感器L1的电流给对应开关管的输出电容进行充电或放电。
上述升压变换器可实现双向变换，输入和输出互换，得到降压输出，实现正向升压，反向降压功能，反向降压时四个阶段的顺序和正向升压时四个阶段的顺序刚好相反。
具体地，将上述升压变换器的输入电源正和输出电压正互换后的控制方法，其特征在于：
变换器工作的各循环周期依次包括四个阶段，通过开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3和开关管Q4周期性的导通和截止，使得各阶段电感器L1两端的电压大小如下：
第一阶段电感器L1两端被短路电压为0并持续一段时间T1；
第二阶段电感器L1两端的电压为Vo-Vin并持续一段时间T2；
第三阶段电感器L1两端的电压为Vin并持续一段时间T3；
第四阶段电感器L1两端的电压为Vo并持续一段时间T4。
术语含义说明：
单向导通器件是指电流仅能从阳极流向阴极，而不能从阴极流向阳极的器件；
开关管的栅极：对于MOS管指的是栅极、对于三极管指的是基极、对于IGBT指的是栅极，其它开关管依据本领域的技术人员的知识可以自行对应，不再一一列举；
开关管的漏极：对于MOS管指的是漏极、对于三极管指的是集电极、对于IGBT指的是漏极，其它开关管依据本领域的技术人员的知识可以自行对应，不再一一列举；
开关管的源极：对于MOS管指的是源极、对于三极管指的是发射极、对于IGBT指的是源极，其它开关管依据本领域的技术人员的知识可以自行对应，不再一一列举。
本实用新型的工作原理将在具体实施例进行详细阐述，在此不重复，与现有技术相比，本实用新型具有如下有益效果：
1)在全输入电压范围、全负载范围内实现了开关管Q1，开关管Q2，开关管Q3和开关管Q4的ZVS开通，且电感器L1的负向电流小，实现了综合效率高；
2)在相同输出功率下电感器L1的电流IL存在两个斜率不同的励磁阶段，使电感电流的有效值降低，导通损耗减小，输出纹波降低，效率提高，容易实现大电流输出；
3)输出输入电压之比较大时，开关管Q3的导通大大缩短了开关管Q1的导通时间，实现了高频化，而高频化使电感感值和电容容值降低，从而减小了电源尺寸，降低了成本。
附图说明
图1为传统升压电路原理图(具有同步整流功能)；
图2为相同开关频率不同负载电流下的电感电流对比图；
图3为相同负向电流不同负载电流下的电感电流对比图；
图4为申请号为13/794,588的升压专利电路原理图；
图5为本实用新型第一实施例电路原理图；
图6为输出输入电压之比和开关频率的关系图；
图7为相同开关频率下本实用新型和传统升压电路电感电流对比图；
图8为相同输出负载电流下本实用新型和传统升压电路电感电流对比图；
图9为本实用新型第一实施例第一种工作时序图；
图10为本实用新型第一实施例第二种工作时序图；
图11为本实用新型第一实施例反向变换时的工作时序图；
图12为本实用新型第二实施例电路原理图；
图13为本实用新型第三实施例电路原理图；
图14为本实用新型第四实施例电路原理图。
具体实施方式
第一实施例
图5为本实用新型的第一实施例的电路原理图。包括输入电源正Vin、输出电压正Vo、电源公共地GND、MOS管Q1、MOS管Q2、MOS管Q3、MOS管Q4、电感器L1，电容器C1和电容器C2；MOS管Q4的源极和电容器C1的一端连接到输入电源正Vin，MOS管Q4的漏极和MOS管Q3的源极连接到电感器L1的一端，MOS管Q2的源极和MOS管Q1的漏极连接到电感器L1的另一端，MOS管Q2的漏极和MOS管Q3的漏极连接到电容器C2的一端为输出电压正Vo，MOS管Q1的源极和电容器C1的另一端连接到电容器C2的另一端为电源公共地GND。
图5中的Coss1、Coss2、Coss3和Coss4分别为MOS管Q1、MOS管Q2、MOS管Q3和MOS管Q4的输出电容，此外，图5中还画出了MOS管Q1、MOS管Q2、MOS管Q3和MOS管Q4的体二极管。
需要说明的是：将MOS管Q1、MOS管Q2、MOS管Q3和MOS管Q4择一或者全部替换为三极管或IGBT等其它类型的开关管为本领域技术人员的惯用手段。
图6为传统升压电路工作在FCCM模式时，电感器L1电流IL的波形和输出电流Io，
Figure BDA0002561456670000041
时，根据公式
Figure BDA0002561456670000042
电流IL的上升斜率为
Figure BDA0002561456670000043
电流IL的下降斜率为
Figure BDA0002561456670000051
所以电流IL上升和下降的时间相同，对应的工作周期为T1。
当
Figure BDA0002561456670000052
输出电流Io不变时，电流IL的上升斜率为
Figure BDA0002561456670000053
电流IL的下降斜率为
Figure BDA0002561456670000054
改变电感器L1的感量，使电流IL的下降斜率和
Figure BDA0002561456670000055
时的下降斜率相同，则电流IL的上升时间为
Figure BDA0002561456670000056
时电流IL上升时间的2倍，对应的工作周期为T2，大于T1。
当
Figure BDA0002561456670000057
输出电流Io不变时，电流IL的上升斜率为
Figure BDA0002561456670000058
电流IL的下降斜率为
Figure BDA0002561456670000059
改变电感器L1的感量，使电流IL的下降斜率和
Figure BDA00025614566700000510
时的下降斜率相同，则电流IL的上升时间为
Figure BDA00025614566700000511
时电流IL上升时间的4倍，对应的工作周期为T3，大于T2。
因此输出电流Io不变时，输出输入电压之比越大，对应的开关周期越大，频率越小，越难以实现高频化。当电路其它参数不变的条件下输出电流Io越大则电感器L1的励磁时间和去磁时间越大，也是难以实现高频化。
图7为传统升压电路和本实用新型工作在FCCM模式时，相同开关频率下电感器L1电流IL的对比图，虚线对应传统升压电路，实线对应本实用新型。假设Vin为10V，Vo为110V，电感器L1为1uH，传统升压电路输入电压Vin对电感器L1励磁，电感器L1的电流从0励磁到10A在电感器L1存储的能量为
Figure BDA00025614566700000512
本实用新型升压电路电感器L1的励磁过程分为两个阶段，第一阶段的励磁电压为Vo，根据公式
Figure BDA00025614566700000513
励磁电流从0到10A所需的时间是传统升压电路的0.0909倍。保持周期不变，则第二阶段的励磁时间为传统升压电路励磁时间的0.735倍，由于励磁电压为Vin,根据公式
Figure BDA00025614566700000514
励磁电流将从10A增加到17.35A，在Vin励磁阶段电感器L1存储的能量为
Figure BDA00025614566700000515
在相同的励磁时间内，本实用新型对应的输入电压Vin对电感器L1励磁存储的能量E2是传统升压电路电感器L1励磁存储能量E1的
Figure BDA00025614566700000516
倍，那也就意味着在相同的时间段内往输出传递的能量是传统升压电路的2.01倍，所以在相同电路参数的条件下本实用新型可以输出更大的电流。
图8与图7的不同之处在于输出电流Io相同条件下进行对比，分析过程与图7相似，可以从图8中看出，本实用新型升压电路的开关频率是传统升压电路的近5倍，可实现高频化工作。
基于图7和图8的分析，输出输入电压之比大于3或输出电流Io变大时传统升压电路的开关频率会降低较多，难以实现高频化，而本实用新型在输出输入电压大比值，大输出电流Io下实现高频化的优势就凸显出来了，从而使本实用新型获得较好的有益效果。
针对Vin电压为48V，Vo电压为380V，电感器L1为1uH，输出电流为5A的升压变换器，图9所示为第一实施例第一种工作时序，具体如下：
t0～t1阶段(第一阶段，持续的时间记为T1)：在t0时刻MOS管Q1导通，电感器L1两端的电压为Vo，对电感器L1励磁，电感器L1的电流IL上升，在t1时刻关断MOS管Q3；
t1～t2阶段(能量循环间隔)：MOS管Q3关断后，电感器L1的电流IL给MOS管Q3的输出电容Coss3充电，给MOS管Q4的输出电容Coss4放电，在t2时刻电感器L1一端的电压由Vo降为Vin，MOS管Q4实现ZVS开通；
t2～t3阶段(第二阶段，持续的时间记为T2)：电感器L1两端的电压为Vin，对电感器L1励磁，电流IL上升，在t3时刻关断MOS管Q1；
t3～t4阶段(能量循环间隔)：电感器L1的电流IL给MOS管Q1的输出电容Coss1充电，给MOS管Q2的输出电容Coss2放电，在t4时刻电感器L1另一端的电压从0V上升到Vo，MOS管Q2实现ZVS开通；
t4～t5阶段(第三阶段，持续时间记为T3)：电感器L1端的电压为Vo-Vin，对电感器L1去磁，电流IL存在一次换相，由正转负，在t5时刻关断MOS管Q4；
t5～t6阶段(能量循环间隔)：电感器L1的电流IL给MOS管Q4的输出电容Coss4充电，给MOS管Q3的输出电容Coss3放电，在t6时刻电感器L1一端的电压从Vin上升到Vo，MOS管Q3实现ZVS开通；
t6～t7阶段(第四阶段，持续的时间记为T4)：电感器L1两端的电压均为Vo，电压差为零，所以电感器L1的电流IL保持不变，t7时刻关断MOS管Q2；
t7～t0+T阶段(能量循环间隔)：电感器L1的电流IL给MOS管Q2的输出电容Coss2充电，给MOS管Q1的输出电容Coss1放电，在t0+T时刻电感器L1另一端的电压由Vo降到0V，MOS管Q1实现ZVS开通；
本周期结束，下一个工作周期开始，重复上面的阶段。
需要说明的是，上述控制时序中的时间T1、时间T2、时间T3和时间T4的长度可调，从而实现输出电流大小的改变，满足不同负载要求。
另外，上述控制时序在第一阶段、第二阶段、第三阶段和第四阶段之后均跟随了一个能量循环间隔，在此能量循环间隔内，电感器L1的电流给对应开关管的输出电容进行充电或放电，目的是为了实现对应MOS管的ZVS开通，在实际实施过程中至少其中一个阶段之后跟随有能量循环间隔就能实现对应阶段MOS管的ZVS开通，只不过没有能量循环间隔的阶段，就没有实现对应MOS管的ZVS开通，会导致MOS管应力变大，效率降低。
还有，上述控制时序中的t6～t7阶段(即时间T4)的长度随负载的增加而减小，最终可减小至零；t6～t7阶段的长度随输入电压的降低而减小，最终可减小至零；t6～t7阶段的长度随负载的增加和输入电压的降低而减小，最终可减小至零，目的是为了降低电感器L1电流IL的有效值，从而降低导通损耗，实现高效率输出。
由于电路为周期性的工作，上述t0+T中的T代表的含义为一个周期的时间长度。
从图9中可以看出电感器L1的励磁电流IL分为t0～t1阶段和t2～t3阶段两个阶段后，在相同输出功率下，较现有技术的三角形波形而言，电感电流的峰值降低，有效值降低，所以导通损耗减小，效率提高，由公式
Figure BDA0002561456670000071
得L*di＝N*dB*Ae，电流峰值降低使di减小，在电感器感量L，圈数N和磁芯dB不变的条件下，电感器磁芯的有效截面积Ae减小，则磁芯尺寸变小；在相同输出纹波下di减小，则所需的滤波电容器容值减小，电容器数量减小；t0～t1阶段的加入大大缩短了电感器L1的总励磁时间，实现了高频化，而高频化使电感感值和电容容值进一步降低；使电源尺寸减小，降低了成本。
图10所示为第一实施例第二种工作时序，此工作时序就是上述提及的T4的长度随负载的增加而减小，最终减小至零的情况，即没有第四阶段，具体如下：
t0～t1阶段(第一阶段，持续的时间记为T1)：在t0时刻MOS管Q1导通，电感器L1两端的电压为Vo，对电感器L1励磁，电感器L1的电流IL上升，在t1时刻关断MOS管Q3；
t1～t2阶段(能量循环间隔)：MOS管Q3关断后，电感器L1的电流IL给MOS管Q3的输出电容Coss3充电，给MOS管Q4的输出电容Coss4放电，在t2时刻电感器L1一端的电压由Vo降为Vin，MOS管Q4实现ZVS开通；
t2～t3阶段(第二阶段，持续的时间记为T2)：电感器L1两端的电压为Vin，对电感器L1励磁，电流IL上升，在t3时刻关断MOS管Q1；
t3～t4阶段(能量循环间隔)：电感器L1的电流IL给MOS管Q1的输出电容Coss1充电，给MOS管Q2的输出电容Coss2放电，在t4时刻电感器L1另一端的电压从0V上升到Vo，MOS管Q2实现ZVS开通；
t4～t5阶段(第三阶段，持续的时间记为T3)：电感器L1两端的电压为Vo-Vin，对电感器L1去磁，电流IL存在一次换相，由正转负，在t5时刻同时关断MOS管Q2和MOS管Q4，或电感器L1的电流IL在为零附近MOS管Q2提前于MOS管Q4关断；
t5～t6阶段(能量循环间隔)：电感器L1的电流IL给MOS管Q4的输出电容Coss4充电，给MOS管Q3的输出电容Coss3放电，给MOS管Q2的输出电容Coss2充电，给MOS管Q1的输出电容Coss1放电，在t6时刻电感器L1一端的电压从Vin上升到Vo，MOS管Q3实现ZVS开通；
t6～t0+T阶段：在t0+T时刻电感器L1另一端的电压由Vo降到0V，MOS管Q1实现ZVS开通；
本周期结束，下一个工作周期开始，重复上面的阶段。
从图10中可以看出电感器L1的励磁电流IL分为两个阶段后，同样实现本实用新型目的。
上述控制时序中的时间T1、时间T2和时间T3的长度也可调，在实际实施过程中至少其中一个阶段之后跟随有能量循环间隔即可，理由相同，不赘述。
需要说明的是，除了Vin电压为48V，Vo电压为380V，电感器L1为1uH，输出电流为5A的升压变换器，选择其他参数的升压变换器也具有相似的工作时序图，电感器L1的励磁电流IL的波形分为两个阶段，只是各时间点的幅值有所区别。
另外，上述两种工作时序均可用于负载为满载的应用场景，也可以第二种工作时序用于满载，负载变轻时切换到第一种工作时序。在实际的应用场合中，有轻载和空载的情况出现，这时可以通过模式切换来改善轻载时电路的效率，改善方法如下：
1.当负载电流降低到第一设定值时，t0～t1阶段(即时间T1)，t2～t3阶段(即时间T2)和t4～t5阶段(即时间T3)减小较大，t6～t7(即时间T4)阶段变长较多，使总的开关周期维持在误差范围之类变化，误差范围越小，变换器性能越好，理想情况为总的开关周期维持不变。
2.当负载电流进一步降低到第二设定值时，有效的电流IL时间减小使得电流IL的有效值偏大，导通损耗偏大，将t0～t1阶段(即时间T1)减小为零，关闭MOS管Q2和MOS管Q4的驱动，电路变为传统的升压电路，在同等输出电流下电流有效值降低，效率提升；
3.当负载再进一步降低到第三设定值时，甚至空载，电路将周期或非周期性的使所有MOS管在一个或多个周期内处于关断状态来进一步降低损耗，提高效率。
第一实施例可实现双向变换，输入和输出互换，得到降压输出，实现正向升压，反向降压功能，具体的控制时序如图11所示，与图9相比时序刚好相反，在此不展开赘述。
第二实施例
图12为本实用新型的第二实施例的电路原理图。在第一实施例的基础上，将MOS管Q2换为二极管D2，二极管D2的阴极连接到MOS管Q3的漏极和输出电压正Vo，二极管D2的阳极连接到MOS管Q1的漏极和电感器L1的另一端。
在中小电流输出场景，二极管D2流过电流的时间相对较小，和MOS管方案相比，导通损耗不会增加太多，却省去了一路浮地驱动，降低了驱动损耗，简化了驱动电路。
本实施例输出输入电压之比大于3同样能获得较佳的实施效果，第二实施例工作时序与第一实施例的工作时序相似，不再赘述。
第三实施例
图13为本实用新型的第三实施例的电路原理图。在第一实施例的基础上，将MOS管Q4换为二极管D4，二极管D4的阴极连接到MOS管Q3的源极和电感器L1的一端，二极管D4的阳极和电容器C1的一端连接到输入电源正Vin。
在中小电流输出场景，二极管D4流过电流的时间相对较小，和MOS管方案相比，导通损耗不会增加太多，却省去了一路浮地驱动，降低了驱动损耗，简化了驱动电路。
本实施例输出输入电压之比大于3同样能获得较佳的实施效果，第三实施例工作时序与第一实施例的工作时序相似，不再赘述。
第四实施例
图14为本实用新型的第四实施例的电路原理图。在第二实施例的基础上，将MOS管Q4换为二极管D4，二极管D4的阴极连接到MOS管Q3的源极和电感器L1的一端，二极管D4的阳极和电容器C1的一端连接到输入电源正Vin。
在中小电流输出场景，二极管D2和二极管D4流过电流的时间相对较小，和MOS管方案相比，导通损耗不会增加太多，却省去了两路浮地驱动，降低了驱动损耗，简化了驱动电路。
本实施例输出输入电压之比大于3同样能获得较佳的实施效果，第四实施例工作时序与第一实施例的工作时序相似，不再赘述。
上述实施方式不应视为对本实用新型的限制，本实用新型的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本实用新型的精神和范围内，还可以做出若干等同替换、改进和润饰，如根据应用场合的不同，通过器件的简单串并联等手段对电路微调，这些改进和润饰也应视为本实用新型的保护范围。

Claims (5)

1.一种升压变换器，包括输入电源正、输出电压正、电源公共地、开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4、电感器L1，电容器C1和电容器C2；开关管Q4的源极和电容器C1的一端连接到输入电源正，开关管Q4的漏极和开关管Q3的源极连接到电感器L1的一端，开关管Q2的源极和开关管Q1的漏极连接到电感器L1的另一端，开关管Q2的漏极和开关管Q3的漏极连接到电容器C2的一端为输出电压正，开关管Q1的源极和电容器C1的另一端连接到电容器C2的另一端为电源公共地。
2.根据权利要求1所述的升压变换器，其特征在于：输出输入电压之比大于3。
3.根据权利要求1所述的升压变换器，其特征在于：开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3和开关管Q4择一或者全部为MOS管、三极管或者IGBT。
4.根据权利要求1所述的升压变换器，其特征在于：开关管Q2和开关管Q4择一或者全部为单向导通器件，单向导通器件的阴极为开关管的漏极，单向导通器件的阳极为开关管的源极。
5.根据权利要求4所述的升压变换器，其特征在于：单向导通器件为二极管，二极管的阴极为单向导通器件的阴极，二极管的阳极为单向导通器件的阳极。
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