CN211374870U

CN211374870U - 电流检测器

Info

Publication number: CN211374870U
Application number: CN201922050150.4U
Authority: CN
Inventors: 门马彰夫; 冈山祐辅
Original assignee: Tamura Corp
Current assignee: Tamura Corp
Priority date: 2018-11-29
Filing date: 2019-11-22
Publication date: 2020-08-28
Anticipated expiration: 2029-11-22
Also published as: CN111239462A; JP2020085753A

Abstract

本实用新型提供电流检测器。电流传感器(100)具备：使通过向一次导体(104)导通被检测电流(Ip)而产生的磁场收敛的磁体磁芯(102)、输出与磁体磁芯(102)中收敛的磁场的强度对应的检测信号的磁通门传感器(106)、以及导通从电源(+Vcc)供给的反馈电流并使磁体磁芯(102)产生与由磁体磁芯(102)收敛的磁场呈反方向的磁场的二次绕组(L1)。尤其是，该电流传感器(100)具备：将反馈电流控制为使由磁体磁芯(102)收敛的磁场与二次绕组(L1)所产生的磁场达到平衡的大小的控制电路(110)、和使用电源的最大电位差向二次绕组(L1)导通反馈电流的电流导通电路这样的特性构成。

Description

电流检测器

技术领域

本实用新型涉及伺服型的电流检测器，具体而言涉及向卷绕于磁体磁芯的二次绕组供给反馈电流的类型的电流检测器。

背景技术

关于这种电流检测器，目前已知有一种电流传感器的现有技术，其通过利用霍尔元件检测磁体磁芯上产生的磁场，并利用数字放大器将该检测信号放大而对开关元件进行PWM控制，从而控制流向反馈线圈的电流。在该现有技术中，将直流电源(±)和反馈线圈半桥连接在两个开关元件之间，通过PWM控制使两个开关元件交替地接通/断开，从而能够切换流向反馈线圈的电流的极性。

上述现有技术例如记载于日本专利局发行的刊物(JP2014-228418A1)中。因此，可以通过该刊物得知现有技术的更为详细的内容。

上述现有技术在下述方面出色，即：通过采用数字放大器，与模拟式的放大器相比能够削减部件数量和削减消耗电力，另外，将反馈线圈的电感兼用作输出滤波器。

在此基础上，从电流传感器的测定性能来看，电流的测定范围单纯取决于所供给的电源电压(+电压或-电压)和反馈环路的电阻值。因此，如果电阻值严格固定的话，则认为将供给反馈电流时可使用的电源电压最大化直接关系到测定范围的增大。但是，在电流传感器的使用环境中，电源电压大多是既定(给定)的，想要通过单纯的电压增大来实现增大电流测定范围并不实用。

实用新型内容

本实用新型的一个目的在于提供一种能够增大电流测定范围的实用技术。

为了实现上述目的，本实用新型采用以下的解决方法。需要说明的是，以下说明中的括弧内的内容仅供参考，本实用新型并不限定于此。

本实用新型涉及电流检测器，具备：使通过向一次导体导通被检测电流而产生的磁场收敛的磁体磁芯、输出与所述磁体磁芯中收敛的磁场的强度对应的检测信号的检测元件、以及导通从电源供给的反馈电流并使所述磁体磁芯产生与由所述磁体磁芯收敛的磁场呈反方向的磁场的二次绕组，所述电流检测器的特征在于，具备：控制电路，将向所述二次绕组导通的所述反馈电流控制为使由所述磁体磁芯收敛的磁场与所述反方向的磁场达到平衡的大小；和电流导通电路，使用所述电源的最大电位差向所述二次绕组导通由所述控制电路控制的所述反馈电流。

优选地，在上述电流检测器中，所述控制电路输出两个***的差动信号作为针对所述电流导通电路的控制信号，所述电流导通电路具有如下电路构成：使所述电源的最大电位差之间分叉为两个***进行连接，包含下述两个***的开关元件的组合，并利用所述二次绕组使所述两个***的开关元件的组合的中间点彼此桥接，上述两个***的开关元件的组合是指：通过输入所述两个***的差动信号，使一个***中高电位侧的开关元件成为接通状态且低电位侧的开关元件成为断开状态，并使另一个***中高电位侧的开关元件成为断开状态且低电位侧的开关元件成为接通状态，或者，使一个***中高电位侧的开关元件成为断开状态且低电位侧的开关元件成为接通状态，并使另一个***中高电位侧的开关元件成为接通状态且低电位侧的开关元件成为断开状态。

优选地，在上述电流检测器中，所述电流导通电路具有如下电路构成：在所述两个***的差动信号被交流输出的情况下，所述两个***的开关元件的任一组合中，均在高电位侧成组配置NPN型晶体管并在低电位侧成组配置PNP型晶体管，或者，均在高电位侧成组配置N沟道型MOSFET并在低电位侧成组配置P沟道型MOSFET。

优选地，在上述电流检测器中，所述电流检测器还具备将所述反馈电流转换为输出电压的检测电阻，所述电流导通电路以与所述二次绕组串联连接的状态向所述检测电阻导通所述反馈电流。

优选地，在上述电流检测器中，在使用单极电源作为所述电源的情况下，所述电流导通电路以所述单极电源的最大电压导通所述反馈电流，在使用双极电源作为所述电源的情况下，所述电流导通电路以所述双极电源间的最大电压导通所述反馈电流。

本实用新型提供电流检测器。本实用新型的电流检测器是所谓的闭合回路、伺服类型的电流检测器，利用磁体磁芯使通过被检测电流的导通而产生的磁场收敛，并检测该磁场强度，并且将反馈电流控制为使由磁体磁芯收敛的磁场与由卷绕于磁体磁芯的二次绕组产生的反方向的磁场达到均衡的大小，从而利用检测电阻对此时的反馈电流进行电压转换并作为输出信号(电流检测值)。

此时，如上所述，被检测电流的测定范围取决于电源的电压和反馈环路的电阻值，但本实用新型的电流检测器形成为使用电源电压的最大电位差向二次绕组导通反馈电流的电路构成。因此，即使在电流检测器的使用环境中电源电压为既定(给定)的电压，也能够最大限度地有效利用该电源的电压来流通反馈电流。由此，能够在既定的电源电压的范围内有效地增大电流测定范围。

在上述现有技术等的电路构成中，由于将存在两个的直流电源(+电源及-电源)的中点设为接地电平，因此，在各开关元件接通时能够流通的反馈电流的电源电压仅为两极的中点。

相对于此，在本实用新型的电路构成中，在假设使用相同的直流电源(±)时超过两极的中点，并能够利用它们的最大电位差向二次绕组流通反馈电流这一点上具有优势。进而，即使在电源为单极(+Vcc)的情况下，也可以利用0V～+Vcc的最大电压流通反馈电流。由此，能够在使用环境中最大限度地有效利用既定的电源电压，从而增大被检测电流的测定范围。

如上所述，根据本实用新型，能够增大电流测定范围。

附图说明

图1是概略表示一实施方式的电流传感器的构成的框图。

图2是详细示出桥接电路的构成的电路图。

图3A及图3B是表示通过桥接电路向二次绕组导通反馈电流时的动作例的图。

图4是表示作为比较例的半桥电路的电路构成的图。

图5A及图5B是表示比较例的半桥电路的动作例的图。

图6是表示应用例的电流传感器的构成的框图。

图7A至图7D是表示将电源电压设为单极电源(+Vcc)的本实施方式和比较例中得到的反馈电流的时间性变化的图。

图8A至图8D是表示将电源电压设为双极电源(±Vcc)的应用例和比较例中得到的反馈电流的时间性变化的图。

具体实施方式

以下，参照附图对本实施方式进行说明。在以下的实施方式中，作为电流检测器的一例而列举磁通门型电流传感器，但本实用新型并不限于此，也可以是霍尔IC型电流传感器。

图1是概略表示一实施方式的电流传感器100的构成的框图。电流传感器100的主要构成包括磁体磁芯102、磁通门传感器106、二次绕组L1、控制电路110、桥接电路120、检测电阻Rs以及输出电路130等。此外，图1中仅图示出主要的构成要素，适当地省略了其他的构成要素。

[磁体磁芯]

作为一例，磁体磁芯102呈C字环形状，其一部分上形成有气隙102a。磁体磁芯102通过使一次导体104贯穿其内侧，从而使通过被检测电流Ip(±)产生的磁场收敛(磁路)。或者，通过向一次导体104导通被检测电流Ip，在磁体磁芯102上产生(收敛)磁场。

[检测元件]

磁通门传感器106配置在磁体磁芯102的气隙102a内。磁通门传感器106具有卷绕于磁通门磁芯106a上的探头线圈106c，并输出与磁体磁芯102上产生(收敛)的磁场的强度对应的检测电流。

[二次绕组]

二次绕组L1卷绕在磁体磁芯102的圆周方向的一部分上，该二次绕组L1通过导通反馈电流(±)，从而产生与通过导通被检测电流Ip(±)而产生的磁场呈反方向(将其抵消的方向)的磁场。此外，二次绕组L1的卷绕方向以及匝数N可以根据电流传感器100的使用条件等适当地设定。

[控制电路]

控制电路110控制流向二次绕组L1的反馈电流的大小及方向(极性)。即，在使用电流传感器100时，当通过导通被检测电流Ip(±)而在一次导体104的周围产生磁场，并利用磁体磁芯102收敛时，控制电路110向二次绕组L1输出反馈电流而产生反方向的磁场，并将反馈电流控制为使探头线圈106c输出的检测信号(检测电流)消失的大小。探头线圈106c的检测信号消失是指通过导通被检测电流Ip(±)而产生的磁场与通过二次绕组L1产生的反方向的磁场达到平衡(均衡)。另外，在被检测电流Ip的极性呈周期性地变化的情况下，与之相应地使反馈电流的极性也呈周期性地变化。

[电流导通电路]

桥接电路120使用电源的最大电压(+Vcc)向二次绕组L1导通反馈电流(±)。最大电压(+Vcc)是从电源至接地电平(0V)的最大电位差。桥接电路120可以通过内置的开关元件的切换来切换向二次绕组L1导通的反馈电流的方向(±)。此时，控制电路110根据来自探头线圈106c的检测信号，向桥接电路120输出控制信号。控制信号是信号A和信号B的两个***，这些信号A、B是差动信号。

[检测电阻、输出电路]

检测电阻Rs在反馈电流的导通方向上与二次绕组L1串联连接。检测电阻Rs对反馈电流进行电压转换，输出电路130对其进行信号输出处理而使其成为输出电压Vout。由此，输出电压Vout的波形(±)与被检测电流Ip(±)的波形一致，因此，实质上成为与被检测电流Ip(±)的大小相关的值。

[桥接电路详情]

图2是详细示出桥接电路120的构成的电路图。此外，此处以将二次绕组L1及检测电阻Rs嵌入电路内的状态示出。

桥接电路120使电源(+Vcc)与接地(GND)之间分叉为两个***进行连接，其中一个***包含两个晶体管Q3、Q2(开关元件)的组合，另一个***包含剩余两个晶体管Q4、Q1(开关元件)的组合。另外，在一个***的晶体管Q3、Q2的组合中，作为共同的基极电流而被输入一个信号A，在另一个***的晶体管Q4、Q1的组合中，作为共同的基极电流而被输入另一个信号B。

此外，图2中示出了使用单极的电源(+Vcc)的例子，但也可以使用双极的电源(+Vcc及-Vcc)。该情况下，如图2中的括弧所示，接地(GND)的位置成为负电源(-Vcc)的电位(之后也是同样的)。

桥接电路120呈通过二次绕组L1及检测电阻Rs将分叉为两个***而配置的晶体管Q3、Q2的组合与晶体管Q4、Q1的组合的中间点彼此桥接(所谓的H全桥)的电路构成。各***均是位于高电位侧的晶体管Q3、Q4为NPN型，位于低电位侧的晶体管Q1、Q2为PNP型。

[动作例]

图3A及图3B是表示通过桥接电路120向二次绕组L1导通反馈电流时的动作例的图。以下，对电流传感器100的动作例进行说明。

[步骤1]

例如，当向图1所示的一次导体104导通被检测电流Ip(+)时，所产生的磁场被磁体磁芯102收敛。

[步骤2]

通过磁体磁芯102中产生(收敛)的磁场，使得配置于气隙102a内的磁通门传感器106(探头线圈106c)中磁通交错。

[步骤3]

通过控制电路110，输出用于抵消磁通门传感器106(探头线圈106c)中交错的磁通的信号A及信号B。此时的信号A、B的极性根据被检测电流Ip的极性而决定。如上所述，信号A、B是差动信号，一方为正信号时另一方为负信号。

[步骤4]

图3A：在该例中，由于信号B为正(+)、信号A为负(-)，因此，桥接电路120内的NPN型晶体管Q4和PNP型晶体管Q2导通。即，一个***中低电位侧的晶体管Q2成为导通状态，另一个***中高电位侧的晶体管Q4成为导通状态。另外，其他的晶体管Q3和晶体管Q1保持截止不变。

[步骤5]

由此，通过电源电压(+Vcc)与接地(GND)之间的最大电位差，沿图3A中粗箭头线所示的路径向二次绕组L1及检测电阻Rs流通正方向的反馈电流。

[步骤6]

此时，流通的反馈电流的大小(电流值)由控制电路110进行控制。即，控制电路110决定流通有利用由二次绕组L1产生的反方向的磁场抵消通过被检测电流Ip而在磁通门传感器106中交错的磁场所需大小的反馈电流的信号A、B，从而控制流向晶体管Q4和晶体管Q2的基极电流。由此，正方向的反馈电流的大小被控制，其被检测电阻Rs转换为检测电压并作为输出电压Vout(+)而被取出。

[步骤7]

图3B：在被检测电流Ip的极性反转(-)的情况下，与上述相反。即，在桥接电路120中，作为信号B而被输入负信号(-)，作为信号A而被输入正信号(+)。该情况下，NPN型晶体管Q3和PNP型晶体管Q1成为导通，这次晶体管Q4和晶体管Q2保持截止不变。即，一个***中高电位侧的晶体管Q3成为导通状态，另一个***中低电位侧的晶体管Q1成为导通状态。

[步骤8]

由此，也通过电源电压(+Vcc)与接地(GND)之间的最大电位差，沿图3B中粗箭头线所示的路径向二次绕组L1及检测电阻Rs流通负方向的反馈电流。

[步骤9]

然后，此处也通过控制电路110控制流通的反馈电流的大小(电流值)，控制电路110决定流通有利用由二次绕组L1产生的反方向的磁场抵消通过被检测电流Ip而在磁通门传感器106中交错的磁场所需大小的反馈电流的信号A、B，从而控制流向晶体管Q3和晶体管Q1的基极电流。由此，负方向的反馈电流的大小被控制，其被检测电阻Rs转换为检测电压并作为输出电压Vout(-)而被取出。

接着，根据与比较例的对比来说明本实施方式的电流传感器100。

图4是表示作为比较例的半桥电路520的电路构成的图。比较例的半桥电路520呈利用一个***的晶体管Q1、Q2的组合连接电源(+Vcc)与接地(GND)之间，并在它们的中点处连接二次绕组L1的(所谓的半桥)电路构成。另外，在二次绕组L1的前端连接有检测电阻Rs，该检测电阻Rs的前端经由中间电位(+Vcc/2)的电流源V2接地。此外，如图4中的括弧(-Vcc)所示，比较例中也可以使用双极电源。另外，晶体管Q1、Q2的驱动通过一个***的信号来进行。

图5A及图5B是表示比较例的半桥电路520的动作例的图。

图5A：例如在根据被检测电流Ip的极性而被输入了+信号时，晶体管Q2成为导通，晶体管Q1保持截止不变。由此，沿粗箭头线所示的路径向二次绕组L1流通正方向的反馈电流。此时能够流通的反馈电流的最大值取决于电源电压的中间电位(+Vcc/2)，而非电源电压的最大电位差(+Vcc)。

图5B：在被检测电流Ip的极性反转时被输入-信号，该情况下，晶体管Q1成为导通，晶体管Q2成为截止。由此，沿粗箭头线所示的路径向二次绕组L1流通负方向的反馈电流，但能够流通的反馈电流的最大值依然取决于电源电压的中间电位(-Vcc/2)，而非电源电压的最大电位差(-Vcc)。

[比较例的计算例]

在此，尝试使用具体的数值对比较例的半桥电路520进行验证。需要说明的是，以下的数值是适当选定的值，仅为一个例子。

计算条件如下。

电源电压：+12V

二次绕组L1的电阻：30Ω

检测电阻Rs：2Ω

根据以上的计算条件计算反馈电流(±)的最大值时如下。

最大值＝(电源电压12V×(1/2))/(反馈环路总电阻值30Ω+2Ω)＝0.1875A

此外，实际上晶体管Q1、Q2等中存在电压降，但此处忽略不计。

由此可知，反馈电流的最大值取决于电源电压和反馈环路总电阻值，但在比较例的半桥电路520中只能利用到电源电压12V的一半。可利用的电源电压低是指流通的反馈电流的最大值被抑制得较低，因此，意味着作为电流传感器100能够测定的范围被相应地限制。

假设将半桥电路520变更为双极电源(±12)的情况下，最大能够利用到12V，但在电流传感器100的使用环境(***)不断简化的现状下，认为使用双极电源的情况越来越少，从便利性的良好度出发，今后将电源电压设为单极电源的需求将逐渐增高。

本实用新型的研究人员鉴于上述情况，作为不依赖于单纯增大可使用的电源电压，即使根据使用环境为既定(给定)的电源电压，也可以最大限度地有效利用该电源电压的电路构成的优选例，公开了上述本实施方式。

[本实施方式的计算例]

以下，示出使用本实施方式的桥接电路120时的计算例。在此，假设计算条件与比较例一致。

电源电压：+12V

二次绕组L1的电阻：30Ω

检测电阻Rs：2Ω

在本实施方式的情况下，可以如下那样计算反馈电流(±)的最大值。

最大值＝(电源电压12V)/(反馈环路总电阻值30Ω+2Ω)＝0.375A

此外，实际上晶体管Q1～Q4等中存在电压降，但此处忽略不计。

[验证结果]

由以上的计算例明确可知，在使用本实施方式的桥接电路120的情况下，与比较例的半桥电路520相比，能够在接近其最大值的条件下利用电源电压(+12V)。由此，与比较例的半桥电路520相比，能够向反馈环路流通约2倍的电流。因此，无需单纯使电源电压本身增加，能够通过独自的电路构成来增大电流传感器100的测定范围。

[应用例]

图6是表示应用例的电流传感器200的构成的框图。与一实施方式的电流传感器100的不同点在于，将电源电压设为双极(+Vcc及-Vcc)，其他构成与一实施方式相同。

应用例的电流传感器200的动作例如下。适当地参照图3。

[步骤1A]

例如，当向图6所示的一次导体104导通被检测电流Ip(+)时，所产生的磁场被磁体磁芯102收敛。

[步骤2A]

通过磁体磁芯102中产生(收敛)的磁场，使得配置于气隙102内的磁通门传感器106(探头线圈106c)中磁通交错。

[步骤3A]

[步骤4A]

图3A：与一实施方式同样地，信号B为正(+)、信号A为负(-)，从而桥接电路120内的NPN型晶体管Q4和PNP型晶体管Q2成为导通。另外，其他的晶体管Q3和晶体管Q1保持截止不变。

[步骤5A]

由此，通过双极电源间的最大电位差(±Vcc)，沿图3A中粗箭头线所示的路径向二次绕组L1及检测电阻Rs流通正方向的反馈电流。

[步骤6A]

此时流通的反馈电流的大小(电流值)由控制电路110进行控制，控制电路110决定流通有利用由二次绕组L1产生的反方向的磁场抵消通过被检测电流Ip而在磁通门传感器106中交错的磁场所需大小的反馈电流的信号A、B，从而控制流向晶体管Q4和晶体管Q2的基极电流。由此，正方向的反馈电流的大小被控制，其被检测电阻Rs转换为检测电压并作为输出电压Vout(+)而被取出。

[步骤7A]

图3B：被检测电流Ip的极性反转(-)时与上述相反，在桥接电路120中，作为信号B而被输入负信号(-)，作为信号A而被输入正信号(+)。该情况下，NPN型晶体管Q3和PNP型晶体管Q1成为导通，这次晶体管Q4和晶体管Q2保持截止不变。

[步骤8A]

由此，也通过双极电源间的最大电位差(±Vcc)，沿图3B中粗箭头线所示的路径向二次绕组L1及检测电阻Rs流通负方向的反馈电流。

[步骤9A]

〔应用例的效果〕

在应用例的电流传感器200的情况下，还具有以下的优点。

(1)即使将使用环境设为双极电源，也可以利用它们的最大电位差(±Vcc)流通反馈电流，因此，只要将测定范围设定为与一实施方式相同程度，则各个电源(+Vcc及-Vcc)的电压可以为一实施方式的1/2。例如，以上述计算例来说，只要作为双极电源使用+6V和-6V即可，相应地能够抑制***的增大。

(2)或者，在使各个电源(+Vcc及-Vcc)的电压与一实施方式相同的情况下，可利用的电压成为一实施方式的2倍。因此，能够将反馈电流的最大值增加至约2倍，从而能够进一步增大测定范围。

〔验证结果一览〕

以上，通过与比较例的半桥电路520的对比说明了本实施方式的电流传感器100及其应用例中使用的桥接电路120的优点。以下，一览说明以上所说明的本实施方式及其应用例的优点。

〔基于本实施方式与比较例的对比的验证〕

图7A至图7D是表示将电源电压设为单极电源(+Vcc)的本实施方式和比较例中得到的反馈电流的时间性变化的图。图7A及图7C是本实施方式中得到的反馈电流的波形，图7B及图7D是比较例中得到的反馈电流的波形。此外，波形均是通过模拟得到的。

〔使用交流信号的控制时〕

由图7A的波形与图7B的波形的对比明确可知，在控制信号(本实施方式中为信号A、B)为交流的情况下，反馈电流也呈交流波形，但是，本实施方式中以足够高的波高得到反馈电流的最大值Ifb1(±)，相对于此，比较例中仅以较低的波高得到最大值Ifb2(±)。本实施方式的波高是比较例的约2倍。这意味着本实施方式中得到了比较例的约2倍的反馈电流的最大值，与上述说明一致。

〔使用直流信号的控制时〕

由图7C的波形与图7D的波形的对比明确可知，在控制信号(本实施方式中为信号A、B)为直流的情况下，反馈电流也成为直流，但是，本实施方式中以足够高的电平得到反馈电流的最大值Ifb1(+)，相对于此，比较例中仅以较低的电平得到最大值Ifb2(+)。本实施方式的电流值是比较例的约2倍。这意味着本实施方式中得到了比较例的约2倍的反馈电流的最大值，也与上述说明一致。

〔基于应用例与比较例的对比的验证〕

接着，图8A至图8D是表示将电源电压设为双极电源(±Vcc)的应用例和比较例中得到的反馈电流的时间性变化的图。图8A及图8C是应用例中得到的反馈电流的波形，图8B及图8D是比较例中得到的反馈电流的波形。此外，波形均是通过模拟得到的。

〔使用交流信号的控制时〕

由图8A的波形与图8B的波形的对比明确可知，在控制信号(应用例中为信号A、B)为交流的情况下，反馈电流也呈交流波形，但是，应用例中以足够高的波高得到反馈电流的最大值Ifb3(±)，相对于此，比较例中仅以较低的波高得到最大值Ifb4(±)。在此，应用例的波高也是比较例的约2倍。这意味着应用例中得到了比较例的约2倍的反馈电流的最大值，仍然与上述说明一致。

〔使用直流信号的控制时〕

由图8C的波形与图8D的波形的对比明确可知，在控制信号(应用例中为信号A、B)为直流的情况下，反馈电流也成为直流，但是，应用例中以足够高的电平得到反馈电流的最大值Ifb3，相对于此，比较例中仅以较低的电平得到最大值Ifb4。在此，应用例的电流值也是比较例的约2倍。这意味着应用例中得到了比较例的约2倍的反馈电流的最大值，此处也与上述说明一致。

如上所述，根据本实施方式的电流传感器100及应用例的电流传感器200，具有以下的效果。

(1)无需在使用环境中变更既定(给定)的电源电压，仅通过桥接电路120的构成就能够增大测定范围。

(2)在使用环境的***单极电源化的现状下，能够准确地满足***的简化、便利性的良好度等的需求。

(3)如应用例那样，即使是双极电源也可以利用，该情况下，反而可以将各个电源电压设定为比之前低(一半)。

本实用新型不受上述的实施方式和应用例限制，能够进行各种变形来实施。例如，桥接电路120的构成能够如下那样进行变形。

(1)也可以使用MOSFET来代替双极晶体管Q1～Q4。该情况下，可以将NPN型晶体管Q3、Q4设为N沟道型MOSFET，将PNP型晶体管Q1、Q2设为P沟道型MOSFET。此外，MOSFET可以将控制信号作为栅极电压，并在其增强区域进行驱动。

(2)另外，也可以将双极晶体管和上述MOSFET组合配置在同一H电桥中。另外，此时的组合模式是任意的，可以将一个设为双极型晶体管，其他三个设为MOSFET，或者，将两个设为双极型晶体管，其他两个设为MOSFET，或者，将三个设为双极型晶体管，另一个设为MOSFET。

(3)控制信号(信号A、B)既可以按两个***的晶体管的组合进行输入，也可以对各个晶体管Q1～Q4分别输入各自的信号。

(4)另外，在如上述(2)那样对H电桥中使用的双极晶体管和MOSFET的组合进行变形的情况下，能够根据此时的元件的组合适当地变更控制信号的输入方式。

此外，实施方式和应用例中与图示一同列举的结构仅为优选的一例，当然，在基本结构附加各种要素、或者将一部分置换也能够适当地实施本实用新型。

Claims

1.一种电流检测器，具备：使通过向一次导体导通被检测电流而产生的磁场收敛的磁体磁芯、输出与所述磁体磁芯中收敛的磁场的强度对应的检测信号的检测元件、以及导通从电源供给的反馈电流并使所述磁体磁芯产生与由所述磁体磁芯收敛的磁场呈反方向的磁场的二次绕组，

所述电流检测器的特征在于，具备：

控制电路，将向所述二次绕组导通的所述反馈电流控制为使由所述磁体磁芯收敛的磁场与所述反方向的磁场达到平衡的大小；和

电流导通电路，使用所述电源的最大电位差向所述二次绕组导通由所述控制电路控制的所述反馈电流。

2.根据权利要求1所述的电流检测器，其特征在于，

所述控制电路输出两个***的差动信号作为针对所述电流导通电路的控制信号，

所述电流导通电路具有如下电路构成：

使所述电源的最大电位差之间分叉为两个***进行连接，包含下述两个***的开关元件的组合，并利用所述二次绕组使所述两个***的开关元件的组合的中间点彼此桥接，

上述两个***的开关元件的组合是指：通过输入所述两个***的差动信号，使一个***中高电位侧的开关元件成为接通状态且低电位侧的开关元件成为断开状态，并使另一个***中高电位侧的开关元件成为断开状态且低电位侧的开关元件成为接通状态，或者，使一个***中高电位侧的开关元件成为断开状态且低电位侧的开关元件成为接通状态，并使另一个***中高电位侧的开关元件成为接通状态且低电位侧的开关元件成为断开状态。

3.根据权利要求2所述的电流检测器，其特征在于，

所述电流导通电路具有如下电路构成：

在所述两个***的差动信号被交流输出的情况下，所述两个***的开关元件的任一组合中，均在高电位侧成组配置NPN型晶体管并在低电位侧成组配置PNP型晶体管，或者，均在高电位侧成组配置N沟道型MOSFET并在低电位侧成组配置P沟道型MOSFET。

4.根据权利要求1至3中任一项所述的电流检测器，其特征在于，

所述电流检测器还具备将所述反馈电流转换为输出电压的检测电阻，

所述电流导通电路以与所述二次绕组串联连接的状态向所述检测电阻导通所述反馈电流。

5.根据权利要求1至3中任一项所述的电流检测器，其特征在于，

在使用单极电源作为所述电源的情况下，所述电流导通电路以所述单极电源的最大电压导通所述反馈电流，在使用双极电源作为所述电源的情况下，所述电流导通电路以所述双极电源间的最大电压导通所述反馈电流。

6.根据权利要求4所述的电流检测器，其特征在于，