CN210074889U - 一种具有高抗偏移特性的无线电能传输*** - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种具有高抗偏移特性的无线电能传输***，包括依次连接的电源、发射单元P1、发射单元P2、接收单元S1、接收单元S2，整流滤波电路和负载电阻。发射单元P1包含串联连接的发射线圈T1和阻抗单元Z01，发射单元P2包含并联连接的发射线圈T2和阻抗单元Z02，接收单元S1包含串联连接接收线圈R1和阻抗单元Z03，接收单元S2包含并联连接的接收线圈R2和阻抗单元Z04。发射线圈T1与接收线圈R1间通过互感M_v耦合，发射线圈T2与接收线圈R2间通过互感M_i耦合。利用互感M_v与M_i在偏移工况下同增或同减的特性，减小因发射线圈与接收线圈相对位置改变导致的输出波动，保证高偏移工况下的稳定输出。

Description

一种具有高抗偏移特性的无线电能传输***

技术领域

本实用新型涉及一种无线电能传输***，属于电能变换领域。

背景技术

非接触供电利用磁场耦合实现“无线供电”，即采用原副边完全分离的非接触变压器，通过高频磁场的耦合传输电能，使得在能量传递过程中原边(供电侧)和副边(用电侧)无物理连接。与传统的接触式供电相比，非接触供电使用方便、安全，无火花及触电危险，无积尘和接触损耗，无机械磨损和相应的维护问题，可适应多种恶劣天气和环境，便于实现自动供电，具有广泛的应用前景。

然而，非接触变压器原副边相对位置改变使得变压器参数大范围变化，导致***输出的波动和传输效率的显著下降，限制了WPT技术的推广与应用。

为了提高无线电能传输***的抗偏移能力，奥克兰Mickel Budhia,John T.Boys,Grant A.Covic and Chang-Yu Huang,"Development of a Single-Sided Flux MagneticCoupler for Electric Vehicle IPT Charging Systems"IEEE Transactions onIndustrial Electronics,vol.60,no.1,January 2013提出在非接触变压器副边两绕组(被简称DD绕组)中间叠加与副边绕组重叠的第三绕组(被简称Q绕组)，减小次级输出功率的横向错位敏感度，较好地解决了错位时处于“进、出磁通完全抵消”的“感应盲点”而影响变压器功率传输能力的问题。但是这种DDQ的绕组结构仅能改善非接触变压器在横向错位条件下的输出特性，对原副边垂直距离的变化(即气隙变化)，这种“DDQ”的绕组结构的输出特性仍有很大变化。考虑到实际应用中非接触变压器原副边之前气隙大小以及错位情况的不确定性，仍需要进一步探讨研究。

中国专利201720241345.5，一种电压源与电流源复合激励非接触变换电路利用非接触变换器在恒压源激励下输出特性与非接触变压器原副边耦合系数(互感)成反比，在恒流源激励下输出特性与非接触变压器原副边耦合系数(互感)成正比的特性，将电压源与电流源复合激励，组合输出，减小因互感改变而引起的***输出波动，但是其电路结构复杂，需要大量的无源元件，成本较高。

实用新型内容

实用新型目的：针对上述现有技术，提出一种具有高抗偏移特性的无线电能传输***，有效提高变耦合系数条件下输出特性的稳定性。

技术方案：一种具有高抗偏移特性的无线电能传输***，包括电源E、发射单元P1、发射单元 P2、接收单元S1、接收单元S2，整流滤波电路和负载电阻；

所述发射单元P1包括串联连接的发射线圈T1和阻抗单元Z01；

所述发射单元P2包括发射线圈T2、串联阻抗单元Z02a和并联阻抗单元Z02b，T2与Z02a串联连接后再与Z02b并联连接，或T2与Z02b并联连接后再与Z02a串联连接；

所述接收单元S1包含串联连接的接收线圈R1和阻抗单元Z03；

所述接收单元S2包含并接收线圈R2、串联阻抗单元Z04a和并联阻抗单元Z04b，R2与Z04a 串联连接后再与Z04b并联连接，或R2与Z04b并联连接后再与Z04a串联连接；

所述阻抗单元Z01、Z03、Z02a、Z04a为导线或单电感或单电容或由多个电感电容串、并联组合；

所述阻抗单元Z02和/或Z04为单电感或单电容或由多个电感电容串、并联组合；

其中：所述电源E与发射单元P1、发射单元P2依次串联，所述接收单元S2、接收单元S1、整流滤波电路和负载电阻依次串联，所述发射线圈T1和接收线圈R1之间通过互感M_v耦合，所述发射线圈T2和接收线圈R2之间通过互感M_i耦合；

或所述电源E与发射单元P1、发射单元P2依次串联，所述接收单元S1与接收单元S2并联连接后与整流滤波电路和负载电阻依次串联，所述发射线圈T1和接收线圈R2之间通过互感M_v耦合，所述发射线圈T2和接收线圈R1之间通过互感M_i耦合；

或所述发射单元P1与发射单元P2并联后由电源E供电，所述接收单元S2、接收单元S1、整流滤波电路和负载电阻依次串联，所述发射线圈T1和接收线圈R2之间通过互感M_v耦合，所述发射线圈T2和接收线圈R1之间通过互感M_i耦合；

或所述发射单元P1与发射单元P2并联后由电源E供电，所述接收单元S1与接收单元S2并联连接后与整流滤波电路和负载电阻依次串联，所述发射线圈T1和接收线圈R1之间通过互感M_v耦合，所述发射线圈T2和接收线圈R2之间通过互感M_i耦合。

进一步的，通过设置所述发射线圈T1、发射线圈T2、接收线圈R1与接收线圈R2的线圈结构和相位位置，使得发射线圈T1与发射线圈T2之间，发射线圈T1与接收线圈R1之间，发射线圈 T2与接收线圈R1之间，接收线圈R1与接收线圈R2之间在无偏移情况下均无磁通耦合或弱磁耦合。

有益效果：本实用新型所提出的一种具有高抗偏移特性的无线电能传输***，与现有技术相比的主要技术特点是，采用双发射线圈、双接收线圈结构，利用偏移工况下互感Mv与Mi同增、同减的特性，构建随互感非单调变化的输出电压或输出电流，使得在发生偏移时，在恒定输入条件下***仍可以具有稳定的输出电压或输出电流，提高了***的抗偏移能力。

附图说明

图1为非接触变压器结构结构一示意图；

图2为非接触变压器结构结构一的原边结构示意图；

图3为非接触变压器结构二示意图；

图4为非接触变压器结构三示意图；

图5为非接触变压器结构四示意图；

图6为非接触变压器结构五示意图；

图7为非接触变压器结构六示意图；

图8为非接触变压器结构七示意图；

图9为非接触变压器结构八示意图；

图10为非接触变压器结构九示意图；

图11是实施例一电路示意图；

图12是实施例一电路的输出电流增益标幺后的计算结果；

图13是实施例二电路示意图；

图14是实施例二所示电路的输出电压增益标幺后的计算结果；

图15是实施例三电路示意图；

图16是实施例四电路示意图；

图17是实施例五电路示意图；

图18是实施例六电路示意图；

图19是实施例七电路示意图；

图20为实施例八耦合电感采用顺向串联连接形式电路示意图；

图21为实施例八耦合电感采用隔离型结构电路示意图；

图22为实施例八耦合电感与非接触变压器绕组集成形式电路示意图；

图23是实施例九耦合电感采用顺向串联连接形式电路示意图；

图24是实施例九耦合电感与非接触变压器绕组集成形式电路示意图；

图25为实施例十耦合电感采用顺向串联连接形式电路示意图；

图26为实施例十耦合电感采用隔离型结构电路示意图；

图27为实施例十耦合电感与非接触变压器绕组集成形式电路示意图。

图28是实施例十一电路示意图；

图29是实施例十二电路示意图；

图30是实施例十三电路示意图；

图31是实施例十四电路示意图；

图32是测试实例一、测试实例二所用非接触变压器在不同气隙下的耦合系数与互感测量结果；

图33是测试实例一在不同耦合系数、不同负载条件下输出电流的测量结果；

图34是测试实例二在不同耦合系数、不同负载条件下输出电压的测量结果；

图35是本实用新型具有高抗偏移特性的无线电能传输***拓扑结构示意图。

具体实施方式

下面结合附图对本实用新型做更进一步的解释。

本实用新型的具有高抗偏移特性的无线电能传输***所用的发射单元P1、发射单元P2、接收单元S1、接收单元S2由非接触变压器实现，图1为非接触变压器的结构示意图，非接触变压器由第一发射线圈102、第二发射线圈103、第一接收线圈202、第二接收线圈203、原边磁芯101和副边磁芯201组成。图1旨在说明非接触变压器的线圈结构，在不影响功能的前提下，所用磁芯可以变换成边沿扩展型磁芯、阵列式磁芯、十字形磁芯等其他磁芯形状。

图1～图9分别给出了非接触变压器的九种结构形式，图中所示箭头表示流过绕组的电流方向。由于原副边绕组结构对称，图3～图10只给出了非接触变压器的原边绕组结构示意图，对应图1可以得到非接触变压器结构。

如图1所示，非接触变压器从上到下次为副边磁芯201、第一接收线圈202、第二接收线圈203、气隙、第一发射线圈102、第二发射线圈103、原边磁芯102，第一发射线圈102与第二发射线圈103 正交叠绕在原边磁芯中心区域，第一接收线圈202与第二接收线圈203正交叠绕在副边磁芯中心区域，其中第一发射线圈102由产生磁通方向相反的正方形线圈102A、102B组成，102A产生的磁通方向垂直于纸面向外，102B产生的磁通方向垂直于纸面向内，形成闭合，第二发射线圈103由产生磁通方向相反的正方形线圈103A、103B组成，103A产生的磁通方向垂直于纸面向外，103B产生的磁通方向垂直于纸面向内，形成闭合，如图2所示。第一接收线圈202与第一发射线圈102结构对称，第二接收线圈203与第二发射线圈103结构对称。则第一发射线圈102与第一接收线圈202 正向耦合，第二发射线圈103与第二接收线圈203正向耦合，始终存在两个磁通耦合通道。

如图2所示，第二发射线圈103耦合到的第一发射线圈102产生的进、出磁通相互抵消，103 与102之间不存在磁通耦合，互感M₁几乎为零。由于第一接收线圈202与第一发射线圈102结构对称，第二接收线圈203与第二发射线圈103结构对称，则接收线圈202与203之间也不存在磁通耦合，互感M₂也为零；类似地，在磁芯正对情况下，第一接收线圈202耦合到的第二发射线圈103 产生的磁通进、出完全抵消，第二接收线圈203耦合到的第一发射线圈102产生的磁通进、出完全抵消，互感M₃和M₄均为零。由于偏移过程中，第一发射线圈102与第二发射线圈103、第一接收线圈202与第二接收线圈203的相对位置始终保持不变，因此互感M₁和M₂始终为零。

当原边位置固定，非接触变压器副边在+Z方向上发生偏移时，原副边磁芯仍然正对，有互感 M₁、M₂、M₃和M₄均为零；第一发射线圈102与第一接收线圈202正向耦合，第二发射线圈103与第二接收线圈203正向耦合，但耦合磁通对应磁路的磁阻会因磁通路径延长而增大，互感M_i、M_v均减小。当非接触变压器副边在X方向上发生偏移时，互感M₁和M₂为零，接收线圈202A、202B 耦合到的第二发射线圈103产生的磁通进、出不能完全抵消，202A与202B耦合到线圈103产生的磁通方向相同、作用面积相等，由于202A与202B顺向串联连接，第一接收线圈202耦合到的第二发射线圈有效磁通为零，从而使得互感M₄为零；类似地，可以发现M₃也为零。发生X方向偏移时，第一发射线圈102与第一接收线圈202、第二发射线圈103与第二接收线圈203耦合的磁通对应磁路的磁阻增大、绕组正对面积减小，导致互感M_i、M_v均减小。但线圈203耦合到的磁通同时存在进、出抵消，使得有效导磁面积大大减小，进而使得M_i下降趋势更快；如图1所示，线圈102、202在 X方向上的尺寸小于线圈103、203在X方向尺寸，则在X方向偏移时，第一发射线圈102与第一接收线圈202的正对面积相比于第二发射线圈103与第二接收线圈203的正对面积减小的更多，则通过合理设置线圈的长宽比，可以使得互感M_i、M_v以近似相等的幅度减小。

类似于X方向错位下的磁通耦合特性，可以发现在Y方向错位下，图1所示非接触变压器有互感M₁、M₂、M₃和M₄均为零，互感M_i、M_v以近似相等的幅度减小。

图3给出了本实用新型的具有高抗偏移特性的无线电能传输***所用的非接触变压器结构二示意图。第一发射线圈102与第二发射线圈103正交叠绕在原边磁芯中心区域，其中第一发射线圈102 由产生磁通方向相反的矩形线圈102A、102B组成，102A产生的磁通方向垂直于纸面向外，102B 产生的磁通方向垂直于纸面向内，形成闭合，第二发射线圈103由产生磁通方向相反的矩形线圈103A、 103B组成，103A产生的磁通方向垂直于纸面向外，103B产生的磁通方向垂直于纸面向内，形成闭合。线圈结构与图1类似，区别在于线圈的长宽比不同。

图4给出了本实用新型的具有高抗偏移特性的无线电能传输***所用的非接触变压器结构三示意图。第一发射线圈102由沿X方向分绕在两个磁芯边柱上的矩形线圈102A、102B顺向串联而成，第二发射线圈103由沿Y方向分绕在两个磁芯边柱上的矩形线圈103A、103B顺向串联而成，图中所示箭头表示流过绕组的电流方向。磁通特性与图1类似，在X、Y、Z方向上发生偏移时，互感 M₁、M₂、M₃和M₄均为零，互感M_i、M_v均减小。

图5给出了本实用新型的具有高抗偏移特性的无线电能传输***所用的非接触变压器结构四示意图。第一发射线圈102沿Y方向围绕磁芯垂直绕制，第二发射线圈103沿X方向围绕磁芯垂直绕制，图中所示箭头表示流过绕组的电流方向。则第一发射线圈102产生磁通沿X方向路径流通，与第二发射线圈103平行，线圈103耦合到的102线圈产生的有效磁通为零，互感M₁为零，由于原副边绕组结构对称，互感M3也为零。在磁芯正对情况下，第一发射线圈102产生的磁通方向与第二接收线圈203平行，第二发射线圈103产生的磁通方向与第一接收线圈平行，耦合磁通为零，导致互感M₃和M₄均为零。当原边位置固定，非接触变压器副边在+Z方向上发生偏移时，原副边磁芯仍然正对，有互感M₁、M₂、M₃和M₄均为零；第一发射线圈102与第一接收线圈202正向耦合，第二发射线圈103与第二接收线圈203正向耦合，但耦合磁通对应磁路的磁阻会因磁通路径延长而增大，互感M_i、M_v均减小。当非接触变压器副边在X、Y方向上发生偏移时，互感M₁和M₂为零，第一发射线圈102产生的磁通沿X方向流通，与接收线圈203平行，第二发射线圈103产生的磁通沿Y方向流通，与接收线圈202平行，使得互感M₃、M₄为零。同时第一发射线圈102与第一接收线圈202、第二发射线圈103与第二接收线圈203耦合的磁通对应磁路的磁阻增大、绕组正对面积减小，导致互感M_i、M_v均减小。

图6给出了本实用新型的具有高抗偏移特性的无线电能传输***所用的非接触变压器结构五示意图。第一发射线圈102由沿Y方向对称分布在磁芯两侧的线圈102A、102B组成，线圈102A、102B 沿X方向围绕磁芯垂直绕制，第二发射线圈103由沿X方向对称分布在磁芯两侧的线圈103A、103B 组成，线圈103A、103B沿Y方向围绕磁芯垂直绕制，图中所示箭头表示流过绕组的电流方向。其磁通耦合特性与图4类似，在X、Y、Z方向上发生偏移时，互感M₁、M₂、M₃和M₄均为零，互感 M_i、M_v均减小。

图7给出了本实用新型的具有高抗偏移特性的无线电能传输***所用的非接触变压器结构六示意图。第一发射线圈102由分布在矩形一个对角线上的两个矩形线圈串联而成，第二发射线圈103 由分布在矩形另一个对角线上的两个矩形线圈串联而成。通过合理设计线圈102与线圈103的重叠面积，可以使得发射线圈102耦合到的发射线圈103产生的磁通进、出完全抵消，互感M₁为零。由于原副边结构对称，则在Z方向错位时，有互感M₁、M₂、M₃和M₄均为零。但是在发生X方向、Y 方向错位时，互感M₁、M₂仍为零，但接收线圈202耦合的到发射线圈103产生的磁通进、出不能抵消，接收线圈203耦合的到发射线圈102产生的磁通进、出不能抵消互感，M₃和M₄均不为零，随着错位距离的增大而增大；同时第一发射线圈102与第一接收线圈202、第二发射线圈103与第二接收线圈203耦合的磁通对应磁路的磁阻增大、绕组正对面积减小，导致互感M_i、M_v均减小。图中磁芯未画出。

图8给出了本实用新型的具有高抗偏移特性的无线电能传输***所用的非接触变压器结构七示意图。图中箭头表示绕组中电流方向。第一发射线圈102由产生磁通方向相反的矩形线圈102A、102B 组成，102A产生的磁通方向垂直于纸面向内，102B产生的磁通方向垂直于纸面向外，形成闭合，第二发射线圈103由产生磁通方向相同的矩形线圈103A、103B组成，103A、103B产生的磁通方向均垂直于纸面向外。发射线圈103A、103B耦合到的发射线圈102产生的磁通均进、出完全抵消，互感M₁为零。由于原副边结构对称，则在Z方向错位时，有互感M₁、M₂、M₃和M₄均为零。在发生X方向偏移时，接收线圈203A、203B耦合到的第一发射线圈102产生的磁通进、出完全抵消，接收线圈203耦合到的第一发射线圈有效磁通为零，从而使得互感M₃为零；类似地，由于原副边结构对称，可以发现M₄也为零；同时第一发射线圈102与第一接收线圈202、第二发射线圈103与第二接收线圈203耦合的磁通对应磁路的磁阻增大、绕组正对面积减小，导致互感M_i、M_v均减小。在发生Y方向偏移时，互感M_i、M_v均减小，同时通过合理设计线圈102(202)与线圈103A(203A)、 103B(203B)的重叠面积，可以使得线圈102耦合到的线圈103产生的磁通进、出相互抵消，互感M₃、 M₄为零。

图9给出了本实用新型的具有高抗偏移特性的无线电能传输***所用的非接触变压器结构八示意图。图中箭头表示绕组中电流方向。第一发射线圈102由产生磁通方向相反的矩形线圈102A、102B 组成，102A产生的磁通方向垂直于纸面向内，102B产生的磁通方向垂直于纸面向外，形成闭合，第二发射线圈103叠绕在第一发射线圈102的中心。发射线圈103耦合到的发射线圈102产生的磁通均进、出完全抵消，互感M₁为零。由于原副边结构对称，则在Z方向错位时，有互感M₁、M₂、 M₃和M₄均为零。在发生Y方向偏移时，接收线圈203耦合到的发射线圈102产生的磁通左半部分进、右半部分出，总有效磁通为零，使得互感M₃为零,类似地，由于原副边结构对称，可以发现 M₄也为零；同时第一发射线圈102与第一接收线圈202、第二发射线圈103与第二接收线圈203耦合的磁通对应磁路的磁阻增大、绕组正对面积减小，导致互感M_i、M_v均减小。在发生X方向偏移时，互感M_i、M_v均减小，但是接收线圈203(202)耦合到的发射线圈102(103)产生的磁通进、出不能抵消，互感M₃、M₄逐渐增大。

图10给出了本实用新型的具有高抗偏移特性的无线电能传输***所用的非接触变压器结构九示意图。图中箭头表示绕组中电流方向。第一发射线圈102叠绕在第二发射线圈103上方，两线圈部分重叠，通过设计两线圈的交叠面积，可以使得发射线圈103耦合到的发射线圈102产生的磁通均进、出完全抵消，互感M₁为零。由于原副边结构对称，则在Z方向错位时，有互感M₁、M₂、M₃和M₄均为零。在发生Y方向偏移时，接收线圈203耦合到的发射线圈102产生的磁通有的进、有的出，总有效磁通为零，互感M₃为零,类似地，由于原副边结构对称，M₄也为零；同时第一发射线圈102与第一接收线圈202、第二发射线圈103与第二接收线圈203耦合的磁通对应磁路的磁阻增大、绕组正对面积减小，导致互感M_i、M_v均减小。在发生X方向偏移时，互感M_i、M_v均减小，但是接收线圈203(202)耦合到的发射线圈102(103)产生的磁通进、出不能抵消，互感M₃、M₄逐渐增大。

基于图1所示的非接触变压器结构，可以进一步分析本实用新型的技术方案的工作原理。值得注意的是，本实用新型的具有高抗偏移特性的无线电能传输***要求在偏移过程中，互感M₁、M₂、 M₃和M₄的值很小，接近于零或等于零，只存在互感M_i、M_v，同时随着偏移距离的增加，M_v、M_i同增或者同减，其对应的耦合系数k_v、k_i近似满足线性关系变化，即k_v≈ak_i+b，a、b为常数。在下面实施例中，图1所示的非接触变压器结构与电路拓扑可以自由组合。

无线电能传输***的组成包括依次连接直流电压源、高频逆变器、谐振变换单元、整流滤波电路R和负载R_L。为凸显本实用新型的设计重点，取其中的AC/AC谐振变换单元为本实用新型的研究对象。为提高非接触变换器的效率，一般设计变换器工作在谐振频率点附近，谐振电感电流近似正弦，则可以采用基波近似分析法，将谐振网络中的变量都用其基波分量替代。将高频逆变器输出等效为一个交流电压源

当整流桥连续导通时，其桥臂中点的电压和电流始终同相，整流滤波电路等效为一个负载电阻R_E，满足R_E＝8/π²R_L，R_E为等效负载电阻，R_L为负载电阻。其中高频逆变器的可选电路很多，包括推挽、半桥、全桥电路等，整流滤波电路R的可选电路也很多，包括桥式整流、全波整流、半波整流、倍流整流、倍压整流等。

实施例一：

图11给出了本实用新型的具有高抗偏移特性的无线电能传输***第一种实施例的电路结构图。包括电源E、发射单元P1、发射单元P2、接收单元S1、接收单元S2和负载电阻R_E。电源E包括交流电压源

和电感L_r、电容C_r组成的LC谐振网络；发射单元P1包括串联连接的发射线圈L_pv和谐振电容C_pv；发射单元P2包括并联连接的发射线圈L_pi和谐振电容C_ppi；接收单元S1包括串联连接的接收线圈L_si和谐振电容C_si；接收单元S2包括接收线圈L_sv、谐振电容C_spv和谐振电感L_rs，其中L_sv与C_spv并联连接后再与L_rs串联连接。电源E与发射单元P1、发射单元P2依次串联，接收单元S2与接收单元S1并联连接后给负载电阻R_E供电，发射线圈L_pv和接收线圈L_sv间通过互感M_v耦合，发射线圈L_pi和接收线圈L_si通过互感M_i耦合。

谐振元件参数满足：

其中，ω₀为谐振频率。L_r与C_r谐振，流过发射线圈L_pv的电流恒定。根据电路基本理论可以求得谐振频率ω₀下流过发射线圈L_pv、发射线圈L_pi、接收线圈L_si和接收线圈L_sv的电流

和

分别为：

进一步地，输出电流增益与输入阻抗分别为：

其中，为输出电流。k_v、k_i为互感M_v、M_i对应的耦合系数。完全补偿条件下，本实用新型实施例一的输出电流增益与负载无关，输入阻抗始终为纯阻。由图1中给出的非接触变压器结构，可以发现在非接触变压器的副边相对原边发生偏移时，互感M_v、M_i变化趋势相同。以沿+Z方向偏移为例，M_v、M_i均减小，对应地M_v/L_sv减小，而L_pi/M_i会增大，通过合理设计变压器参数，使得

的增加量补偿ω₀M_v的减小量，则可以在一定偏移工况内实现恒定电流输出，提高无线电能传输***的抗偏移特性。

令k_v＝ak_i+b＝ak+b，

a、b为常数，k为耦合系数，可以求得输出电流增益的极小值点及对应的耦合系数k_e为：

G_iv(k)表示耦合系数为k时输出电流增益，G_iv(k_e)即为k＝k_e时的输出电流增益，进一步地，将输出电流增益用极小值进行标幺，有

G_iv*(k)表示耦合系数为k时标幺后的输出电流增益。假设a＝1，b＝0，取不同的k_e值，可以绘制标幺后的输出电流增益随耦合系数变化的曲线如图12所示，可以发现标幺后的输出电流增益随耦合系数非单调变化，在极值点附近变化平缓，则通过设计可以在给定的耦合系数区间[k_min，k_max]内，实现最小的输出电流波动，提高无线电能传输***的抗偏移特性。

当耦合系数k在区间[k_min，k_max]内变化时，且k_e∈[k_min，k_max]，定义输出电流波动

G_ivmax 为输出电流增益最大值，G_ivmin 为输出电流增益最小值，则根据图12可知输出电流波动ξ为

G_iv(k_max)表示为k＝k_max时的输出电流增益，G_iv(k_min)表示为k＝k_min时的输出电流增益。本实用新型实施例一中谐振元件参数满足

时，能够在有效耦合系数区间[k_min，k_max]实现最小的输出电流波动。证明过程如下：

当耦合系数为k时的输出电流增益可以表示为

下面证明取得等号的条件同时成立，当G_iv(k_max)＝G_iv(k_min)时，有

实施例二：

图13给出了本实用新型的具有高抗偏移特性的无线电能传输***第二种实施例的电路结构图。包括电源E、发射单元P1、发射单元P2、接收单元S1、接收单元S2和负载电阻R_E。电源E包括交流电压源

和电感L_rl、电容C_r、电感L_r2组成的LC谐振网络；发射单元P1包括串联连接的发射线圈L_pv和谐振电容C_pv；发射单元P2包括发射线圈L_pi、谐振电容C_ppi、C_psi和谐振电感L_sr，其中发射线圈L_pi与电容C_psi串联连接后与电容C_ppi并联，再与谐振电感L_sr串联连接；接收单元S1包括串联连接的接收线圈L_sv和谐振电容C_sv；接收单元S2包括接收线圈L_si、谐振电容C_ssi、C_spi和谐振电感L_ssi，其中L_si与C_ssi串联连接后与C_spi并联连接，再与L_ssi串联连接。发射单元P1与发射单元 P2并联后由电源E供电，接收单元S2与接收单元S1并联连接后给负载电阻R_E供电，发射线圈L_pv和接收线圈L_sv间通过互感M_v耦合，发射线圈L_pi和接收线圈L_si通过互感M_i耦合。

谐振元件参数满足：

其中，ω₀为谐振频率。L_r1与C_r谐振，电流

恒定。根据电路基本理论可以求得谐振频率ω₀下流过发射线圈L_pv、发射线圈L_pi、接收线圈L_si和接收线圈L_sv的电流

和分别为：

进一步地，输出电压增益与输入阻抗分别为：

其中，为输出电压。

k_v、k_i为互感M_v、M_i对应的耦合系数。完全补偿条件下，本实用新型实施例二的输出电压增益与负载无关，输入阻抗始终为纯阻。令k_i＝ak_v+b＝ak+b，

a、b为常数，k为耦合系数，可以求得输出电压增益的极大值点及对应的耦合系数k_e为：

G_vv(k_e)即为k＝k_e时的输出电压增益，进一步地，将输出电压增益用极大值进行标幺，有

G_vv*(k)表示耦合系数为k时标幺后的输出电压增益。假设a＝1，b＝0，取不同的k_e值，可以绘制标幺后的输出电压增益随耦合系数变化的曲线如图14所示，可以发现标幺后的输出电压增益随耦合系数非单调变化，在极值点附近变化平缓，则通过合理的设计k_e值，可以在给定的耦合系数区间[k_min，k_max]内，实现最小的输出电压波动，提高无线电能传输***的抗偏移特性。

区别于实施例一，本实用新型实施例二可以在较宽的耦合系数与负载变化范围内实现恒压输出。

当耦合系数k在区间[k_min，k_max]内变化时，且k_e∈[k_min，k_max]，定义输出电压波动为

G_vvmax为输出电流增益最大值，G_vvmin为输出电流增益最小值，则根据图14可知输出电压波动ξ为

G_vv(k_max)表示为k＝k_max时的输出电压增益，G_vv(k_min)表示为k＝k_min时的输出电压增益。本实用新型实施例二中谐振元件参数满足时，能够在有效耦合系数区间[k_min，k_max]实现最小的输出电压波动。证明过程如下：

当耦合系数为k时的输出电压增益可以表示为

令

G_vv(k)表示耦合系数为k时输出电压增益；

下面证明取得等号的条件同时成立，当H(k_max)＝H(k_min)时，有

其中H(x)表示为耦合系数k为x时H的值。

实施例三：

图15给出了本实用新型的具有高抗偏移特性的无线电能传输***第三种实施例的电路结构图。包括电源E、发射单元P1、发射单元P2、接收单元S1、接收单元S2和负载电阻R_E。电源E包括交流电压源

和电感L_r、电阻C_r组成的LC谐振网络；发射单元P1包括串联连接的发射线圈L_pv和谐振电容C_pv；发射单元P2包括并联连接的发射线圈L_pi和谐振电容C_ppi；接收单元S1包括串联连接的接收线圈L_sv和谐振电容C_sv；接收单元S2包括并联连接的接收线圈L_si和谐振电容C_spi。电源E 与发射单元P1、发射单元P2依次串联，接收单元S2、接收单元S1和负载电阻R_E依次串联，发射线圈L_pv和接收线圈L_sv间通过互感M_v耦合，发射线圈L_pi和接收线圈L_si通过互感M_i耦合。

谐振元件参数满足：

其中，ω₀为谐振频率。L_r与C_r谐振，流过发射线圈L_pv的电流

恒定。当工作在谐振频率ω₀时，流过发射线圈L_pv、发射线圈L_pi、接收线圈L_si和接收线圈L_sv的电流

和

分别为：

输出电压增益与输入阻抗分别为：

其中，

为输出电压。k_v、k_i为互感M_v、M_i对应的耦合系数。完全补偿条件下，本实用新型实施例三的输出电压增益与负载无关，输入阻抗始终为纯阻。将互感M_v、M_i用对应的耦合系数k_v、k_i表示，令k_v＝ak_i+b＝ak+b，

a、b为常数，k为耦合系数，可以求得输出电压增益的极小值点及对应的耦合系数k_e为：

G_vv(k)表示耦合系数为k时输出电压增益，G_vv(k_e)即为k＝k_e时的输出电压增益，进一步地，将输出电压增益用极小值进行标幺，有

G_vv*(k)表示耦合系数为k时标幺后的输出电流增益，其表达式与本实用新型实施例一表达式相同，具有相似的外特性。则通过设计

可以在给定的耦合系数区间[k_min，k_max]内，实现最小的输出电压波动，提高无线电能传输***的抗偏移特性。本实用新型实施例三要求发射线圈 L_pv、发射线圈L_pi、接收线圈L_si和接收线圈L_sv的自感值满足

实施例四：

图16给出了本实用新型的具有高抗偏移特性的无线电能传输***第四种实施例的电路结构图。包括电源E、发射单元P1、发射单元P2、接收单元S1、接收单元S2和负载电阻R_E。电源E包括交流电压源

和电感L_r、电容C_r组成的LC谐振网络；发射单元P1包括发射线圈L_pv；发射单元P2 包括发射线圈L_pi、谐振电容C_psi和C_ppi，其中发射线圈L_pi与电容C_psi串联连接后再与电容C_ppi并联连接；接收单元S1包括接收线圈L_sv；接收单元S2包括接收线圈L_si、谐振电容C_spi和C_ssi，其中接收线圈L_si与电容C_ssi串联连接后再与电容C_spi并联连接。电源E与发射单元P1、发射单元P2依次串联，接收单元S2、接收单元S1和负载电阻R_E依次串联，发射线圈L_pv和接收线圈L_sv间通过互感 M_v耦合，发射线圈L_pi和接收线圈L_si通过互感M_i耦合。

谐振元件参数满足：

其中，ω₀为谐振频率。L_r与C_r谐振，流过发射线圈L_pv的电流

恒定。当工作在谐振频率ω₀时，流过发射线圈L_pv、发射线圈L_pi、接收线圈L_si和接收线圈L_sv的电流

和

分别为：

输出电压增益与输入阻抗分别为：

其中，

为输出电压。

k_v、k_i为互感M_v、M_i对应的耦合系数。完全补偿条件下，本实用新型实施例四的输出电压增益与负载无关，输入阻抗始终为纯阻。令k_v＝ak_i+b＝ak+b，

a、b为常数，k为耦合系数，可以求得输出电压增益的极小值点及对应的耦合系数k_e为：

G_vv(k)表示耦合系数为k时输出电流增益，G_vv(k_e)即为k＝k_e时输出电压增益，区别于实施例三，本实用新型实施例四中的发射线圈L_pv、发射线圈L_pi、接收线圈L_si和接收线圈L_sv的自感值要求满足：

λ_p＝L_pv/L_pi，λ_s＝L_sv/L_si (33)

进一步地，将输出电压增益用极小值进行标幺，有

G_vv*(k)表示耦合系数为k时标幺后的输出电压增益，其表达式本实用新型实施例一标幺后的输出电流增益表达式相同，具有相似的外特性。可以发现标幺后的输出电压增益随耦合系数非单调变化，在极值点附近变化平缓，则通过设计

可以在给定的耦合系数区间[k_min，k_max] 内，实现最小的输出电压波动，提高无线电能传输***的抗偏移特性，在较宽的耦合系数变化和负载变化范围内实现恒压输出。

实施例五：

图17给出了本实用新型的具有高抗偏移特性的无线电能传输***第五种实施例的电路结构图。包括电源E、发射单元P1、发射单元P2、接收单元S1、接收单元S2和负载电阻R_E。电源E包括交流电压源和电感L_r、电容C_r组成的LC谐振网络；发射单元P1包括串联连接的发射线圈L_pv和谐振电容C_pv；发射单元P2包括发射线圈L_pi、谐振电容C_psi和C_ppi，其中发射线圈L_pi与电容C_psi串联连接后再与电容C_pi并联连接；接收单元S1包括串联连接的接收线圈L_sv和谐振电容C_sv；接收单元S2包括接收线圈L_si、谐振电容C_spi和C_ssi，其中接收线圈L_si与电容C_ssi串联连接后再与电容 C_spi并联连接。电源E与发射单元P1、发射单元P2依次串联，接收单元S2、接收单元S1和负载电阻R_E依次串联，发射线圈L_pv和接收线圈L_sv间通过互感M_v耦合，发射线圈L_pi和接收线圈L_si通过互感M_i耦合。

谐振元件参数满足：

其中，ω₀为谐振频率。L_r与C_r谐振，流过发射线圈L_pv的电流

恒定。当工作在谐振频率ω₀时，流过发射线圈L_pv、发射线圈L_pi、接收线圈L_si和接收线圈L_sv的电流

和

分别为：

输出电压增益与输入阻抗分别为：

其中，

为输出电压，

k_v、k_i为互感M_v、M_i对应的耦合系数。完全补偿条件下，本实用新型实施例五的输出电压增益与负载无关，输入阻抗始终为纯阻。令k_v＝ak_i+b＝ak+b，

a、b为常数，k为耦合系数，可以求得输出电压增益的极小值点及对应的耦合系数k_e为：

G_vv(k)表示耦合系数为k时输出电压增益，G_vv(k_e)即为k＝k_e时的输出电压增益，进一步地，将输出电压增益用极小值进行标幺，有

G_vv*(k)表示耦合系数为k时标幺后的输出电压增益，其表达式本实用新型实施例一标幺后的输出电流增益表达式相同，具有相似的外特性。可以发现标幺后的输出电压增益随耦合系数非单调变化，在极值点附近变化平缓，则通过合理的设计

可以在给定的耦合系数区间[k_min， k_max]内，实现最小的输出电压波动，提高无线电能传输***的抗偏移特性。

区别于本实用新型的实施例四、实施例三，实施例五中的补偿电容C_psi、C_ssi为实现输出电压波动最小提供了设计自由度，即针对任意非接触变压器参数，可以调整补偿电容C_psi、C_ssi的值来满足

从而在较宽的耦合系数与负载变化范围内实现恒压输出。

实施例六：

图18给出了本实用新型的具有高抗偏移特性的无线电能传输***第六种实施例的电路结构图。包括电源E、发射单元P1、发射单元P2、接收单元S1、接收单元S2和负载电阻R_E。电源E包括交流电压源

和电感L_r、电容C_r组成的LC谐振网络；发射单元P1包括串联连接的发射线圈L_pv和谐振电容C_pv；发射单元P2包括发射线圈L_pi和谐振电容C_ppi、C_psi，L_pi与C_psi串联连接后与C_ppi并联连接；接收单元S1包括串联连接的接收线圈L_si和谐振电容C_si；接收单元S2包括接收线圈L_sv、谐振电容C_spv、C_spv和谐振电感L_rs，其中L_sv与C_ssv串联连接后与C_spv并联连接，再与L_rs串联连接。电源E与发射单元P1、发射单元P2依次串联，接收单元S2与接收单元S1并联连接后给负载电阻 R_E供电，发射线圈L_pv和接收线圈L_sv通过互感M_v耦合，发射线圈L_pi和接收线圈L_si通过互感M_i耦合。

谐振元件参数满足：

其中，ω₀为谐振频率。L_r与C_r谐振，流过发射线圈L_pv的电流

恒定。根据电路基本理论可以求得谐振频率ω₀下流过发射线圈L_pv、发射线圈L_pi、接收线圈L_si和接收线圈L_sv的电流和分别为：

其中，

进一步地，输出电流增益与输入阻抗分别为：

其中，

为输出电流，k_v、k_i为互感M_v、M_i对应的耦合系数。完全补偿条件下，本实用新型实施例一的输出电流增益与负载无关，输入阻抗始终为纯阻。令k_v＝ak_i+b＝ak+b，

a、 b为常数，k为耦合系数，可以求得输出电流增益的极小值点及对应的耦合系数k_e为：

G_iv(k)表示耦合系数为k时输出电流增益，G_iv(k_e)即为k＝k_e时的输出电流增益，进一步地，将输出电流增益用极小值进行标幺，有

G_iv*(k)表示耦合系数为k时标幺后的输出电流增益。标幺后的输出电流增益与本实用新型实施例一相同，则通过设计

可以在给定的耦合系数区间[k_min，k_max]内，实现最小的输出电流波动，提高无线电能传输***的抗偏移特性。

区别于本实用新型的实施例一，实施例六中的补偿电容C_psi、C_ssi为实现最小输出电流波动提供了设计自由度，即针对任意非接触变压器参数，可以调整补偿电容C_psi、C_ssv的值来满足

从而在较宽的耦合系数与负载变化范围内实现恒流输出。

实施例七：

图19给出了本实用新型的具有高抗偏移特性的无线电能传输***第七种实施例的电路结构图。包括电源E、发射单元P1、发射单元P2、接收单元S1、接收单元S2和负载电阻R_E。电源E包括交流电压源

和电感L_r1、电容C_r、电感L_r2组成的LC谐振网络；发射单元P1包括串联连接的发射线圈L_pv和谐振电容C_pv；发射单元P2包括发射线圈L_pi、谐振电容C_ppi和谐振电感L_sr，其中发射线圈L_pi与电容C_ppi并联，再与谐振电感L_sr串联连接；接收单元S1包括串联连接的接收线圈L_sv和谐振电容C_sv；接收单元S2包括接收线圈L_si、谐振电容C_spi和谐振电感L_ssi，其中L_si与C_spi并联连接，再与L_ssi串联连接。发射单元P1与发射单元P2并联后由电源E供电，接收单元S2与接收单元S1 并联连接后给负载电阻R_E供电，发射线圈L_pv和接收线圈L_sv间通过互感M_v耦合，发射线圈L_pi与接收线圈L_si通过互感M_i耦合。

谐振元件参数满足：

其中，ω₀为谐振频率。L_r1与C_r谐振，电流

恒定。根据电路基本理论可以求得谐振频率ω₀下流过发射线圈L_pv、发射线圈L_pi、接收线圈L_si和接收线圈L_sv的电流

和

分别为：

进一步地，输出电压增益与输入阻抗分别为：

其中，

为输出电压，k_v、k_i为互感M_v、M_i对应的耦合系数。完全补偿条件下，本实用新型实施例七的输出电压增益与负载无关，输入阻抗始终为纯阻。令k_i＝ak_v+b＝ak+b，

a、 b为常数，k为耦合系数，可以求得输出电压增益的极大值点及对应的耦合系数k_e为：

G_vv(k)表示耦合系数为k时输出电压增益，G_iv(ke)即为k＝k_e时的输出电压增益，进一步地，将输出电压增益用极大值进行标幺，有

G_vv*(k)表示耦合系数为k时标幺后的输出电压增益，其表达式与本实用新型实施例二标幺后的输出电压增益表达式相同，则通过设计

可以在给定的耦合系数区间[k_min，k_max]内，实现最小的输出电压波动，提高无线电能传输***的抗偏移特性。

区别于实施例二，在a≈1时，本实用新型实施例七要求非接触变压器绕组自感L_pv、L_pi、L_si和 L_sv近似满足

能够在有效耦合系数区间[k_min，k_max]实现最小的输出电压波动。

实施例八：

图20、图21给出了本实用新型的具有高抗偏移特性的无线电能传输***第八种实施例的电路结构图。包括电源E、发射单元P1、发射单元P2、接收单元S1、接收单元S2和负载电阻R_E。电源E包括交流电压源

和电感L_r1、电容C_r组成的LC谐振网络；发射单元P1包括串联连接的发射线圈L_pv和谐振电容C_pv；发射单元P2包括耦合电感T1和串联连接的发射线圈L_pi、谐振电容C_psi；接收单元S1包括耦合电感T2和串联连接的接收线圈L_si、谐振电容C_ssi；接收单元S2包括串联连接的接收线圈L_sv和谐振电容C_sv。电源E与发射单元P1、发射单元P2依次串联，接收单元S1、接收单元S2与负载电阻R_E依次串联，发射线圈L_pv和接收线圈L_sv间通过互感M_v耦合，发射线圈L_pi和接收线圈L_si通过互感M_i耦合。

耦合电感T1包括自感L₁、L₂与互感M₁₂，耦合电感T2包括自感L₃、L₄与互感M₃₄，如图20所示，L₁、L₂顺向串联，L₁与发射线圈L_pv串联连接，L₂与发射线圈L_pi串联连接；L₃、L₄顺向串联， L₃与接收线圈L_sv串联连接，L₄与接收线圈L_si串联连接。如图21所示，耦合电感T1、T2还可以为隔离式的结构，L₁、L₂无电气连接，通过互感M₁₂实现磁通耦合；同样地，L₃、L₄无电气连接，通过互感M₃₄实现磁通耦合。

图20、图21所示电路中谐振元件参数满足：

其中，ω₀为谐振频率。L_r1与C_r谐振，电流

恒定。根据电路基本理论可以求得谐振频率ω₀下输出电压增益为：

其中，

为输出电压，k_v、k_i为互感M_v、M_i对应的耦合系数。完全补偿条件下，本实用新型实施例八的输出电压增益与负载无关，输入阻抗始终为纯阻，与实施例五有相似的外特性。

令k_v＝ak_i+b＝ak+b，

a、b为常数，k为耦合系数，可以求得输出电压增益的极小值点及对应的耦合系数k_e为：

G_vv(k)表示耦合系数为k时输出电压增益，G_vv(k_e)即为k＝k_e时的输出电压增益，进一步地，将输出电压增益用极小值进行标幺，有

G_vv*(k)表示耦合系数为k时标幺后的输出电压增益，其表达式与本实用新型实施例一标幺后的输出电流增益表达式相同，则通过设计

可以在给定的耦合系数区间[k_min，k_max]内，实现最小的输出电压波动，提高无线电能传输***的抗偏移特性。

此外，还可以将绕组L1与L_pv、绕组L₂与L_pi、绕组L₃与L_sv、绕组L₄与L_si集成，实现绕组共用，减小线圈体积与重量，如图22所示。值得注意的是，这里发射线圈L_pv与L_pi、接收线圈L_sv与 L_si均存在磁通耦合，同名端用“”表示，对应的互感分别为M₁₂、M₃₄。

实施例九：

图23、图24给出了本实用新型的具有高抗偏移特性的无线电能传输***第九种实施例的电路结构图。包括电源E、发射单元P1、发射单元P2、接收单元S1、接收单元S2和负载电阻R_E。电源 E为交流电压源

发射单元P1包括串联连接的发射线圈L_pv和谐振电容C_pv；发射单元P2包括耦合电感T1和串联连接的发射线圈L_pi、谐振电容C_psi；接收单元S1包括耦合电感T2和串联连接的接收线圈L_si、谐振电容C_ssi；接收单元S2包括串联连接的接收线圈L_sv和谐振电容C_spv。电源E与发射单元P1、发射单元P2依次串联，接收单元S1、接收单元S2与负载电阻R_E依次串联，发射线圈L_pv和接收线圈L_sv间通过互感M_v耦合，发射线圈L_pi和接收线圈L_si通过互感M_i耦合。

耦合电感T1包括自感L₁、L₂与互感M₁₂，耦合电感T2包括自感L₃、L₄与互感M₃₄，如图23所示，L₁、L₂顺向串联，L₁与发射线圈L_pv串联连接，L₂与发射线圈L_pi串联连接。电路中谐振元件参数满足：

其中，ω₀为谐振频率。根据电路基本理论可以求得谐振频率ω₀下输出电流增益与输入阻抗为：

其中，

为输出电流，k_v、k_i为互感M_v、M_i对应的耦合系数。完全补偿条件下，本实用新型实施例九的输出电流增益与负载无关，输入阻抗始终为纯阻。令k_v＝ak_i+b＝ak+b，

a、 b为常数，k为耦合系数，可以求得输出电流增益的极大值点及对应的耦合系数k_e为：

G_iv(k)表示耦合系数为k时输出电流增益，G_iv(k_e)即为k＝k_e时的输出电流增益，进一步地，将输出电流增益用极大值进行标幺，有

G_iv*(k)表示耦合系数为k时标幺后的输出电流增益，其表达式与本实用新型实施例二标幺后的输出电压增益表达式相同，则通过设计

可以在给定的耦合系数区间[k_min，k_max]内，实现最小的输出电流波动，提高无线电能传输***的抗偏移特性。

此外，还可以将绕组L₁与L_pv、绕组L₂与L_pi、绕组L₃与Lsv、绕组L₄与L_si集成，实现绕组共用，减小线圈体积与重量，如图24所示。值得注意的是，这里发射线圈L_pv与L_pi、接收线圈L_sv与 L_si均存在磁通耦合，同名端用“”表示，对应的互感分别为M₁₂、M₃₄。

实施例十：

图25至图27给出了本实用新型的具有高抗偏移特性的无线电能传输***第十种实施例的电路结构图。包括电源E、发射单元P1、发射单元P2、接收单元S1、接收单元S2和负载电阻R_E。电源 E包括交流电压源

和电感L_r、电容C_r组成的LC谐振网络；发射单元P1包括串联连接的发射线圈 L_pv和谐振电容C_pv；发射单元P2包括耦合电感T1和串联连接的发射线圈L_pi、谐振电容C_psi；接收单元S1包括耦合电感T2和串联连接的接收线圈L_si、谐振电容C_ssi；接收单元S2包括接收线圈L_sv、谐振电容C_sv、C_q与谐振电感L_q，其中L_sv与C_sv串联连接后与C_q并联连接，再与L_q串联。电源E 与发射单元P1、发射单元P2依次串联，接收单元S2、接收单元S1与负载电阻R_E依次串联，发射线圈L_pv和接收线圈L_sv间通过互感M_v耦合，发射线圈L_pi和接收线圈L_si通过互感M_i耦合。

耦合电感T1包括自感L₁、L₂与互感M₁₂，耦合电感T2包括自感L₃、L₄与互感M₃₄，如图25所示，L₁、L₂顺向串联，L₁与发射线圈L_pv串联连接，L₂与发射线圈L_pi串联连接；L₃、L₄顺向串联， L₃与接收线圈L_sv串联连接，L₄与接收线圈L_si串联连接。如图26所示，耦合电感T1、T2还可以为隔离式的结构，L₁、L₂无电气连接，通过互感M₁₂实现磁通耦合；同样地，L₃、L₄无电气连接，通过互感M₃₄实现磁通耦合。电路中谐振元件参数满足：

其中，ω₀为谐振频率。L_r与C_r谐振，电流

恒定。根据电路基本理论可以求得谐振频率ω₀下输出电流增益为：

其中，

为输出电流，k_v、k_i为互感M_v、M_i对应的耦合系数。完全补偿条件下，本实用新型实施例十的输出电流增益与负载无关，输入阻抗始终为纯阻。

令k_v＝ak_i+b＝ak+b，

a、b为常数，k为耦合系数，可以求得输出电流增益的极小值点及对应的耦合系数k_e为：

G_iv(k)表示耦合系数为k时输出电流增益，G_iv(k_e)即为k＝k_e时的输出电流增益，进一步地，将输出电压增益用极小值进行标幺，有

G_iv*(k)表示耦合系数为k时标幺后的输出电流增益，其表达式与本实用新型实施例一标幺后的输出电流增益表达式相同，则通过设计可以在给定的耦合系数区间[k_min，k_max]内，实现最小的输出电流波动，提高无线电能传输***的抗偏移特性。

实施例十一：

图28给出了本实用新型的具有高抗偏移特性的无线电能传输***第十一种实施例的电路结构图。包括电源E、发射单元P1、发射单元P2、接收单元S1、接收单元S2和负载电阻R_E。电源E 为交流电流源

也可用交流电压源加LC谐振网络变换得到；发射单元P1包括串联连接的发射线圈L_pv和谐振电容C_pv；发射单元P2包括耦合电感T1、谐振电容C1以及串联连接的发射线圈L_pi、谐振电容C_psi；接收单元S1包括串联连接的接收线圈L_sv和谐振电容C_sv；接收单元S2包括耦合电感T2、谐振电容C₂以及串联连接的接收线圈L_si、谐振电容C_ssi。发射单元P1与发射单元P2并联后由电源E供电，接收单元S2与接收单元S1并联连接后给负载电阻R_E供电，发射线圈L_pv和接收线圈L_sv间通过互感M_v耦合，发射线圈L_pi与接收线圈L_si通过互感M_i耦合。

耦合电感T1包括自感L₁、L₂与互感M₁₂，耦合电感T2包括自感L₃、L₄与互感M₃₄，L₁与C₁串联连接，L₃与C₂串联连接，L₂与L_pi串联连接，L₄与L_si串联连接，如图28所示，耦合电感T1、T2为隔离式的结构，L₁、L₂无电气连接，通过互感M₁₂实现磁通耦合；同样地，L₃、L₄无电气连接，通过互感M₃₄实现磁通耦合。类似图25给出的耦合电感结构，L₁与L₂、L₃与L₄还可以顺向串联连接。

图28中谐振元件参数满足：

其中，ω₀为谐振频率。根据电路基本理论可以求得谐振频率ω₀下输出电压增益为：

其中，

为输出电压，k_v、k_i为互感M_v、M_i对应的耦合系数。完全补偿条件下，本实用新型实施例十一的输出电压增益与负载无关，输入阻抗始终为纯阻。令k_i＝ak_v+b＝ak+b， a、b为常数，k为耦合系数，可以求得输出电压增益的极大值点及对应的耦合系数k_e为：

G_vi(k)表示耦合系数为k时输出电压增益，G_vi(k_e)即为k＝k_e时的输出电压增益，进一步地，将输出电压增益用极大值进行标幺，有

G_vi*(k)表示耦合系数为k时标幺后的输出电压增益，其表达式与本实用新型实施例二标幺后的输出电压增益相同，则通过设计

可以在给定的耦合系数区间[k_min，k_max]内，实现最小的输出电压波动，提高无线电能传输***的抗偏移特性。

实施例十二：

图29给出了本实用新型的具有高抗偏移特性的无线电能传输***第十二种实施例的电路结构图。包括电源E、发射单元P1、发射单元P2、接收单元S1、接收单元S2和等效负载电阻R_E。电源 E为交流电流源

也可用交流电压源加LC谐振网络变换得到；发射单元P1包括串联连接的发射线圈L_pv和谐振电容C_pv；发射单元P2包括耦合电感T1、谐振电容C₁、发射线圈L_pi和谐振电容C_psi，其中L_pi和C_psi串联连接；接收单元S1包括接收线圈L_sv和谐振电容C_ssv、C_spv，其中L_sv和C_ssv串联连接后与电容C_spv并联连接；接收单元S2包括串联连接的接收线圈L_si和谐振电容C_si。发射单元P1 与发射单元P2并联后由电源E供电，接收单元S1、接收单元S2与负载电阻R_E依次串联连接，发射线圈L_pv和接收线圈L_sv间通过互感M_v耦合，发射线圈L_pi与接收线圈L_si通过互感M_i耦合。

如图29所示，耦合电感T1包括自感L₁、L₂与互感M₁₂，L₁与C₁串联连接，L₂与L_pi串联连接，耦合电感T1为隔离式的结构，L₁、L₂无电气连接，通过互感M₁₂实现磁通耦合。参考图25给出的耦合电感结构，L₁与L₂还可以顺向串联连接。此外参考图25，接收侧谐振电容C_spv也可以替换为耦合电感。

图29中谐振元件参数满足：

其中，ω₀为谐振频率。根据电路基本理论可以求得谐振频率ω₀下输出电流增益为：

其中，

为输出电流，k_v、k_i为互感M_v、M_i对应的耦合系数。完全补偿条件下，本实用新型实施例十二的输出电流增益与负载无关，输入阻抗始终为纯阻。令k_i＝ak_v+b＝ak+b，

a、b为常数，k为耦合系数，可以求得输出电流增益的极大值点及对应的耦合系数k_e为：

G_ii(k)表示耦合系数为k时输出电流增益，G_ii(k_e)即为k＝k_e时的输出电流增益，进一步地，将输出电流增益用极大值进行标幺，有

G_ii*(k)表示耦合系数为k时标幺后的输出电流增益，其表达式与可以发现与本实用新型实施例二标幺后的输出电压增益相同，则通过设计

可以在给定的耦合系数区间[k_min，k_max] 内，实现最小的输出电流波动，提高无线电能传输***的抗偏移特性。

实施例十三：

图30给出了本实用新型的具有高抗偏移特性的无线电能传输***第十三种实施例的电路结构图。包括交流电压源发射单元P1、发射单元P2、接收单元S1、接收单元S2和负载电阻R_E。发射单元P1包括发射线圈L_pv；发射单元P2包括发射线圈L_pi、谐振电容C_psi和C_ppi，其中发射线圈 L_pi与电容C_psi串联连接后再与电容C_ppi并联连接；接收单元S1包括接收线圈L_sv；接收单元S2包括接收线圈L_si、谐振电容C_spi和C_ssi，其中接收线圈L_si与电容C_ssi串联连接后再与电容C_spi并联连接。交流电压源

与发射单元P1、发射单元P2依次串联，接收单元S2、接收单元S1和负载电阻R_E依次串联，发射线圈L_pv和接收线圈L_sv通过互感M_v耦合，发射线圈L_pi和接收线圈L_si通过互感M_i耦合。

谐振元件参数满足：

其中，ω₀为谐振频率。则根据电路基本理论可以求得谐振频率ω₀处对应的绕组电流为

其中

和分别为流过发射线圈L_pv、发射线圈L_pi、接收线圈L_si和接收线圈L_sv的电流。进一步地，本实用新型实施例十三的输出电流增益与输入阻抗分别为：

其中，

为输出电流，

k_v、k_i为互感M_v、M_i对应的耦合系数。可以看到完全补偿条件下，本实用新型实施例十三的输出电流增益与负载无关，输入阻抗始终为纯阻。令k_v＝ak_i+b＝ak+b，

a、b为常数，k为耦合系数，可以求得输出电流增益的极大值点及对应的耦合系数k_e为：

进一步地，将输出电流增益用极大值进行标幺，有

G_iv*(k)表示耦合系数为k时标幺后的输出电流增益，其表达式与本实用新型实施例二标幺后的输出电压增益表达式相同，随耦合系数非单调变化，在极值点附近变化平缓，则通过设计

可以在给定的耦合系数区间[k_min，k_max]内，实现最小的输出电流波动，提高无线电能传输***的抗偏移特性。

本实用新型的实施例十三中的发射线圈L_pv、发射线圈L_pi、接收线圈L_si和接收线圈L_sv的自感值还要求满足：

λ_p＝L_pv/L_pi，λ_s＝L_sv/L_si (85)

实施例十四：

图31给出了本实用新型的具有高抗偏移特性的无线电能传输***第十四种实施例的电路结构图。包括交流电压源

发射单元P1、发射单元P2、接收单元S1、接收单元S2、整流滤波电路R 和负载电阻R_L。发射单元P1包括串联连接的发射线圈L_pv和谐振电容C_pv；发射单元P2包括并联连接的发射线圈L_pi和谐振电容C_ppi；接收单元S1包括串联连接的接收线圈L_sv和谐振电容C_sv；接收单元S2包括并联连接的接收线圈L_si和谐振电容C_spi。交流电压源

与发射单元P1、发射单元P2依次串联，接收单元S2、接收单元S1和负载电阻RE依次串联，发射线圈L_pv和接收线圈L_sv间通过互感M_v耦合，发射线圈L_pi和接收线圈L_si通过互感M_i耦合。

谐振元件参数满足：

其中，ω₀为谐振频率。当工作在谐振频率ω₀时，根据电路基本理论可以推导得到输出电流增益与输入阻抗分别为：

其中，

为输出电流k_v、k_i为互感M_v、M_i对应的耦合系数。与本实用新型的实施例十三中给出的绕组电流、输出电流增益与输入阻抗表达式相同，则本实用新型的实施例十四与实施例十三有相似的性能。完全补偿条件下，本实用新型实施例十四的输出电流增益与负载无关，输入阻抗始终为纯阻。令k_v＝ak_i+b＝ak+b，

a、b为常数，k为耦合系数，同样可以求得输出电流增益的极大值点及对应的耦合系数k_e为：

G_iv(k)表示耦合系数为k时输出电流增益，G_iv(ke)即为k＝k_e时的输出电流增益，进一步地，将输出电流增益用极大值进行标幺，有

G_iv*(k)表示耦合系数为k时标幺后的输出电流增益，其表达式与本实用新型实施例二标幺后的输出电压增益表达式相同，随耦合系数非单调变化，在极值点附近变化平缓，则通过设计

可以在给定的耦合系数区间[k_min，k_max]内，实现最小的输出电流波动，提高无线电能传输***的抗偏移特性。

本实用新型实施例十四要求发射线圈L_pv、发射线圈L_pi、接收线圈L_si和接收线圈L_sv的自感值满足

能够在有效耦合系数区间[k_min，k_max]实现最小的输出电流波动ξ。

测试实例一：

为验证本实用新型的可行性，以图23所示具有高抗偏移特性的无线电能传输***为例，采用图 1所示非接触变压器结构，进行了实验验证。下表为本测试所采用的非接触变压器在气隙为5cm时的原副边自感以及补偿电容的具体取值。不同气隙间距下，本测试所用非接触变压器的互感以及耦合系数曲线如图32所示，可以看出本实用新型所用的非接触变压器结构一的互感M₁、M₂、M₃和 M₄始终很小，近似为零，互感M_i和M_v随着气隙间距变大以近似相等的幅度减小。

表1：谐振元件参数

本测试的输入电压V_in为50V，谐振频率f₀为85kHz，则ω₀＝2πf₀，有效耦合系数区间为[0.117， 0.4]，在不同气隙间距下测得的直流输出电流如图33所示，可以看出本实用新型所提出的具有高抗偏移特性的无线电能传输***可以有效提高偏移工况下非接触供电***输出特性的稳定程度，同时保持输出电压特性在变负载条件下的输出稳定性，在3.4倍的耦合系数变化范围内，输出电流波动ξ仅为1.2。

测试实例二：

为验证本实用新型的可行性，以图18所示具有高抗偏移特性的无线电能传输***为例，采用图 1所示非接触变压器结构，进行了实验验证。下表为本测试所采用的非接触变压器在气隙为5cm时的原副边自感以及补偿电容的具体取值。不同气隙间距下，本测试所用非接触变压器的互感以及耦合系数曲线如图32所示，可以看出本实用新型所用的非接触变压器结构一的互感M₁、M₂、M₃和 M₄始终很小，近似为零，互感M_i和M_v随着气隙间距变大以近似相等的幅度减小。

表2：谐振元件参数

本测试的输入电压V_in为50V，谐振频率f₀为85kHz，则ω₀＝2πf₀，有效耦合系数区间为[0.117， 0.4]，在不同气隙间距下测得的直流输出电压如图34所示，可以看出本实用新型所提出的具有高抗偏移特性的无线电能传输***可以有效提高偏移工况下非接触供电***输出特性的稳定程度，同时保持输出电压特性在变负载条件下的输出稳定性，在3.4倍的耦合系数变化范围内，输出电压波动ξ_v仅为1.2。

以上所述仅是本实用新型的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本实用新型原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本实用新型的保护范围。

Claims (7)

1.一种具有高抗偏移特性的无线电能传输***，其特征在于：包括电源E、发射单元P1、发射单元P2、接收单元S1、接收单元S2，整流滤波电路和负载电阻；

所述发射单元P1包括串联连接的发射线圈T1和阻抗单元Z01；

所述发射单元P2包括发射线圈T2、串联阻抗单元Z02a和并联阻抗单元Z02b，T2与Z02a串联连接后再与Z02b并联连接，或T2与Z02b并联连接后再与Z02a串联连接；

所述接收单元S1包含串联连接的接收线圈R1和阻抗单元Z03；

所述接收单元S2包含并接收线圈R2、串联阻抗单元Z04a和并联阻抗单元Z04b，R2与Z04a串联连接后再与Z04b并联连接，或R2与Z04b并联连接后再与Z04a串联连接；

所述阻抗单元Z01、Z03、Z02a、Z04a为导线或单电感或单电容或由多个电感电容串、并联组合；

所述阻抗单元Z02和/或Z04为单电感或单电容或由多个电感电容串、并联组合；

其中：所述电源E与发射单元P1、发射单元P2依次串联，所述接收单元S2、接收单元S1、整流滤波电路和负载电阻依次串联，所述发射线圈T1和接收线圈R1之间通过互感M_v耦合，所述发射线圈T2和接收线圈R2之间通过互感M_i耦合；

或所述电源E与发射单元P1、发射单元P2依次串联，所述接收单元S1与接收单元S2并联连接后与整流滤波电路和负载电阻依次串联，所述发射线圈T1和接收线圈R2之间通过互感M_v耦合，所述发射线圈T2和接收线圈R1之间通过互感M_i耦合；

或所述发射单元P1与发射单元P2并联后由电源E供电，所述接收单元S2、接收单元S1、整流滤波电路和负载电阻依次串联，所述发射线圈T1和接收线圈R2之间通过互感M_v耦合，所述发射线圈T2和接收线圈R1之间通过互感M_i耦合；

或所述发射单元P1与发射单元P2并联后由电源E供电，所述接收单元S1与接收单元S2并联连接后与整流滤波电路和负载电阻依次串联，所述发射线圈T1和接收线圈R1之间通过互感M_v耦合，所述发射线圈T2和接收线圈R2之间通过互感M_i耦合。

2.根据权利要求1所述的一种具有高抗偏移特性的无线电能传输***，其特征在于：通过设置所述发射线圈T1、发射线圈T2、接收线圈R1与接收线圈R2的线圈结构和相位位置，使得所述发射线圈T1与发射线圈T2之间，发射线圈T1与接收线圈R1之间，发射线圈T2与接收线圈R1之间，接收线圈R1与接收线圈R2之间在无偏移情况下均无磁通耦合或弱磁耦合。

3.根据权利要求1或2所述的一种具有高抗偏移特性的无线电能传输***，其特征在于：所述电源E为交流恒压源或交流恒流源，或为相互连接的直流电压源和高频逆变器构成，或恒流源加LC网络构成；所述交流恒流源E可以替换为交流恒压源加LC网络变换得到或控制电路的方式实现。

4.根据权利要求1或2所述的一种具有高抗偏移特性的无线电能传输***，其特征在于：所述发射线圈T1、发射线圈T2、接收线圈R1、接收线圈R2的线圈结构为单线圈结构、双线圈结构、多线圈结构或螺线管结构，原边磁芯和/或副边磁芯的结构为U型、I型、两边柱底部沿侧边向外扩展的边沿扩展型、十字形或者上述结构的组合。

5.根据权利要求4所述的一种具有高抗偏移特性的无线电能传输***，其特征在于：所述发射线圈T1、发射线圈T2、接收线圈R1、接收线圈R2的结构为平面结构或空间结构。

6.根据权利要求5所述的一种具有高抗偏移特性的无线电能传输***，其特征在于：所述发射线圈和接收线圈的导线均选用实心导线、Litz线、铜皮、铜管或PCB绕组。

7.根据权利要求1或2所述的一种具有高抗偏移特性的无线电能传输***，其特征在于：所述阻抗单元Z02b和/或Z04b为耦合电感。

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