CN208797832U - 负载电流检测电路及包含该电路的dc/dc变换*** - Google Patents
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Abstract
一种负载电流检测电路及包含该电路的DC/DC变换***，包括用于电感电流过零点检测并产生第一数字比较信号的电感电流占空比检测模块和数字比较模块；利用占空比表征负载电流检测门限大小的第二数字比较信号和第一数字比较信号输入数字比较模块，数字信号比较后产生第二负载状态信号；当第一数字比较信号的占空比大于第二数字比较信号的占空比时，输出的第二负载状态信号为周期性脉冲数字信号；当第一数字比较信号的占空比小于等于第二数字比较信号的占空比时，输出的第二负载状态信号为持续电平信号。通过数字信号占空比的比较就能获得低负载电流状态检测，电路简单，无需采用高精度比较器就能实现轻负载检测。
Description
技术领域
本实用新型涉及一种DC/DC开关电源的负载电流检测方法和检测电路，属于集成电路技术领域中，尤其涉及BOOST升压DC/DC变换***在DCM(Discontinous ConductionMode)非同步模式下的负载电流检测电路。
背景技术
DC/DC开关电源电路应用于各个领域,其中BOOST升压DC/DC变换***是DC/DC开关电源的重要组成部分。随着技术发展,***的输出功率越来越大,一些应用中,比如移动电源, 外接设备放电时，正常情形下，放电电流较大，BOOST升压DC/DC变换***工作于CCM(Continous Conduction Mode)模式，随着外接设备接近充满或负载变小情形，放电负载电流会逐渐变小,CCM工作模式逐步进入DCM(Discontinous Conduction Mode)工作模式，直至放电电流小至外接设备充饱。此时通常需要DC/DC开关电源电路检测负载电流的变化，在负载电流变至足够小时，能让***自动进入休眠状态；因此需要能检测轻负载电流的负载电流检测电路。
现有技术中的负载电流检测电路通常是采样N型功率管导通时的导通峰值电压压降，通过该导通峰值电压压降对应其电感电流值；大功率DC/DC开关电源芯片中,因为功率管导通电阻很小,采样到的N型功率管导通峰值电压压降也会很小；尤其要检测轻负载的微小电流, 采样到的N型功率管导通峰值电压压降会更小,对这样的小电压，进行采样和比较相对困难。
DCDC是英文Direct current Direct current的缩写，中文含义为直流电压变换为直流电压；
BOOST模式开关调整器在本申请中的含义为采用BOOST REGULATOR方式的升压DC/DC 变换***；
PWM是英文Pulse Width Modulation的缩写，中文含义为脉冲宽度调制；脉宽宽度调制式 (PWM)开关型稳压电路是在控制电路输出频率不变的情况下，通过调整其占空比，从而达到稳定输出电压的目的；
CCM是英文Continous Conduction Mode的缩写，中文含义为连续导通模式，是指在BOOST 升压电路中功率管是交替连续导通使电感中的电流是连续变化的工作模式；
DCM：是英文Discontinous Conducion Mode的缩写，中文含义为断续导通模式，是指在 BOOST升压电路中功率管是交替关闭其中一个，使电感中的电流是非连续变化的工作模式。
实用新型内容
本实用新型所要解决的技术问题是避免现有技术中采用复杂的高精度及快速响应能力的比较器进行轻负载电流检测，而提供一种简单的负载电流检测方法和电路用于BOOST 升压DC/DC变换***DCM工作模式下的轻负载电流检测。
本实用新型的解决上述技术问题的方案是一种用于BOOST升压DC/DC变换***DCM工作模式下的负载电流检测方法，包括:步骤10：检测BOOST升压DC/DC变换***外接电感的电感电流过零点并产生第一数字比较信号,第一数字比较信号占空比表征电感电流的非零时间段占据整个开关周期的比率；步骤20：利用占空比表征负载检测电流检测门限值大小的第二数字比较信号和所述第一数字比较信号进行数字比较后产生第二负载状态信号；第二数字比较信号的占空比表征负载电流检测门限值的大小；当第一数字比较信号的占空比大于第二数字比较信号的占空比时，输出的第二负载状态信号为周期性脉冲数字信号，该周期性脉冲数字信号的占空比表征第一数字比较信号占空比和第二数字比较信号占空比之差的大小；当第一数字比较信号的占空比小于等于第二数字比较信号的占空比时，输出的第二负载状态信号为持续电平信号。
所述的负载电流检测方法还包括步骤30：第二负载状态信号和第一时钟信号经数字逻辑运算后产生第二外部控制信号用于BOOST升压DC/DC变换***的控制；当第二负载状态信号为周期性脉冲数字信号时，第一时钟信号和第二负载状态信号的逻辑运算，使第二外部控制信号的低电平开始时间和第二负载状态信号的低电平开始时间相同，同时使第二外部控制信号的低电平持续到第一时钟信号的下一个上升沿为止，从而使第二外部控制信号的周期和第一时钟信号的周期相同；当第二负载状态信号为持续电平信号时，第一时钟信号和第二负载状态信号的逻辑运算使第二外部控制信号也为持续电平信号。
所述第二数字比较信号的占空比为固定设置或为可变化设置；第二数字比较信号的占空比可根据BOOST升压DC/DC变换***的输入电压和输出电压的大小进行变化设置。
本实用新型的解决上述技术问题的方案还可以是一种用于BOOST升压DC/DC变换***DCM工作模式下的负载电流检测电路，包括：数字比较模块和电感电流占空比检测模块；电感电流占空比检测模块，用于BOOST升压DC/DC变换***外接电感的电感电流过零点检测并产生第一数字比较信号；第一数字比较信号占空比表征电感电流的非零时间段占据整个开关周期的比率；电感电流占空比检测模块和数字比较模块电连接，将第一数字比较信号输入至数字比较模块；通过占空比表征负载电流检测门限大小的第二数字比较信号和第一数字比较信号输入数字比较模块，进行数字比较后产生第二负载状态信号；当第一数字比较信号的占空比大于第二数字比较信号的占空比时，输出的第二负载状态信号为周期性脉冲数字信号，该周期性脉冲数字信号的占空比表征第一数字比较信号占空比和第二数字比较信号占空比之差的大小；当第一数字比较信号的占空比小于等于第二数字比较信号的占空比时，输出的第二负载状态信号为持续电平信号。
第二数字比较信号CLK_D和第一数字比较信号WK_D输入数字比较模块进行的数字比较运算包括：当第二数字比较信号CLK_D的电平为低及第一数字比较信号WK_D的电平为高时，第二负载状态信号LL_PULSE2输出低电平；当第二数字比较信号CLK_D和第一数字比较信号WK_D的电平相同时或者第二数字比较信号CLK_D的电平为高及第一数字比较信号WK_D的电平为低时，第二负载状态信号LL_PULSE2输出高电平。
所述负载电流检测电路还包括数字逻辑处理模块；数字逻辑处理模块和数字比较模块电连接；第二负载状态信号和第一时钟信号输入至数字逻辑处理模块，经过数字逻辑运算后产生第二外部控制信号用于BOOST升压DC/DC变换***的控制；当第二负载状态信号为周期性脉冲数字信号时，第一时钟信号和第二负载状态信号的逻辑运算，使第二外部控制信号的低电平开始时间和第二负载状态信号的低电平开始时间相同，并使第二外部控制信号的低电平持续到第一时钟信号的下一个上升沿为止，从而使第二外部控制信号的周期和第一时钟信号的周期相同；当第二负载状态信号为持续电平信号时，第一时钟信号和第二负载状态信号的逻辑运算使第二外部控制信号也为持续电平信号。
所述负载电流检测电路还包括第二振荡器，用于产生第二数字比较信号和第一时钟信号，并将第二数字比较信号和第一时钟信号输入至数字比较模块。
所述第二数字比较信号的占空比为固定设置或为可变化设置；第二数字比较信号的占空比可根据BOOST升压DC/DC变换***的输入电压和输出电压的大小进行变化设置。
所述负载电流检测电路还包括工作模式转换模块，用于控制BOOST升压DC/DC变换***的工作模式处于同步工作模式还是非同步工作模式；工作模式转换模块判断电感电流小于等于设定的中间负载电流，输出工作模式控制信号，该工作模式控制信号用于将BOOST升压DC/DC变换***的同步工作模式切换为非同步工作模式。
所述电感电流占空比检测模块包括第一PMOS管、第二PMOS管、比较器和第三PMOS管；第一PMOS管的栅极用于接入第一控制信号的反向信号，第一PMOS管的源极接BOOST 升压DC/DC变换***的电压输出端子；第二PMOS管的栅极用于接入外部输入的第一控制信号，第二PMOS管的漏极用于接入外部电感电流检测信号；第二PMOS管的源极和第一 PMOS管的漏极电连接，并输出第二比较电压信号至比较器的负极输入端子；比较器的负极输入端子和第二PMOS管的源极电连接，用于接收第二比较电压信号；比较器的正极输入端子和BOOST升压DC/DC变换***的电压输出端子电连接；第三PMOS管的栅极用于接入第一控制信号的反向信号；第三PMOS管的源极接数字电源；第三PMOS管的漏极和比较器的输出端子电连接用作电感电流占空比检测模块的输出端子，用于输出第一数字比较信号。第一控制信号的反向信号也就是第一控制信号的逻辑非信号。
所述电感电流占空比检测模块还包括第一反相器；所述第一反相器的输入端用于接入外部输入的第一控制信号，第一反相器的输出端和第一PMOS管的栅极电连接；第一反相器的输出端和第三PMOS管的栅极电连接。
所述数字比较模块包括与门；第一数字比较信号和第二数字比较信号的反向信号输入与门进行运算；与门的输出端子输出第二负载状态信号。第二数字比较信号的反向信号也就是第二数字比较信号的逻辑非信号。
所述数字比较模块还包括第二反相器；第二数字比较信号经第二反相器反向后输入与门。
所述数字逻辑处理模块包括D触发器；D触发器的时钟信号为第一时钟信号；D触发器的输入端用于接入第二负载状态信号；D触发器的输出端用于输出第二外部控制信号；第一时钟信号和第二负载状态信号输入至D触发器，经D触发器的逻辑运算，输出第二外部控制信号。
本实用新型的解决上述技术问题的方案还可以是包含所述负载电流检测电路的DC/DC变换***，所述DC/DC变换***为BOOST升压DC/DC变换***；所述BOOST升压DC/DC变换***，包含逻辑控制模块、第一功率管和第二功率管；所述逻辑控制模块输出第二控制信号至第一功率管的栅极；第二功率管的漏极和第一功率管的漏极电连接，并用于和外部电感L1电连接；第一功率管的源极接电压输出端子；所述逻辑控制模块输出第一控制信号至第二功率管的栅极；第二功率管的源极接地。
所述DC/DC变换***还包括工作模式转换模块；所述工作模式转换模块用于控制BOOST升压DC/DC变换***的工作模式处于同步工作模式还是非同步工作模式；工作模式转换模块判断电感电流小于等于设定的中间负载电流，输出工作模式控制信号，工作模式控制信号用于将BOOST升压DC/DC变换***的同步工作模式切换为非同步工作模式；所述逻辑控制模块和所述工作模式转换模块电连接，所述工作模式转换模块将工作模式控制信号输出至所述逻辑控制模块，并通过逻辑控制模块控制第一功率管或第二功率管的工作状态。
本实用新型的有益技术效果是：1.通过数字信号占空比或电平时间的比较就能获得负载电流小于等于低负载电流门限值的状态检测，在进行数字信号占空比或电平时间比较的负载电流检测电路中可以采用常规电路实现轻负载检测，无需采用高精度比较器就能实现轻负载检测；相比现有技术的低负载电流检测，电路结构简单；2.轻载电流检测点即低负载电流门限的电压跟随输入电压的变化较小；3.轻载检测电流点离散性较好，仅与电感值与DC/DC 开关电源电路中开关信号PWM的频率相关，内部功率管导通电阻变化或者温度变化对其影响不大。
附图说明
图1现有技术中的BOOST升压DC/DC变换***及其负载电流检测电路结构示意图；
图2本实用新型优选实施例之一的负载电流检测电路结构示意图；
图3本实用新型优选实施例之二的负载电流检测电路结构示意图；
图4是采用了图3所示负载电流检测电路的BOOST升压DC/DC变换***的电路结构示意图；
图5和图6是本实用新型实施方案的信号时序示意图；
图7本实用新型的电感电流占空比检测模块和数字比较模块的具体实施电路示意图。
具体实施方式
本说明书中公开的任一特征，除非特别叙述，均可被其它等效或具有类似目的的替代特征加以替换。即除非特别叙述，每个特征只是一系列等效或类似特征中的一个例子而已。
如图1所示，是现有技术中的BOOST升压DC/DC变换***及其负载电流检测电路结构示意图。图中包括输出电压采样电路21、误差放大器22、PWM比较器23、逻辑控制驱动电路24、第一振荡器28、第一功率管Q1、第二功率管Q2及外接电感L1。
如图1所示，现有技术中的负载电流检测电路由高精度比较器26及数字逻辑处理电路27组成；高精度比较器26的输入信号包括电路节点LX的对地电位信号及基准对地电位信号VREF；其中基准对地电位信号VREF为事先设置的轻负载对应的参考对地电位；高精度比较器26输出第一负载状态信号LL_PULSE1至数字逻辑模块27；第一振荡器28输出的第一时钟信号CLK也输出至数字逻辑模块27；数字逻辑模块将第一负载状态信号 LL_PULSE1和第一时钟信号CLK运算处理得到第一外部控制信号LL_DEC1，第一外部控制信号LL_DEC1的不同状态代表了不同的负载状态，BOOST升压DC/DC变换***根据第一外部控制信号LL_DEC1进行相关电路模块的开启和关闭控制。
如图1所示的现有技术方案中，以10W移动电源中应用的BOOST升压DC/DC变换***为例，假设第二功率管Q2的导通电阻RDSON＝20mohm,外接电感L1的峰值电流IL_PEAK＝200mA，高精度比较器26的基准对地电位信号VREF即基准电压VREF需设置在 4mV左右，而实际中，在低负载电流情况下，输入的待比较电压通常是是小于4mV的。对高精度比较器26来说，针对如此小的两个电压进行比较，对高精度比较器26有两方面的高要求：1.在BOOST升压DC/DC变换***的每个开关周期都需要把电压比较出来，比较器的速度要快到10ns时间内比较出来；根据设计经验，通常这个速度的比较器的比较电压误差 10mV左右，也就是说高精度比较器输入的待比较电平要相对参考电压值要高10mV时才能比较出来，显然一般比较器不能满足要求；2.高精度比较器26的失调电压要做到uV级或接近0V，高精度比较器放大倍数及静态电流要很大才能把失调电压控制在1mV～2mV；现有技术中，能满足上述要求的高精度比较器26最少需要几十至几百个MOS管才能实现，比较器的设计复杂，面积成本都因此增加。
本专利的负载电流检测方法和电路适用于BOOST升压DC/DC变换***，需要在BOOST升压DC/DC变换***以固定开关周期工作方式工作在DCM非同步模式下，且工作的开关信号占空比稳定的情况下才能发挥其作用。
BOOST升压DC/DC变换***工作在DCM模式下有两种情形,一种情形,***全电流范围工作于非同步模式,轻载时,***无需任何切换已经工作在DCM模式；另一种情形是,DC/DC 变换***在重负载时工作于CCM同步模式,而在轻负载时才进入DCM非同步模式工作,这种情况下，还需要设置有工作模式转换电路，将同步切换到非同步模式,DC/DC变换***在低于设定的中间负载电流以下使DC/DC变换***将工作于非同步模式,这样轻载下,***已进入 DCM非同步模式工作。
当BOOST升压DC/DC变换***的输出电流小于设定的中间负载电流值Iset时，工作模式控制信号DTC状态发生变化，由低变高，关闭第一功率管Q1，使BOOST升压DC/DC 变换***工作于DCM非同步模式。需要说明的是：同步模式是指直流输出的开关电源，其整流元件即外部电感的导通和截止是与功率开关管同步的，即整流元件导通和截止受功率开关管电路控制；而在非同步模式或异步模式下直流输出的开关电源，其整流元件即外部电感的导通和截止是与功率开关管不是同步的，也就是整流元件即外部电感的电流并不和功率开关管的开关同步。
图2所示，一种BOOST升压DC/DC变换***在DCM非同步工作模式下发挥作用的负载电流检测电路中，包括电感电流占空比检测模块63、第二振荡器62、数字比较模块64 和数字逻辑处理模块65。轻载下，BOOST升压DC/DC变换***已进入DCM非同步工作模式，第二振荡器62产生第二数字比较信号CLK_D和第一时钟信号CLK，第二数字比较信号CLK_D的占空比大于第一时钟信号CLK的占空比；第二数字比较信号CLK_D的占空比大小表征负载电流检测门限数值的大小；也就是说负载电流检测的门限值越大，第二数字比较信号CLK_D的占空比越大，负载电流检测的门限值越小，第二数字比较信号CLK_D的占空比越。电感电流占空比检测模块63的功能是判断外部电感电流降至0的时间，即找出电感电流在下降到0的时间点，并将该时间点通过数字信号的电平变化来记录和表征，从而将原来需要的高精度电压信号的比较转换为数字信号的占空比比较，完成轻负载下的电流状态检测。
DCM非同步模式下，电感电流下降到0的时间点为第一数字比较信号WK_D电平发生变化的时间点，该时间点是通过判断电路节点LX的对地电位相对于电压输出端子VOUT 上的对地电位信号来检测得到；也就是说，当电路节点LX的对地电位等于电压输出端子 VOUT上的对地电位时，也是电感电流下降到0的时间点，此时电感电流占空比检测模块63 输出的第一数字比较信号WK_D会发生电平变化；也就是外部电感电流检测信号ULX电平和于电压输出端子VOUT上的电平相等时，电感电流占空比检测模块63输出的第一数字比较信号WK_D会发生电平变化。
第二数字比较信号CLK_D和第一数字比较信号WK_D输入至数字比较模块，数字比较模块比较第一数字比较信号WK_D的占空比与第二数字比较信号CLK_D的占空比，得到第二负载状态信号LL_PULSE2；第二负载状态信号LL_PULSE2经过数字逻辑处理模块后产生第二外部控制信号LL_DEC2，第二外部控制信号LL_DEC2用于***中各模块的开启或关闭控制。
在第二数字比较信号CLK_D和第一数字比较信号WK_D输入至数字比较模块进行占空比的比较运算时，也可以输入第一时钟信号CLK，但是输入第一时钟信号并非必需的。
当第一数字比较信号WK_D的占空比小于等于第二数字比较信号CLK_D的占空比时，第二负载状态信号LL_PULSE2为持续高电平信号；当第一数字比较信号WK_D的占空比大于第二数字比较信号CLK_D的占空比时，第二负载状态信号LL_PULSE2为周期性脉冲信号，第二负载状态信号LL_PULSE2每个周期中的脉冲低电平时间为第一数字比较信号 WK_D的占空比所占时间减去第二数字比较信号CLK_D的占空比所占时间。
第二负载状态信号LL_PULSE2为周期性脉冲信号或持续高电平信号，第二负载状态信号LL_PULSE2的两种信号状态，表征了负载电流的两种状态。第二负载状态信号 LL_PULSE2为周期性脉冲信号时候，表示负载电流还没有小于设定的数值，BOOST升压 DC/DC变换***可以根据该信号持续工作；第二负载状态信号LL_PULSE2为持续高电平信号时，表示负载电流已小于或等于设定的数值，BOOST升压DC/DC变换***可以根据该信号关闭相关的电路节省BOOST升压DC/DC变换***功耗。
图3和图2的区别在于，图3中还包括工作模式转换模块61、工作模式转换模块61产生工作模式控制信号DTC，用于中间负载电流检测，工作模式控制信号DTC用于控制关闭第一功率管Q1。假设此中间负载电流门限值设置为Iset，当负载电流大于Iset时，工作模式控制信号DTC为低电平，第一功率管Q1不受控于工作模式控制信号DTC，BOOST升压 DC/DC变换***工作于同步模式；当负载电流小于中间负载电流门限值Iset时，工作模式控制信号DTC为高电平，第一功率管Q1的栅极电平为常高，Q1始终处于关闭状态，***转为非同步模式工作。
图4是采用了图3所示负载电流检测电路的BOOST升压DC/DC变换***的电路结构示意图；图4中除了负载电流检测电路部分，其他部分的电路和图1现有技术中的BOOST 电路相同。
如图4所示，包含了上述负载电流检测电路的BOOST升压DC/DC变换***中，包含逻辑控制模块、第一功率管Q1和第二功率管Q2；所述逻辑控制模块输出第二控制信号GP 至第一功率管Q1的栅极；第二功率管Q2的漏极和第一功率管Q1的漏极电连接，并用于和外部电感L1电连接；第一功率管Q1的源极接电压输出端子VOUT；所述逻辑控制模块输出第一控制信号GN至第二功率管Q2的栅极；第二功率管Q2的源极接地。
所述的BOOST升压DC/DC变换***还包括工作模式转换模块；所述工作模式转换模块用于控制BOOST升压DC/DC变换***的工作模式处于同步工作模式还是非同步工作模式；工作模式转换模块判断电感电流小于等于设定的中间负载电流，输出工作模式控制信号DTC，工作模式控制信号DTC用于将BOOST升压DC/DC变换***的同步工作模式切换为非同步工作模式；所述逻辑控制模块和所述工作模式转换模块电连接，所述工作模式转换模块将工作模式控制信号DTC输出至所述逻辑控制模块，并通过逻辑控制模块控制第一功率管 Q1或第二功率管Q2的工作状态。
如图7所示，本实用新型的电感电流占空比检测模块和数字比较模块的具体实施电路示意图中，电感电流占空比检测模块63包括第一反相器91、第一PMOS管MP1、第二PMOS管MP2、比较器95和第三PMOS管MP3；所述第一反相器91的输入端用于接入外部输入的第一控制信号GN，第一反相器91的输出端和第一PMOS管MP1的栅极电连接；第一反相器91的输出端和第三PMOS管MP3的栅极电连接；第一PMOS管MP1的栅极用于接入第一控制信号GN的反信号，第一PMOS管MP1的源极接BOOST升压DC/DC变换***的电压输出端子VOUT；第二PMOS管MP2的栅极用于接入外部输入的第一控制信号GN，第二PMOS管MP2的源极和第一PMOS管MP1的漏极电连接；第二PMOS管MP2的漏极用于接入外部输入的电感电流信号；比较器95的负极输入端子和第二PMOS管MP2的源极电连接；比较器95的正极输入端子和BOOST升压DC/DC变换***的电压输出端子VOUT电连接；第三PMOS管MP3的栅极用于接入第一控制信号GN的反信号；第三PMOS管MP3的源极接数字电源VDD；第三PMOS管MP3的漏极和比较器95的输出端子电连接用作电感电流占空比检测模块的输出端子，用于输出第一数字比较信号WK_D。
如图7所示，第二PMOS管MP2的漏极接电路节点LX，第二PMOS管MP2的源极接比较器95的负极输入端子，将外部负载电流信号转换成输入至比较器95的第二比较电压信号V_SEL；比较器95的正极输入端子和BOOST升压DC/DC变换***的电压输出端子 VOUT电连接；比较器95接入输出电压信号Uout和第二比较电压信号V_SEL进行电平对比，输出第一数字比较信号WK_D。当输出电压信号Uout电压和第二比较电压信号V_SEL相等时，比较器95输出的第一数字比较信号WK_D的电平发生变化。
如图7所示，所述数字比较模块包括第二反相器93和与门92；所述数字逻辑处理模块包括D触发器94；第二数字比较信号CLK_D经第二反相器93反向后输入与门92和第一数字比较信号WK_D进行与运算；与门92的输出端子输出第二负载状态信号LL_PULSE2 到D触发器94的输入端；D触发器94的时钟信号为第一时钟信号CLK；D触发器94输出第二外部控制信号LL_DEC2。
如图7所示，第二数字比较信号CLK_D和第一数字比较信号WK_D输入数字比较模块进行的数字比较运算包括：当第二数字比较信号CLK_D的电平为低及第一数字比较信号WK_D的电平为高时，第二负载状态信号LL_PULSE2输出低电平；当第二数字比较信号 CLK_D和第一数字比较信号WK_D的电平相同时或者第二数字比较信号CLK_D的电平为高及第一数字比较信号WK_D的电平为低时，第二负载状态信号LL_PULSE2输出高电平。当第一数字比较信号WK_D的占空比小于等于第二数字比较信号CLK_D的占空比时，第二负载状态信号LL_PULSE2为持续高电平信号。
如图7所示，数字逻辑处理模块为D触发器94,第二负载状态信号LL_PULSE2和第一时钟信号CLK输入至数字逻辑处理模块，经过数字逻辑运算后产生第二外部控制信号 LL_DEC2用于BOOST升压DC/DC变换***的控制；当第二负载状态信号LL_PULSE2为周期性脉冲数字信号时，第一时钟信号CLK和第二负载状态信号LL_PULSE2的逻辑运算，使第二外部控制信号LL_DEC2的低电平开始时间和第二负载状态信号LL_PULSE2的低电平开始时间相同，但第二外部控制信号LL_DEC2的低电平持续时间比第二负载状态信号LL_PULSE2的低电平持续时间更长，第二外部控制信号LL_DEC2的低电平持续到第一时钟信号CLK的下一个上升沿为止，从而使第二外部控制信号LL_DEC2的周期和第一时钟信号 CLK的周期相同；当第二负载状态信号LL_PULSE2为持续电平信号时，第二外部控制信号 LL_DEC2也为持续电平信号。
如图5和6所示，是本专利负载电流检测电路的工作信号波形时序示意图，结合图1和图4中的BOOST升压DC/DC变换***的环路信号，在图5中，IL和IL’是流过电感L1 的电流信号，ULX和ULX’是电路节点LX的电压信号，GN信号是图1中第二功率管Q2的栅极驱动信号，工作模式控制信号DTC用于控制第一功率管Q1关闭的信号，即工作模式控制信号DTC使控制第一功率管Q1是否有效的使能信号；WK_D和WK_D’是第一数字比较信号；CLK_D和CLK_D’是第二数字比较信号；CLK是第一时钟信号；LL_PULSE和LL_PULSE’是第二负载状态信号；LL_DEC和LL_DEC’是第二外部控制信号；V_SEL和V_SEL’是第二比较电压信号V_SEL。
从图5和图6所示的时序图可见，BOOST升压DC/DC变换***有两个工作相位或工作阶段，在第一阶段：t1至t2时间段，第二功率管Q2打开，第二功率管Q2的栅极驱动信号GN为高电平，外部电感的电流从0开始增加，其增加斜率为UVIN/L1，UVIN为BOOST升压DC/DC变换***的输入电压大小，L1表示的意思是外接电感为L1亨利；在t2时刻，第二功率管Q2关闭，第二功率管Q2的栅极驱动信号GN为低电平，此时第一功率管Q1也是关闭的。
在第二阶段：t2至t3时间段，因为BOOST升压DC/DC变换***工作在DCM非同步模式下，因此从t2时刻开始，电感电流的还是通过第一功率管Q1的寄生二极管从电路节点 LX流至电压输出端子VOUT，电路节点LX上的信号电压大小为输出电压UVOUT+UVD,其中 UVD为第一功率管Q1的寄生二极管压降；在t2至t3时间段，电感电流是下降的，下降斜率为UVOUT-UVIN/L1；t3时刻，电感电流下降至0，此时LX点的电压即会下降至UVIN。
在t3时刻，电感电流占空比检测模块就会检测到电路节点LX信号电平的突变判断出电感电流降为0，第一数字比较信号WK_D的电平因此发生变化；由于ULX信号电平在t3时刻会降低至输入电压UVIN，而在BOOST升压DC/DC变换***中，输出电压UVOUT是大于输入电压UVIN，因此利用检测电路节点LX的电压信号ULX的电压突变点来获知电感电流降为 0的时间点，并能将低负载的状态引起的电压突变通过第一数字比较信号WK_D的电平高低来表达。
在t3时刻，数字比较模块就会比较第一数字比较信号WK_D的占空比与第二数字比较信号CLK_D占空比；第二数字比较信号CLK_D占空比和设置的低负载电流门限数值相对应；若负载电流小于或等于低负载电流门限数值，如图5和图6中的下方的工作波形图，在下方的两个时序图中，第一数字比较信号WK_D的占空比就会等于或小于第二数字比较信号CLK_D的占空比，数字比较模块输出的第二负载状态信号LL_PULSE2会持续高电平，第二外部控制信号LL_DEC2也会是持续高电平，BOOST升压DC/DC变换***认为负载电流等于或小于检测电流点，根据得到的第二外部控制信号LL_DEC2会控制其它功能模块关闭或者关闭整个***等。
在上述过程中，如果存在有工作模式转换模块，其输出工作模式控制信号DTC为高电平信号。该工作模式控制信号DTC用于将BOOST升压DC/DC变换***的同步工作模式切换为非同步工作模式，用于控制关闭第一功率管Q1。
如果输出负载电流高于低负载电流门限数值,如图5和图6中上方的工作波形图，在上方的两个时序图中，第一数字比较信号WK_D的占空比大于第二数字比较信号CLK_D的占空比，即第一数字比较信号WK_D的下降沿晚于第二数字比较信号CLK_D的下降沿，则得到第二负载状态信号LL_PULSE2为脉冲信号，第二负载状态信号LL_PULSE2是D触发器 94的清零信号，因此每个周期第二外部控制信号LL_DEC2会清零一次，第二外部控制信号 LL_DEC2得到周期性方波信号，此时BOOST升压DC/DC变换***认为负载电流高于低负载电流门限数值，***正常工作，不做额外操作；此时，如果存在有工作模式转换模块要在检测低负载电流检测门限点之前，输出工作模式控制信号DTC由低变高，即先在一个高于低负载电流检测门限的一个中间负载电流门限时就进入非同步模式工作。
上述的低负载电流门限数值可以设置为需要的***关机电流门限数值，或者是其他关闭部分功能电路的电流门限数值。
在第一阶段即电感电流上升阶段，电感电流的上升斜率为：外部电感的峰值电流当t2’时刻晚于t2时刻时，ILPeak'>ILPeak；在第二阶段即电感电流下降阶段，电感电流下降斜率为：外部电感的峰值电流电感电流峰值与负载电流的对应关系为：在上式中，Iload为负载电流，L1为外接电感的亨利值，T为***开关电源控制用的PWM信号周期，UVout为 BOOST升压DC/DC变换***的输出电压，UVin为BOOST升压DC/DC变换***的输入电压；由上式可见，负载电流与外部电感的峰值电流ILpeak的平方是一一对应关系；而外部电感的峰值电流ILpeak大小与第一数字比较信号WK_D的占空比所占时间之间也有对应关系，因此负载电流与第一数字比较信号WK_D的占空比所占时间也有相对应关系；当负载电流大时，电感电流峰值大，电感电流持续的时间更长，第一数字比较信号WK_D的占空比也大；当负载电流小时，电感电流峰值ILpeak也小，电感电流持续的时间更短，第一数字比较信号WK_D的占空比也小，因此随着负载电流的减小，第一数字比较信号WK_D的下降沿会逐渐提前，直至当第一数字比较信号WK_D与第二数字比较信号CLK_D占空比相同时，此时的负载电流检测门限数值点即为检测电流阈值点。且第一数字比较信号WK_D占空比和负载电流大小的平方之间有一一对应关系。
假设第二数字比较信号CLK_D的占空比为DCLK_D，则DCLK_D＝t2-t1+(t3-t2),则负载电流检测门限值为其中DCLK_D是第二数字比较信号CLK_D的占空比；假设第一数字比较信号WK_D的占空比为DWK_D，由于DWK_D 与负载电流的平方之间是一一对应关系；当负载电流的减小，检测到第一数字比较信号WK_D 的下降沿逐渐提前，第一数字比较信号WK_D的占空比为DWK_D也会逐渐减小直至当第一数字比较信号WK_D的占空比DWK_D与等于第二数字比较信号CLK_D的占空比的DCLK_D时，此时的负载电流即为检测电流阈值点。
基于上面的分析，本实用新型负载电流检测方法和电路中所适用的负载电流检测门限范围相对整个输入电压的工作范围区间变动较小。现有技术中，负载电流检测门限值与输入电压UVin和输出电压UVout之间的关系为双曲线关系：输入电压UVin＝0时负载电流检测门限值最小，为输入电压UVin和输出电压UVout相等时，负载电流检测门限值最大，为无穷大。
本实用新型中，负载电流检测门限与输入电压UVin和输出电压UVout之间的关系为抛物线关系。
ILoad-Threshold∝K2×UVin 2×(UVout-UVin)
输入电压UVin＝0时，或输入电压UVin和输出电压UVout相等时，负载电流检测门限值最小为0，当时，检测负载最大值为因此通过对比，一般应用中，UVin范围一般为UVout×50％～Vout×80％，很显然，本实用新型的负载电流相对整个输入电压UVin的工作范围内变动较小。
举例来说，在移动电源应用中，输入电压UVin范围通常为2.9V～4.2V，输出电压UVout为 5.1V。
如图1所示的现有技术中，负载电流计算公式为:整个输入电压工作范围内最大负载检测电流为:整个输入电压工作范围内最小负载检测电流为:最小负载电流是最大负载电流的2.44倍，最小检测电流和最大检测电流之间相差1.44倍；在现有技术的移动电源应用中，由于负载电流的变化范围大，且负载电流会跟随输入电压和输出电压，因此负载电流检测不准确，且负载电流输入电压范围变化很大，此变化会导致应用中出现提前关机或者不关机情形；为了更准确的检测低负载的微小电流，表征低负载的电流信号门限值也需要跟随负载电流的变化而做出调整，若不做出调整，单一的低负载的电流信号门限值会导致部分情况下不该关机的情况输出了关机信号，在另外一部分情况下，本来该关机的情况，却不能检测出来。
本实用新型中,检测电流公式为:整个输入电压工作范围内最小负载检测电流为:整个输入电压工作范围内最大负载检测电流为:由上述计算可知，本实用新型中能检测到的最小负载电流与最大负载电流只相差16％；本实用新型的低负载电流检测能力，明显好于现有技术的低负载电流检测能力。
本实用新型技术方案中的负载电流检测电路中，检测到的负载电流的变化范围小，且负载电流跟随输入电压变化的范围也小，因此即使是采用单一的低负载电流信号门限值，也会大大提高负载状态检测的准确型，缩小了低负载的电流检测的死区范围，降低了低负载电流误检概率。也就说本专利中负载电流中，负载电流检测的门限跟随输入电压的变化更小，负载状态检测结果更不容易随输入电压变化。上述图5和图6的区别在于，图5中上下两个时序图的电感电流峰值不同，而图6中，上下两个时序图的电感电流峰值相同。通过图5中上下两个时序图的对比，以此来说明外接电感的峰值电流对负载电流检测的影响，结合上述计算过程可知，外接电感的峰值电流和参与低负载电流检测对比的第一数字比较信号WK_D占空比的影响。而图6中，上下两个时序图的电感电流峰值相同，主要目的是通过图6中上下两个时序对比来说明第一数字比较信号WK_D占空比和BOOST升压DC/DC变换***外接电感的电感电流过零点之间的关系。本实用新型中，根据不同应用，为了得到更好的全工作范围负载电流检测变化，第二数字比较信号CLK_D的占空比DCLK_D也可以设计成随UVin及UVout变化，根据检测电流的公式经过此公式的变化即可得出DCLK_D与设置负载之间的关系；为了获得工作范围更好的检测电流误差，可以第二数字比较信号CLK_D的占空比DCLK_D随UVin及UVout变化的公式如下：
以上内容是结合具体的优选实施方式对本实用新型的进一步详细说明，不能认定本实用新型的具体实施只局限于这些说明。对于本实用新型所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本实施方案的构思前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本实用新型的保护范围。
Claims (13)
1.一种负载电流检测电路，用于BOOST升压DC/DC变换***DCM工作模式下的负载电流检测，其特征在于，包括：
数字比较模块和电感电流占空比检测模块；
电感电流占空比检测模块，用于BOOST升压DC/DC变换***外接电感的电感电流过零点检测并产生第一数字比较信号（WK_D）；第一数字比较信号（WK_D）信号占空比表征电感电流的非零时间段占据整个开关周期的比率；电感电流占空比检测模块和数字比较模块电连接，将第一数字比较信号（WK_D）输入至数字比较模块；
第二数字比较信号（CLK_D）和第一数字比较信号（WK_D）输入数字比较模块，进行数字比较后产生第二负载状态信号（LL_PULSE2）；其中，第二数字比较信号（CLK_D）的占空比表征负载电流检测门限值的大小；
当第一数字比较信号（WK_D）的占空比大于第二数字比较信号（CLK_D）的占空比时，输出的第二负载状态信号（LL_PULSE2）为周期性脉冲数字信号；
当第一数字比较信号（WK_D）的占空比小于等于第二数字比较信号（CLK_D）的占空比时，输出的第二负载状态信号（LL_PULSE2）为持续电平信号。
2.根据权利要求1所述的负载电流检测电路，其特征在于，
第二数字比较信号（CLK_D）和第一数字比较信号（WK_D）输入数字比较模块进行的数字比较运算包括：
当第二数字比较信号（CLK_D）的电平为低，并且第一数字比较信号（WK_D）的电平为高时，第二负载状态信号（LL_PULSE2）输出高电平；
当第二数字比较信号（CLK_D）和第一数字比较信号（WK_D）的电平相同时，或者第二数字比较信号（CLK_D）的电平为高及第一数字比较信号（WK_D）的电平为低时，第二负载状态信号（LL_PULSE2）输出低电平。
3.根据权利要求2所述的负载电流检测电路，其特征在于，
还包括数字逻辑处理模块;
数字逻辑处理模块和数字比较模块电连接；
第二负载状态信号（LL_PULSE2）和第一时钟信号（CLK）输入至数字逻辑处理模块，经过数字逻辑运算后产生第二外部控制信号LL_DEC2用于BOOST升压DC/DC变换***的控制；
当第二负载状态信号（LL_PULSE2）为周期性脉冲数字信号时，
第一时钟信号（CLK）和第二负载状态信号（LL_PULSE2）的逻辑运算，使第二外部控制信号LL_DEC2的低电平开始时间和第二负载状态信号（LL_PULSE2）的低电平开始时间相同，并使第二外部控制信号LL_DEC2的低电平持续到第一时钟信号（CLK）的下一个上升沿为止，从而使第二外部控制信号LL_DEC2的周期和第一时钟信号（CLK）的周期相同；
当第二负载状态信号（LL_PULSE2）为持续电平信号时，第一时钟信号（CLK）和第二负载状态信号（LL_PULSE2）的逻辑运算使第二外部控制信号LL_DEC2也为持续电平信号。
4.根据权利要求1所述的负载电流检测电路，其特征在于，
还包括第二振荡器（62），用于产生第二数字比较信号（CLK_D）和第一时钟信号（CLK），并将第二数字比较信号（CLK_D）和第一时钟信号（CLK）输入至数字比较模块。
5.根据权利要求4所述的负载电流检测电路，其特征在于，
所述第二数字比较信号的占空比为固定设置或为可变化设置；
当所述第二数字比较信号的占空比为可变化设置时，第二数字比较信号的占空比可根据BOOST升压DC/DC变换***的输入电压和输出电压的大小进行变化设置。
6.根据权利要求1所述的负载电流检测电路，其特征在于，
还包括用于BOOST升压DC/DC变换***的工作模式切换控制的工作模式转换模块，所述工作模式转换模块用于控制BOOST升压DC/DC变换***的工作模式处于同步工作模式还是非同步工作模式；工作模式转换模块判断输入的外部电感电流小于等于设定的中间负载电流，则输出工作模式控制信号（DTC），该工作模式控制信号（DTC）用于将BOOST升压DC/DC变换***的同步工作模式切换为非同步工作模式。
7.根据权利要求1所述的负载电流检测电路，其特征在于，
所述电感电流占空比检测模块包括第一PMOS管MP1、第二PMOS管MP2、比较器（95）和第三PMOS管MP3；
第一PMOS管MP1的栅极用于接入第一控制信号GN的反向信号，第一PMOS管MP1的源极接BOOST升压DC/DC变换***的电压输出端子（VOUT）；
第二PMOS管MP2的栅极用于接入外部输入的第一控制信号GN，第二PMOS管MP2的漏极用于接入外部电感电流检测信号ULX；
第二PMOS管MP2的源极和第一PMOS管MP1的漏极电连接，并输出第二比较电压信号（V_SEL）至比较器（95）的负极输入端子；
比较器（95）的负极输入端子和第二PMOS管MP2的源极电连接，用于接收第二比较电压信号（V_SEL）；比较器（95）的正极输入端子和BOOST升压DC/DC变换***的电压输出端子（VOUT）电连接；
第三PMOS管MP3的栅极用于接入第一控制信号GN的反向信号；第三PMOS管MP3的源极接数字电源（VDD）；
第三PMOS管MP3的漏极和比较器（95）的输出端子电连接用作电感电流占空比检测模块的输出端子，用于输出第一数字比较信号（WK_D）。
8.根据权利要求7所述的负载电流检测电路，其特征在于，
所述电感电流占空比检测模块还包括第一反相器（91）；
所述第一反相器（91）的输入端用于接入外部输入的第一控制信号GN，第一反相器（91）的输出端和第一PMOS管MP1的栅极电连接；第一反相器（91）的输出端和第三PMOS管MP3的栅极电连接。
9.根据权利要求1所述的负载电流检测电路，其特征在于，
所述数字比较模块包括与门（92）；第一数字比较信号（WK_D）和第二数字比较信号（CLK_D）的反向信号输入与门（92）进行运算；与门（92）的输出端子输出第二负载状态信号（LL_PULSE2）。
10.根据权利要求9所述的负载电流检测电路，其特征在于，
所述数字比较模块还包括第二反相器（93）；
第二数字比较信号（CLK_D）经第二反相器（93）反向后输入与门（92）。
11.根据权利要求3所述的负载电流检测电路，其特征在于，
所述数字逻辑处理模块包括D触发器（94）；
D触发器（94）的时钟信号为第一时钟信号（CLK）；
D触发器（94）的输入端用于接入第二负载状态信号（LL_PULSE2）；
D触发器（94）的输出端用于输出第二外部控制信号LL_DEC2；
第一时钟信号（CLK）和第二负载状态信号（LL_PULSE2）输入至D触发器（94），经D触发器（94）的逻辑运算，输出第二外部控制信号LL_DEC2。
12.一种包含上述权利要求1至5、7至11任意一项所述负载电流检测电路的DC/DC变换***，其特征在于，
所述DC/DC变换***为BOOST升压DC/DC变换***；
所述BOOST升压DC/DC变换***，包含逻辑控制模块、第一功率管Q1和第二功率管Q2；
所述逻辑控制模块输出第二控制信号GP至第一功率管Q1的栅极；第二功率管Q2的漏极和第一功率管Q1的漏极电连接，并用于和外部电感L1电连接；第一功率管Q1的源极接电压输出端子（VOUT）；
所述逻辑控制模块输出第一控制信号GN至第二功率管Q2的栅极；第二功率管Q2的源极接地。
13.根据权利要求12所述的DC/DC变换***，其特征在于，
还包括用于BOOST升压DC/DC变换***的工作模式切换控制的工作模式转换模块；所述工作模式转换模块用于控制BOOST升压DC/DC变换***的工作模式处于同步工作模式还是非同步工作模式；
工作模式转换模块判断输入的外部电感电流小于等于设定的中间负载电流，则输出工作模式控制信号（DTC），工作模式控制信号（DTC）用于将BOOST升压DC/DC变换***的同步工作模式切换为非同步工作模式；
所述逻辑控制模块和所述工作模式转换模块电连接，所述工作模式转换模块将工作模式控制信号（DTC）输出至所述逻辑控制模块，并通过逻辑控制模块控制第一功率管Q1或第二功率管Q2的工作状态。
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Cited By (2)
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|---|---|---|---|---|
| TWI713295B (zh) * | 2019-06-26 | 2020-12-11 | 英屬開曼群島商萬國半導體（開曼）股份有限公司 | 偵測電路、具有偵測電路的切換式穩壓器及其控制方法 |
| CN112433113A (zh) * | 2020-11-06 | 2021-03-02 | 上海芯导电子科技股份有限公司 | 一种轻载检测*** |
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