CN208015694U - 一种跨阻放大器自动增益控制电路 - Google Patents
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Abstract
本实用新型公开了一种跨阻放大器自动增益控制电路，其包括跨阻放大器TIA1、跨阻放大器TIA2、NMOS管Q1、NMOS管Q2、误差放大器U3以及偏置电流源Ib。本实用新型的NMOS管Q1和NMOS管Q2无需采用低开启电压阈值的器件也能实现跨阻放大器TIA1的自动增益控制的快速响应。
Description
技术领域
本实用新型涉及跨阻放大器领域，特别是指一种跨阻放大器自动增益控制电路。
背景技术
在现代高速光纤通信***中，跨阻放大器TIA(Trans-Impedance Amplifier)扮演着把光电二极管生成的微弱光电流信号转化并放大为电压信号，并输出给后续的电路进行处理。因此TIA处于接收端最前沿，是光通信***接收端的核心器件，其噪声、灵敏度、动态范围、灵敏度等核心指标基本决定了整个接收***的性能。
在跨阻放大器电路中输入动态范围是一项重要指标，其定义为饱和输入光功率与灵敏度的差值。饱和输入光功率和灵敏度分别定义为在一定可允许误码率范围内的最大和最小输入光功率。灵敏度主要由等效输入噪声决定，等效输入噪声越小，则灵敏度指标越高；而饱和输入光功率主要由输出信号的脉宽失真等因素决定。要取得比较良好的灵敏度指标，需要在带宽允许的前提下，将跨阻即RFz值尽量做大，而跨阻越大，则饱和输入光功率则越小。
在实际应用的跨阻放大器中通常都会加入自动增益控制(Automatic GainControl，AGC)电路来解决这个问题。即在较小输入光功率时，保持大跨阻；在较大输入光功率时，自动调节减小跨阻，使得输出信号不会产生过大的脉宽失真，从而拓宽动态范围。
AGC功能通常采用一个可调的有源电阻与反馈电阻并联来实现对跨阻的调节。有两种常用的方法来检测输入光功率是否过大到会导致输出产生过大的脉宽失真，一是检测跨阻放大器TIA的交流输出幅度，如图1所示；二是检测跨阻放大器TIA的输出直流电平变化，如图2所示。
两种方法都需要在反馈环路中加入低通滤波器LPF以滤除高频分量，以保持跨阻的稳定，降低输出信号抖动。通常为了保证可接受的抖动特性，AGC环路的低频截止频率需要低至几十KHz。由于AGC环路存在低频截止频率，且低频截止频率又较低，因此AGC环路需要较长的稳定收敛时间，通常在几十us左右。因此这两种AGC电路仅适用于于连续通讯模式。
而在无源光网络(Passive Optical Network, PON)***中，在OLT（Optical LineTerminal）端，接收端接收的信号是突发（Burst Mode）的信号，即几十个的ONU(OpticalNetwork Unit)局端按照一定的时分轮流发送信号给OLT，每个ONU发送的光功率、传送距离不一，因此OLT端接收到的光信号具有时序突发、光功率突变的特点，如图3所示。
PON主要分为GPON与EPON，其中由于采用NRZ编码以及更严格的时序要求，GPON的实现难度远大于EPON。以GPON为例，一个典型的GPON突发数据包如图4所示。一个突发数据包由前导码（36ns）、界定符(16ns)、有效数据（NRZ编码）、安全间隙区（26ns）构成。当OLT的突发接收***接收到一个突发数据包时，整个突发接收***需要在前导码时序内，即36ns内建立稳定的工作状态，以正确处理后续的有效数据信号。
因此如果采用传统的自动增益控制方法，要求AGC环路在36ns内收敛稳定，则AGC反馈环路的低频截止频率就不能做得太低，理论计算不能低于5MHz。而由于GPON的信号编码为NRZ码，最长连线码（consequential identical digit, CID）达72bit，在传输这种编码信号时，AGC环路的低频截止频率必须足够低，才能减小直流漂移(DC Wandering)效应，减小抖动。因此这种矛盾的存在，导致传统的AGC控制环路无法适用于突发模式的GPON接收***上。
为了克服上述矛盾，配合图5和图6所示，现有的的突发自动增益控制电路利用一个与跨阻放大器TIA的反馈电阻RF并联的压控分流元件来钳制跨阻放大器TIA的输出幅度，配合图5所示，该压控分流元件可以为二极管D，配合图6所示，该压控分流元件也可以是采用二极管连接方式的MOS管Q；当输入信号的电流增大到一定程度，跨阻放大器TIA的输出节点电压下降，造成反馈电阻RF的压降增大到使得压控分流元件开启，压控分流元件分流掉部分输入信号的电流，从而使得跨阻放大器TIA的输出幅度不再急剧增大，从而将跨阻放大器TIA输出幅度钳制在一定范围内。但这种方式有一个缺点，典型的二极管的开启电压的阈值为0.7V左右，而采用二极管连接方式的MOS 管，其开启电压的阈值基本上也都在0.4V以上；而一般跨阻放大器TIA输出幅度只有在0.2V以内才不会产生明显的失真，因此，一般压控分流元件只能采用特殊的低阈值（low threshold）器件来实现跨阻放大器的自动增益控制的快速响应，这样做的代价是工艺成本上升，并且需要特别工艺支持，很多商用工艺不支持这种特殊器件的工艺选项。
实用新型内容
本实用新型的目的在于提供一种跨足放大器自动增益控制电路，以克服现有技术的不足。
为了达成上述目的，本实用新型的解决方案是：
一种跨阻放大器自动增益控制电路，其包括跨阻放大器TIA1、跨阻放大器TIA2、NMOS管Q1、NMOS管Q2、误差放大器U3以及偏置电流源Ib；所述跨阻放大器TIA2和跨阻放大器TIA1的电路结构、器件尺寸以及工艺参数均相同；所述NMOS管Q1和NMOS管Q2的开启电压阈值相同；所述跨阻放大器TIA1的输入端连接NMOS管Q1的漏极；所述跨阻放大器TIA1的输出端连接NMOS管Q1的源极；所述跨阻放大器TIA2的输入端连接NMOS管Q2的漏极；所述跨阻放大器TIA2的输出端连接NMOS管Q2的源极；所述误差放大器U2的同相输入端和反相输入端分别连接跨阻放大器TIA2的输入端和输出端；所述误差放大器U2的输出端连接NMOS管Q1的栅极和NMOS管Q2的栅极；所述偏置电流源Ib的输入端连接工作电源VDD，偏置电流源Ib的输出端连接误差放大器U2的同相输入端和MOS管Q2的漏极。
所述跨阻放大器TIA1包括反相放大器U1和电阻R1；所述跨阻放大器TIA2包括反相放大器U2和电阻R2；所述反相放大器U1的输入端和输出端分别连接电阻R1的两端；所述反相放大器U1的输入端为所述跨阻放大器TIA1的输入端，所述反相放大器U1的输出端为所述跨阻放大器TIA1的输出端；所述反相放大器U2的输入端和输出端分别连接电阻R2的两端；所述反相放大器U2的输入端为所述跨阻放大器TIA2的输入端，所述反相放大器U2的输出端为所述跨阻放大器TIA2的输出端。
所述反相放大器U1包括电阻R01、NMOS管M1以及NMOS管M2；所述NMOS管M2的栅极为所述反相放大器U1的输入端；NMOS管M2的源极接地，NMOS管M2的漏极连接NMOS管M1的源极，NMOS管M1的栅极连接偏置电源Vb，NMOS管M1的漏极为所述反相放大器U1的输出端，NMOS管M1的漏极连接电阻R01的一端，电阻R01的另一端连接工作电源VDD；所述反相放大器U2包括电阻R02、NMOS管M3以及NMOS管M4；NMOS管M3和NMOS管M1的开启电压阈值相同；NMOS管M4和NMOS管M2的开启电压阈值相同；电阻R02和电阻R01的阻值相同；所述NMOS管M4的栅极为所述反相放大器U2的输入端；NMOS管M4的源极接地，NMOS管M4的漏极连接NMOS管M3的源极，NMOS管M3的栅极连接偏置电源Vb，NMOS管M3的漏极为所述反相放大器U2的输出端，NMOS管M3的漏极连接电阻R02的一端，电阻R02的另一端连接工作电源VDD。
所述偏置电流源Ib的输出电流介于零到1微安之间。
采用上述方案后，所述跨阻放大器TIA1用于接入输入信号，而所述跨阻放大器TIA2本身没有输入信号接入。所述跨阻放大器TIA2利用误差放大器和NMOS管Q2构成的负反馈回路，可以在跨阻放大器TIA1在没有输入信号输入时，使得跨阻放大器TIA2的输入端电压和输出端电压与跨阻放大器TIA1此时的输入端电压和输出端电压等同，即此时所述跨阻放大器TIA2实现了对跨阻放大器TIA1的复制；而跨阻放大器TIA2的输入端电压和输出端电压与跨阻放大器TIA1在没有输入信号输入时的输入端电压和输出端电压等同，那么此时NMOS管Q1的栅极电压和漏极电压也分别与NMOS管Q2漏的漏极电压和漏极电压等同，而且由于NMOS管Q1的栅极与NMOS管Q2的栅极相连，那么可知在跨阻放大器TIA1没有输入时，NMOS管Q1和NMOS管Q2的工作状态相同。
本实用新型在跨阻放大器TIA1有输入信号输入时，NMOS管Q1的栅极电压不变，NMOS管Q1的源极电压是随着跨阻放大器TIA1的输入信号的电流的增大而逐渐减小而使得NMOS管Q1逐渐导通以分流掉流输入信号的部分电流，从而使得跨阻放大器TIA1的输出电压被钳制在一定范围内；而在跨阻放大器TIA1没有输入信号输入时，通过控制偏置电流源Ib输出一个微电流使得NMOS管Q2处于临近导通状态，此时NMOS管Q1也同样处于临近导通状态，那么NMOS管Q1的源极电压只需要较小变化即可使得NMOS管Q1完全导通，从而NMOS管Q1便可以分流掉输入信号的部分电流，不需要NMOS管Q1的源极电压的变化差值达到NMOS管Q1的开启电压阈值，响应速度快。
综合可知，本实用新型的NMOS管Q1和NMOS管Q2无需采用低开启电压阈值的器件，NMOS管Q1和NMOS管Q2采用普通的开启电压阈值的器件也能实现跨阻放大器TIA1的自动增益控制的快速响应。
附图说明
图1为检测跨阻放大器TIA的交流输出幅度的自动增益控制电路；
图2为检测跨阻放大器TIA的输出直流电平变化的自动增益控制电路；
图3为OLT端接收到的光信号的时序图；
图4为GPON突发数据包的时序图；
图5为现有的突发AGC控制电路的第一电路图；
图6为现有的突发AGC控制电路的第二电路图；
图7为本实用新型的电路原理图；
图8为本实用新型的具体电路原理图。
具体实施方式
为了进一步解释本实用新型的技术方案，下面通过具体实施例来对本实用新型进行详细阐述。
配合图7所示，本实用新型揭示了一种跨阻放大器自动增益控制电路，其包括跨阻放大器TIA1、跨阻放大器TIA2、 NMOS管Q1、NMOS管Q2、误差放大器U3以及偏置电流源Ib；所述跨阻放大器TIA2和跨阻放大器TIA1的电路结构、器件尺寸以及工艺参数均相同；所述NMOS管Q1和NMOS管Q2的开启电压阈值相同。其中可以所述跨阻放大器TIA1包括反相放大器U1和电阻R1；而所述跨阻放大器TIA2包括反相放大器U2和电阻R2；所述反相放大器U1的输入端和输出端分别连接电阻R1的两端；所述反相放大器U1的输入端为所述跨阻放大器TIA1的输入端，所述反相放大器U1的输出端为所述跨阻放大器TIA1的输出端；所述反相放大器U2的输入端和输出端分别连接电阻R2的两端；所述反相放大器U2的输入端为所述跨阻放大器TIA2的输入端，所述反相放大器U2的输出端为所述跨阻放大器TIA2的输出端。
具体的，所述跨阻放大器TIA1的输入端连接NMOS管Q1的漏极；所述跨阻放大器TIA1的输出端连接NMOS管Q1的源极；所述跨阻放大器TIA2的输入端连接NMOS管Q2的漏极；所述跨阻放大器TIA2的输出端连接NMOS管Q2的源极；所述误差放大器U2的同相输入端和反相输入端分别连接跨阻放大器TIA2的输入端和输出端；所述误差放大器U2的输出端连接NMOS管Q1的栅极和NMOS管Q2的栅极；所述偏置电流源Ib的输入端连接工作电源VDD，偏置电流源Ib的输出端连接误差放大器U2的同相输入端和MOS管Q2的漏极。
为便于理解反相放大器U1和反相放大器U2，以下具体阐述反相放大器U1和反相放大器U2的具体结构，需要说明的是本实用新型的技术思路可以适用于其他类型的反相放大器U1和反相放大器U2，并不局限于在以下阐述的反相放大器U1和反相放大器U2。
配合图8所示，所述反相放大器U1为共源共栅放大器，所述反相放大器U1包括电阻R01、NMOS管M1以及NMOS管M2；所述NMOS管M2的栅极为所述反相放大器U1的输入端；NMOS管M2的源极接地，NMOS管M2的漏极连接NMOS管M1的源极，NMOS管M1的栅极连接偏置电源Vb，NMOS管M1的漏极为所述反相放大器U1的输出端，NMOS管M1的漏极连接电阻R01的一端，电阻R01的另一端连接工作电源VDD。
配合图8所示，所述反相放大器U2为共源共栅放大器，所述反相放大器U2包括电阻R02、NMOS管M3以及NMOS管M4；NMOS管M3和NMOS管M1的开启电压阈值相同；NMOS管M4和NMOS管M2的开启电压阈值相同；电阻R02和电阻R01的阻值相同；所述NMOS管M4的栅极为所述反相放大器U2的输入端；NMOS管M4的源极接地，NMOS管M4的漏极连接NMOS管M3的源极，NMOS管M3的栅极连接偏置电源Vb，NMOS管M3的漏极为所述反相放大器U2的输出端，NMOS管M3的漏极连接电阻R02的一端，电阻R02的另一端连接工作电源VDD。
本实用新型的所述跨阻放大器TIA1用于接入输入信号，而所述跨阻放大器TIA2本身没有输入信号接入。所述误差放大器和NMOS管Q2构成的两路负反馈回路，通过负反馈的“虚短”原理可知，跨阻放大器TIA2的输入端电压（即NMOS管Q2的漏极电压）和跨阻放大器TIA2的输出端电压（即NMOS管Q2的源极电压）几乎相等；在跨阻放大器TIA1没有输入信号输入时，跨阻放大器TIA1的输入端电压（即NMOS管Q1的漏极电压）和跨阻放大器TIA1的输出端电压（即NMOS管Q1的源极电压）相等，因此可以得到跨阻放大器TIA2的输入端电压和输出端电压与跨阻放大器TIA1在没有输入信号输入时的输入端电压和输出端电压等同，那么此时NMOS管Q1的栅极电压和漏极电压也分别与NMOS管Q2漏的漏极电压和漏极电压等同，而且由于NMOS管Q1的栅极与NMOS管Q2的栅极相连，那么可知在跨阻放大器TIA1没有输入时，NMOS管Q1和NMOS管Q2的工作状态相同；而NMOS管Q2的栅极电压满足以下公式：
VG_Q2=VS_Q2+VGS_Q2= VS_Q2+[(2IdL)/ (μCoxW)]0.5+Vth;;
其中：VG_Q2为NMOS管Q2的栅极电压；VS_Q2为NMOS管Q2的源极电压；VGS_Q2为NMOS管Q2的栅极和源极之间的压降；Id为流过NMOS管Q2的电流；L为NMOS管Q2的沟道长度；W为NMOS管Q2的沟道宽度；μ为电子迁移速率；Cox为NMOS管Q2的单位面积栅氧化层电容；Vth为NMOS管Q1和NMOS管Q2的开启电压阈值；
而Id为偏置电流源Ib的输出电流的一个分量，如果控制偏置电流源Ib的输出电流足够接近于零时，比如偏置电流源Ib的输出电流介于零到1微安之间，那么Id可认为为零，此时：
VG_Q2 =VS_Q2+VGS_Q2= VS_Q2+Vth；
VGS_Q2= Vth，
因此当偏置电流源Ib的输出电流足够接近于零时，NMOS管Q2处于临界导通状态；而在跨阻放大器TIA1没有输入时，NMOS管Q1和NMOS管Q2的工作状态相同，所以在跨阻放大器TIA1没有输入时，偏置电流源Ib的输出电流足够接近于零也能使得NMOS管Q1同样处于临近导通状态。
本实用新型在跨阻放大器TIA1有输入信号输入时，NMOS管Q1的栅极电压不变，NMOS管Q1的源极电压是随着跨阻放大器TIA1的输入信号的电流的增大而逐渐减小而使得NMOS管Q1逐渐导通以分流掉流输入信号的部分电流，从而使得跨阻放大器TIA1的输出电压被钳制在一定范围内；而在跨阻放大器TIA1没有输入信号输入时，通过控制偏置电流源Ib输出一个微电流便能使得NMOS管Q2和NMOS管Q1处于临近导通状态，因此本实用新型在跨阻放大器TIA1有输入输入信号时，NMOS管Q1的源极电压只需要较小变化即可使得NMOS管Q1完全导通，从而NMOS管Q1便可以分流掉输入信号的部分电流，不需要NMOS管Q1的源极电压的变化差值达到NMOS管Q1的开启电压阈值，响应速度快。
综合可知，本实用新型的NMOS管Q1和NMOS管Q2无需采用低开启电压阈值的器件，NMOS管Q1和NMOS管Q2采用普通的开启电压阈值的器件也能实现跨阻放大器TIA1的自动增益控制的快速响应。
上述实施例和图式并非限定本实用新型的产品形态和式样，任何所属技术领域的普通技术人员对其所做的适当变化或修饰，皆应视为不脱离本实用新型的专利范畴。
Claims (4)
1.一种跨阻放大器自动增益控制电路，其特征在于：包括跨阻放大器TIA1、跨阻放大器TIA2、 NMOS管Q1、NMOS管Q2、误差放大器U3以及偏置电流源Ib；所述跨阻放大器TIA2和跨阻放大器TIA1的电路结构、器件尺寸以及工艺参数均相同；所述NMOS管Q1和NMOS管Q2的开启电压阈值相同；
所述跨阻放大器TIA1的输入端连接NMOS管Q1的漏极；所述跨阻放大器TIA1的输出端连接NMOS管Q1的源极；
所述跨阻放大器TIA2的输入端连接NMOS管Q2的漏极；所述跨阻放大器TIA2的输出端连接NMOS管Q2的源极；
所述误差放大器U2的同相输入端和反相输入端分别连接跨阻放大器TIA2的输入端和输出端；所述误差放大器U2的输出端连接NMOS管Q1的栅极和NMOS管Q2的栅极；
所述偏置电流源Ib的输入端连接工作电源VDD，偏置电流源Ib的输出端连接误差放大器U2的同相输入端和MOS管Q2的漏极。
2.如权利要求1所述的一种跨阻放大器自动增益控制电路，其特征在于：所述跨阻放大器TIA1包括反相放大器U1和电阻R1；所述跨阻放大器TIA2包括反相放大器U2和电阻R2；
所述反相放大器U1的输入端和输出端分别连接电阻R1的两端；所述反相放大器U1的输入端为所述跨阻放大器TIA1的输入端，所述反相放大器U1的输出端为所述跨阻放大器TIA1的输出端；
所述反相放大器U2的输入端和输出端分别连接电阻R2的两端；所述反相放大器U2的输入端为所述跨阻放大器TIA2的输入端，所述反相放大器U2的输出端为所述跨阻放大器TIA2的输出端。
3.如权利要求2所述的一种跨阻放大器自动增益控制电路，其特征在于：所述反相放大器U1包括电阻R01、NMOS管M1以及NMOS管M2；
所述NMOS管M2的栅极为所述反相放大器U1的输入端；NMOS管M2的源极接地，NMOS管M2的漏极连接NMOS管M1的源极，NMOS管M1的栅极连接偏置电源Vb，NMOS管M1的漏极为所述反相放大器U1的输出端，NMOS管M1的漏极连接电阻R01的一端，电阻R01的另一端连接工作电源VDD；
所述反相放大器U2包括电阻R02、NMOS管M3以及NMOS管M4；NMOS管M3和NMOS管M1的开启电压阈值相同；NMOS管M4和NMOS管M2的开启电压阈值相同；电阻R02和电阻R01的阻值相同；
所述NMOS管M4的栅极为所述反相放大器U2的输入端；NMOS管M4的源极接地，NMOS管M4的漏极连接NMOS管M3的源极，NMOS管M3的栅极连接偏置电源Vb，NMOS管M3的漏极为所述反相放大器U2的输出端，NMOS管M3的漏极连接电阻R02的一端，电阻R02的另一端连接工作电源VDD。
4.如权利要求1所述的一种跨阻放大器自动增益控制电路，其特征在于：所述偏置电流源Ib的输出电流介于零到1微安之间。
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| CP03 | Change of name, title or address |
Address after: 361008 402, No. 52, guanri Road, phase II, software park, Xiamen, Fujian Patentee after: Xiamen Youxun Chip Co.,Ltd. Country or region after: China Address before: No. 52 Guanri Road, Phase II, Software Park, Siming District, Xiamen City, Fujian Province, 361000, 402 Patentee before: XIAMEN UX HIGH-SPEED IC Co.,Ltd. Country or region before: China |