CN207691704U

CN207691704U - 一种多输出六端子阻抗网络半桥逆变器

Info

Publication number: CN207691704U
Application number: CN201721886970.1U
Authority: CN
Inventors: 张桂东; 陈杰; 王志洋; 陈思哲; 章云
Original assignee: Guangdong University of Technology
Current assignee: Guangdong University of Technology
Priority date: 2017-12-27
Filing date: 2017-12-27
Publication date: 2018-08-03
Anticipated expiration: 2027-12-27

Abstract

本实用新型公开了一种多输出六端子阻抗网络半桥逆变器，包括二极管、第一电感、第二电感、第一电容、第二电容、第三电容、第四电容、第一开关管及第二开关管，本申请提供的多输出六端子阻抗网络半桥逆变器包括两个输出端，能够同时为多个负载供电，另外，本申请中，第一电感、第二电感、第一电容、第二电容、第三电容及第四电容构成了阻抗网络，利用阻抗网络中的电感的电流不能突变的特性，使得逆变器的两个开关管可以直通并不损坏电路，具有很高的安全性。另外，该阻抗网络与半桥逆变桥臂构成升压环节，改变半桥逆变桥臂上的两个开关管的占空比即可实现逆变器升压或者降压，电路结构简单且灵活性高。

Description

一种多输出六端子阻抗网络半桥逆变器

技术领域

本实用新型涉及逆变器技术领域，特别是涉及一种多输出六端子阻抗网络半桥逆变器。

背景技术

半桥逆变器具有结构简单、开关管数量少等优点，因此，被大量的应用在工业领域中。请参照图1，图1为一种传统的半桥逆变器的结构示意图。但该半桥逆变器存在以下问题：

1)半桥逆变器只有一个输出端，不能适用于用电器多的场合。

2)半桥逆变器直通短路。具体地，传统的半桥逆变器容易因电磁干扰引起开关管误触发而导致半桥逆变器直通，从而造成开关管的损坏及电源的烧毁；现有技术中的解决方案是在交替导通时加入死区时间，以保证半桥逆变器安全工作，但该方法会引起半桥逆变器的输出电压畸变。

3)半桥逆变器输出的交流电压的幅值固定且为直流母线电压的一半，输出无法调节，只能完成降压功能，在一些需要可调电压及高电压等级的应用中，需要在前级加入升压DC/DC变换器，增加了半桥逆变器的复杂性。

因此，如何提供一种解决上述技术问题的方案是本领域技术人员目前需要解决的问题。

实用新型内容

本实用新型的目的是提供一种多输出六端子阻抗网络半桥逆变器，包括两个输出端，能够同时为多个负载供电，具有很高的安全性，电路结构简单且灵活性高。

为解决上述技术问题，本实用新型提供了一种多输出六端子阻抗网络半桥逆变器，包括二极管、第一电感、第二电感、第一电容、第二电容、第三电容、第四电容、第一开关管及第二开关管，其中：

所述二极管的阳极与直流电源的正端连接，所述二极管的阴极分别与所述第一电感的第一端及所述第一电容的第一端连接，所述第一电感的第二端分别与所述第二电容的第一端及所述第一开关管的第一端连接，所述第二电容的第二端与所述第三电容的第一端连接，其公共端与第一负载的第一端连接，所述第一电容的第二端与所述第四电容的第一端连接，其公共端与第二负载的第一端连接，所述第三电容的第二端分别与所述直流电源的负端及所述第二电感的第一端连接，所述第二电感的第二端分别与所述第四电容的第二端及所述第二开关管的第二端连接，所述第二开关管的第一端与所述第一开关管的第二端连接，其公共端分别与所述第一负载的第二端及所述第二负载的第二端连接。

优选地，所述第一电容、所述第二电容、所述第三电容及所述第四电容均为有极性电容，其中，所述有极性电容的正端作为各电容的第一端，所述有极性电容的负端作为各电容的第二端。

优选地，所述第一电容与所述第四电容串联的容值等于所述第二电容与所述第三电容串联的容值。

优选地，所述第一电感的电感值等于所述第二电感的电感值。

优选地，当所述第一开关管的占空比D₁＝0.5且所述第二开关管的占空比D₂≥0.5时，或者，当所述第一开关管的占空比D₁≥0.5且所述第二开关管的占空比D₂＝0.5时，所述第一负载的第二端的电压为所述第一负载的第一端的电压为所述第二负载的第二端的电压为所述第二负载的第一端的电压为其中，V_d为所述直流电源的输出电压。

优选地，所述第一开关管及所述第二开关管均为NMOS，其中，NMOS的漏极作为各开关管的第一端，NMOS的源极作为各开关管的第二端。

优选地，所述第一开关管及所述第二开关管均为IGBT，其中，所述IGBT的集电极作为各开关管的第一端，所述IGBT的发射极作为各开关管的第二端。

本实用新型提供了一种多输出六端子阻抗网络半桥逆变器，包括二极管、第一电感、第二电感、第一电容、第二电容、第三电容、第四电容、第一开关管及第二开关管，本申请提供的多输出六端子阻抗网络半桥逆变器包括两个输出端，能够同时为多个负载供电，另外，本申请中，第一电感、第二电感、第一电容、第二电容、第三电容及第四电容构成了阻抗网络，利用阻抗网络中的电感的电流不能突变的特性，使得逆变器的两个开关管可以直通并不损坏电路，具有很高的安全性。另外，该阻抗网络与半桥逆变桥臂构成升压环节，改变半桥逆变桥臂上的两个开关管的占空比即可实现逆变器升压或者降压，电路结构简单且灵活性高。

附图说明

为了更清楚地说明本实用新型实施例中的技术方案，下面将对现有技术和实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本实用新型的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为一种传统的半桥逆变器的结构示意图；

图2为本实用新型提供的一种多输出六端子阻抗网络半桥逆变器的结构示意图；

图3为本实用新型提供的一种多输出六端子阻抗网络半桥逆变器在第一工作模式下的工作波形图；

图4为在第一工作模式下，本实用新型提供的一种多输出六端子阻抗网络半桥逆变器在第一开关管开通、第二开关管开通时的工作过程示意图；

图5为在第一工作模式下，本实用新型提供的一种多输出六端子阻抗网络半桥逆变器在第一开关管开通、第二开关管关断时的工作过程示意图；

图6为在第一工作模式下，本实用新型提供的一种多输出六端子阻抗网络半桥逆变器在第一开关管关断、第二开关管开通时的工作过程示意图；

图7为本实用新型提供的一种多输出六端子阻抗网络半桥逆变器在第二工作模式下的工作波形图；

图8为在第二工作模式下，本实用新型提供的一种多输出六端子阻抗网络半桥逆变器在第一开关管开通、第二开关管关断时的工作过程示意图；

图9为在第二工作模式下，本实用新型提供的一种多输出六端子阻抗网络半桥逆变器在第一开关管开通及二开关管均开通的工作过程示意图；

图10为在第二工作模式下，本实用新型提供的一种多输出六端子阻抗网络半桥逆变器在第一开关管关断、第二开关管开通时的工作过程示意图。

具体实施方式

本实用新型的核心是提供一种多输出六端子阻抗网络半桥逆变器，包括两个输出端，能够同时为多个负载供电，具有很高的安全性，电路结构简单且灵活性高。

为使本实用新型实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本实用新型实施例中的附图，对本实用新型实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本实用新型一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本实用新型中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本实用新型保护的范围。

请参照图2，图2为本实用新型提供的一种多输出六端子阻抗网络半桥逆变器的结构示意图，该半桥逆变器包括二极管D、第一电感L₁、第二电感L₂、第一电容C₁、第二电容C₂、第三电容C₃、第四电容C₄、第一开关管S₁及第二开关管S₂，其中：

二极管D的阳极与直流电源V_d的正端连接，二极管D的阴极分别与第一电感L₁的第一端及第一电容C₁的第一端连接，第一电感L₁的第二端分别与第二电容C₂的第一端及第一开关管S₁的第一端连接，第二电容C₂的第二端与第三电容C₃的第一端连接，其公共端与第一负载R₁的第一端连接，第一电容C₁的第二端与第四电容C₄的第一端连接，其公共端与第二负载R₂的第一端连接，第三电容C₃的第二端分别与直流电源V_d的负端及第二电感L₂的第一端连接，第二电感L₂的第二端分别与第四电容C₄的第二端及第二开关管S₂的第二端连接，第二开关管S₂的第一端与第一开关管S₁的第二端连接，其公共端分别与第一负载R₁的第二端及第二负载R₂的第二端连接。

具体地，本申请中，二极管D具有单向导通性，能够防止阻抗网络中的电流回流到直流电源V_d，起到了保护电路的作用。另外，本申请中的多输出六端子阻抗网络半桥逆变器包括两个输出端，能够同时为第一负载R₁和第二负载R₂供电，工作效率高。

此外，第一电感L₁、第二电感L₂、第一电容C₁、第二电容C₂、第三电容C₃及第四电容C₄构成阻抗网络，第一电容C₁、第四电容C₄、第一开关管S₁及第二开关管S₂构成半桥逆变器，阻抗网络和该半桥逆变器共享了第一电容C₁和第四电容C₄组成的电容桥臂，同理，第二电容C₂、第三电容C₃、第一开关管S₁和第二开关管S₂也构成半桥逆变器，阻抗网络和该半桥逆变器共享了第二电容C₂和第三电容C₃组成的电容桥臂，从电路结构上看，大大简化了电路结构，降低了电路级数；从工作原理上来看，控制两个开关管的占空比即可实现逆变器升压或者降压，并能够输出多种电压波形，能够实现不同场合的应用；而关于第一开关管S₁和第二开关管S₂能够同时导通的问题，由于阻抗网络与半桥逆变器的桥臂构成升降压环节，在升降压过程中，该半桥逆变器会存在半桥逆变器桥臂直通的工作过程，直通时，充分利用阻抗网络中包括的电感具备不能突变的特性，使得不会出现烧毁直流电源和开关管的情况，解决了传统逆变器因桥臂短路造成的电路故障的问题，安全性高。

综上，本实用新型提供了一种多输出六端子阻抗网络半桥逆变器，包括二极管、第一电感、第二电感、第一电容、第二电容、第三电容、第四电容、第一开关管及第二开关管，本申请提供的多输出六端子阻抗网络半桥逆变器包括两个输出端，能够同时为多个负载供电，另外，本申请中，第一电感、第二电感、第一电容、第二电容、第三电容及第四电容构成了阻抗网络，利用阻抗网络中的电感的电流不能突变的特性，使得逆变器的两个开关管可以直通并不损坏电路，具有很高的安全性。另外，该阻抗网络与半桥逆变桥臂构成升压环节，改变半桥逆变桥臂上的两个开关管的占空比即可实现逆变器升压或者降压，电路结构简单且灵活性高。

在上述实施例的基础上：

作为一种优选地实施例，第一电容C₁、第二电容C₂、第三电容C₃及第四电容C₄均为有极性电容，其中，有极性电容的正端作为各电容的第一端，有极性电容的负端作为各电容的第二端。

具体地，有极性电容的容量比较大，能够适用于高压高功率的场合，当然，本申请中也可以选用无极性电容，本申请在此不做特别的限定，根据实际情况来定。

作为一种优选地实施例，第一电容C₁与第四电容C₄串联的容值等于第二电容C₂与第三电容C₃串联的容值。

作为一种优选地实施例，第一电感L₁的电感值等于第二电感L₂的电感值。

在实际应用中，为了减少半桥逆变器的输出波形中的谐波含量，在选用电容时，可以选用符合第一电容C₁与第四电容C₄串联的容值等于第二电容C₂与第三电容C₃串联的容值(只是连接形式上的串联)的电容，即C₁//C₄＝C₂//C₃，在第一电感L₁的电感值等于第二电感L₂的电感值，也即L₁＝L₂时，阻抗网络为对称网络。当然，本申请并不仅限于上述电容值和电感值，根据实际情况来定。

作为一种优选地实施例，当第一开关管S₁的占空比D₁＝0.5且第二开关管S₂的占空比D₂≥0.5时，或者，当第一开关管S₁的占空比D₁≥0.5且第二开关管S₂的占空比D₂＝0.5时，第一负载R₁的第二端的电压为第一负载R₁的第一端的电压为第二负载R₂的第二端的电压为第二负载R₂的第一端的电压为其中，V_d为直流电源V_d的输出电压。

具体地，多输出六端子阻抗网络半桥逆变器包括两种工作模式，第一工作模式为第一开关管S₁的占空比D₁＝0.5且第二开关管S₂的占空比D₂≥0.5；第二工作模式为第一开关管S₁的占空比D₁≥0.5且第二开关管S₂的占空比D₂＝0.5。

为方便对本申请的理解，下面以多输出六端子阻抗网络半桥逆变器工作在第一工作模式来作介绍：

首先设定第一开关管S₁和第二开关管S₂的开关周期为T，第一开关管S₁的占空比为D₁，第二开关管S₂的占空比为D₂，直流电源V_d的电压为V_d，第一电感L₁、第二电感L₂、第一电容C₁、第二电容C₂、第三电容C₃及第四电容C₄的电压分别为V_L1、V_L2、V_C1、V_C2、V_C3及V_C4，第一电感L₁和第二电感L₂的平均电流为I_L。

在第一工作模式下，设定D₁＝0.5，D₂≥0.5。

电路工作在稳态时，多输出六端子阻抗网络半桥逆变器在一个开关周期内主要有3个工作模态，第一开关管S₁开通时间为D₁T，第二开关管S₂开通时间为D₂T，开关管的导通状态如图3所示，图3为本实用新型提供的一种多输出六端子阻抗网络半桥逆变器在第一工作模式下的工作波形图。多输出六端子阻抗网络半桥逆变器在第一工作模式的工作过程为：

工作模态1：

如图4所示，图4为在第一工作模式下，本实用新型提供的一种多输出六端子阻抗网络半桥逆变器在第一开关管开通、第二开关管开通时的工作过程示意图，其中，实线表示变换器中有电流流过的部分，虚线表示变换器中没有电流流过的部分，图5、图6、图8-图10同理；第一开关管S₁、第二开关管S₂均开通，工作模态1时长为(D₁+D₂-1)T。第一电容C₁、第四电容C₄通过直通桥臂与第一电感L₁形成回路，并向第一电感L₁充电，第一电感L₁电流i_L1线性增长。第二电容C₂、第三电容C₃通过直通桥臂与第二电感L₂形成回路，并向第二电感L₂充电，第二电感L₂电流i_L2线性增长。第一电容C₁的电流i_C1＝-I_L，第三电容C₃的电流i_C3＝-I_L，对图4节点3、节点4分别列KCL方程：i_C2＝-(I_L+i_R1+)，iC₄＝-I_L+i_R2+，由图4分析可知，此时第一电感L₁的电压V_L1与第一电容C₁电压和第四电容C₄串联后的电压V_C1+V_C4相等、第二电感L₂的电压V_L2与第二电容C₂和第三电容C₃串联后的电压V_C2+V_C3相等，且由于C₁//C₄＝C₂//C₃，L₁＝L₂，阻抗网络为对称网络，有：V_L1＝V_L2，V_C1+V_C4＝V_C2+V_C3。故有：V_L1＝V_L2＝V_C1+V_C4＝V_C2+V_C3。第二电容C₂通过C₂-R₁回路将能量传递给第一负载R₁，第四电容C₄通过C₄-R₂回路将能量传递给第二负载R₂，此时输出电压V_O1+＝V_C2，V_O2-＝-V_C4。

工作模态2：t₁～t₂

如图5所示，图5为在第一工作模式下，本实用新型提供的一种多输出六端子阻抗网络半桥逆变器在第一开关管开通、第二开关管关断时的工作过程示意图；工作模态2时长为(1-D₂)T。第一电感L1通过V_d-D-L₁-C₂-C₃回路及V_d-D-L₁-R₂-C₄-L₂放电，第一电感L₁电流i_L1线性减小。第二电感L₂通过V_d-D-C₁-C₄-L₂回路放电，第二电感L₂电流i_L2线性减小。对图5中节点2列KCL方程：i_C2＝I_L-i_R1+，对节点3列KCL方程：i_C3＝i_C2+i_R1+＝(I_L-i_R+)+i_R+＝I_L，由图可得i_C4＝I_L，由图5分析可知，此时第一电感L₁电压V_L1＝V_d-(V_C2+V_C3)、第二电感L₂电压V_L2＝V_d-(V_C1+V_C4)，且由于C₁//C₄＝C₂//C₃，L₁＝L₂，阻抗网络为对称网络，有：V_L1＝V_L2，V_C1+V_C4＝V_C2+V_C3。第二电容C₂通过C₂-R₁回路将能量传递给第一负载R₁。此时输出电压V_O1+＝V_C2,V_O2+＝V_d-V_L1-V_L2-V_C4。

工作模态3：t₂～t₃

如图6所示，图6为在第一工作模式下，本实用新型提供的一种多输出六端子阻抗网络半桥逆变器在第一开关管关断、第二开关管开通时的工作过程示意图，模态时长为(1-D₁)T。第一电感L₁通过V_d-D-L₁-C₂-C₃回路及V_d-D-L₁-C₂-R₁-L₂回路放电，第一电感L₁电流i_L1线性减小。第二电感L₂通过V_d-D-C₁-C₄-L₂回路及V_d-D-C₁-R₂-L₂回路放电，第二电感L₂电流i_L2线性减小。第二电容C₂的电流i_C2＝I_L，对图6中节点3列KCL方程：i_C3＝i_C2-i_R1-＝I_L-i_R1-，对节点6列KCL方程得：i_C4＝I_L-i_R1--i_R2-，由图6分析可知，此时第一电感L₁电压V_L1＝V_d-(V_C2+V_C3)、第二电感L₂电压V_L2＝V_d-(V_C1+V_C4)，且由于C₁//C₄＝C_2//C₃，L₁＝L₂，阻抗网络为对称网络，有：V_L1＝V_L2，V_C1+V_C4＝V_C2+V_C3。此时输出电压V_O1-＝V_d-V_C1-V_C3-V_C4,V_O2-＝-V_C4。

根据以上分析，半桥逆变器的输出电压V_O1(第一负载两端的电压)为正的时间为t₀～t₂，持续时长t₊为(D₁+D₂-1)T+(1-D₂₎T＝D₁T，半桥逆变器输出电压V_O1为负的时间为t₂～t₃，持续时长t_-为(1-D₁)T。由于工作在此模式下D₁＝0.5，则t₊＝t_-，故半桥逆变器的输出V_O1为正、负电压交替，且时长相等的交流电压。

根据电感的伏秒平衡原理，对第一电感L₁列写伏秒平衡方程式：

解得：

(V_C1+V_C4)×(D₁+D₂-1)T+(V_d-(V_C2+V_C3))×(1-D₂)T+(V_d-(V_C2+V_C3))×(1-D₁)T＝0 (2)

根据电容的安秒平衡(电荷平衡)原理，对第一电容C₁列写安秒平衡方程式：

-(I_L+i_R1+)×(D₁+D₂-1)T+(I_L-i_R1+)(1-D₂)T+I_L×(1-D₁)T＝0 (5)

解得：

根据电容的安秒平衡(电荷平衡)原理，对第三电容C₃列写安秒平衡方程式：

-I_L×(D₁+D₂-1)T+I_L(1-D₂)T+(I_L-i_R1-)×(1-D₁)T＝0 (8)

解得：

联立式(6)和式(9)，可得：

此模式下，D₁＝0.5，所以有：

即：

V_O1+＝V_C2＝-V_O1-＝-(V_d-V_C1-V_C3-V_C4) (12)

将V_C1+V_C4＝V_C2+V_C3代入式(12)可得：

同理，半桥逆变器的输出电压V_O2(第二负载两端的电压)为正的时间为t₁～t₂，持续时长t₊为(1-D₂)T，半桥逆变器输出电压V_O2为负的时间为t₀～t₁，t₂～t₃，持续时长t_-为(D₁+D₂-1)T+(1-D₁)T＝D₂T。由于工作在此模式下D₂≥0.5，则t₊≤t_-，故半桥逆变器的输出V_O2为正、负电压交替，时长不相等的交流电压。

对半桥逆变器输出电压V_O2的分析过程与V_O1类似，在此不再赘述。最后可得：

根据第一工作模式下设定的D₁、D₂的值，1≤D₁+D₂＜1.5，根据式(13)和式(14)可得，半桥逆变器的输出电压的峰值可以大于V_d，也可以小于V_d，可以实现变换器的升、降压。以D₁＝0.5，D₂＝0.8为例，得到如图3所示的波形图。

下面以D₁≥0.5，D₂＝0.5为例，介绍多输出六端子阻抗网络半桥逆变器工作在第二工作模式下的工作过程：

请参照图7，图7为本实用新型提供的一种多输出六端子阻抗网络半桥逆变器在第二工作模式下的工作波形图。

如图8、图9、图10所示，图8为在第二工作模式下，本实用新型提供的一种多输出六端子阻抗网络半桥逆变器在第一开关管开通、第二开关管关断时的工作过程示意图，图9为在第二工作模式下，本实用新型提供的一种多输出六端子阻抗网络半桥逆变器在第一开关管开通及二开关管均开通的工作过程示意图，图10为在第二工作模式下，本实用新型提供的一种多输出六端子阻抗网络半桥逆变器在第一开关管关断、第二开关管开通时的工作过程示意图。

电路工作在稳态时，多输出六端子阻抗网络半桥逆变器在一个开关周期内主要有3个工作模态，第一开关管S₁开通时间为D₁T，第二开关管S₂开通时间为D₂T，工作模式2的工作过程图与第一种工作模式相同，但顺序不同，分析过程与第一种工作模式相同，同样可以得出式(17)、式(18)、式(19)、式(20)的表达式，本申请在此不再赘述。

作为一种优选地实施例，第一开关管S₁及第二开关管S₂均为NMOS，其中，NMOS的漏极作为各开关管的第一端，NMOS的源极作为各开关管的第二端。

作为一种优选地实施例，第一开关管S₁及第二开关管S₂均为IGBT，其中，IGBT的集电极作为各开关管的第一端，IGBT的发射极作为各开关管的第二端。

具体的，NMOS具有开关速度快、开关损耗小的优点，IGBT具有耐压等级高的优点。除了可以是上述两种开关管以外，还可以是PMOS等其他能够实现本实用新型目的的开关管，这里不做限定。

另外，在实际应用中，如果半桥逆变器中的电流很大，这里的第一开关管S₁及第二开关管S₂、第三开关管还可以为由多个NMOS并联的NMOS模块，或者为由多个IGBT并联的IGBT模块，根据实际情况来定。

需要说明的是，在本说明书中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本实用新型。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本实用新型的精神或范围的情况下，在其他实施例中实现。因此，本实用新型将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims

1.一种多输出六端子阻抗网络半桥逆变器，其特征在于，包括二极管、第一电感、第二电感、第一电容、第二电容、第三电容、第四电容、第一开关管及第二开关管，其中：

2.如权利要求1所述的多输出六端子阻抗网络半桥逆变器，其特征在于，所述第一电容、所述第二电容、所述第三电容及所述第四电容均为有极性电容，其中，所述有极性电容的正端作为各电容的第一端，所述有极性电容的负端作为各电容的第二端。

3.如权利要求1所述的多输出六端子阻抗网络半桥逆变器，其特征在于，所述第一电容与所述第四电容串联的容值等于所述第二电容与所述第三电容串联的容值。

4.如权利要求3所述的多输出六端子阻抗网络半桥逆变器，其特征在于，所述第一电感的电感值等于所述第二电感的电感值。

5.如权利要求4所述的多输出六端子阻抗网络半桥逆变器，其特征在于，当所述第一开关管的占空比D₁＝0.5且所述第二开关管的占空比D₂≥0.5时，或者，当所述第一开关管的占空比D₁≥0.5且所述第二开关管的占空比D₂＝0.5时，所述第一负载的第二端的电压为所述第一负载的第一端的电压为所述第二负载的第二端的电压为所述第二负载的第一端的电压为其中，V_d为所述直流电源的输出电压。

6.如权利要求1-5任一项所述的多输出六端子阻抗网络半桥逆变器，其特征在于，所述第一开关管及所述第二开关管均为NMOS，其中，NMOS的漏极作为各开关管的第一端，NMOS的源极作为各开关管的第二端。

7.如权利要求1-5任一项所述的多输出六端子阻抗网络半桥逆变器，其特征在于，所述第一开关管及所述第二开关管均为IGBT，其中，所述IGBT的集电极作为各开关管的第一端，所述IGBT的发射极作为各开关管的第二端。