CN207473453U

CN207473453U - 电子***

Info

Publication number: CN207473453U
Application number: CN201721027393.0U
Authority: CN
Inventors: I·L·科南; A·赫比
Original assignee: Semiconductor Components Industries LLC
Current assignee: Semiconductor Components Industries LLC
Priority date: 2016-08-19
Filing date: 2017-08-17
Publication date: 2018-06-08
Anticipated expiration: 2027-08-17
Also published as: US9918172B1; EP3293881A3; EP3293881B1; US10117035B2; US20180139550A1; US20180054684A1; EP3293881A2; DK3293881T3

Abstract

本实用新型涉及电子***。本实用新型要解决的技术问题之一是提供用于电子信号降噪的电子***。在一些实施方案中，电子***包括：电源；耦接到电源的负载；耦接到电源和负载的模拟‑数字转换器，模拟‑数字转换器对由电源供应的波动电压进行取样并且生成波动电压的数字表示；耦接到模拟‑数字转换器的控制逻辑部件，控制逻辑部件基于波动电压的数字表示和目标电压来生成幅度校正信号；耦接到控制逻辑部件的校正逻辑部件，校正逻辑部件使用幅度校正信号和音频信号来生成开关控制信号；以及耦接到校正逻辑部件的输出驱动器，输出驱动器基于开关控制信号来控制电源和负载之间的耦接。利用本实用新型，提供了降低电子噪声的电子***。

Description

电子***

技术领域

本公开涉及一种用于降噪的电子***。

背景技术

助听器和其他便携式音频设备通常使用D类输出驱动器，这是因为它们具有高功率效率。由于输出驱动器的输出信号由供电电压直接调制，因此该电压应当免于干扰。在助听器和其他便携式音频设备中，这可能是不可能的，因为电源通常是小电池，其也用于对具有非恒定电流负载的电路诸如无线发射机/接收机或麦克风进行供电。如果此类可变电流消耗是活跃的，则其可致使电池电压随时间推移变化，并因此产生波动。一个后果是输出驱动器的音频性能可能显著下降。穿戴此类设备的人可能会听到非期望的音量上的突然变化、咔哒声或其他噪声。向便携式音频设备添加滤波部件或较大的电池会负面地影响尺寸、便携性和可穿戴性。

实用新型内容

本实用新型要解决的技术问题之一是提供用于电子信号降噪的电子***。

至少一些实施方案涉及电子***，该电子***包括：电源；耦接到电源的负载；耦接到电源和负载的模拟-数字转换器，该模拟-数字转换器对由电源供应的波动电压进行取样并且生成所述波动电压的数字表示；耦接到模拟-数字转换器的控制逻辑部件，该控制逻辑部件基于波动电压的所述数字表示和目标电压来生成幅度校正信号；耦接到控制逻辑部件的校正逻辑部件，该校正逻辑部件使用幅度校正信号和音频信号来生成开关控制信号；以及耦接到校正逻辑部件的输出驱动器，该输出驱动器基于开关控制信号来控制电源和负载之间的耦接。

在一个实施方案中，输出驱动器包括D类放大器。

在一个实施方案中，还包括致使波动电压波动的可变电流负载。

在一个实施方案中，校正逻辑部件包括∑-Δ调制器。

在一个实施方案中，输出驱动器包括H桥电路。

在一个实施方案中，开关控制信号是1比特数字比特流。

在一个实施方案中，还包括稳压器，该稳压器耦接在电源与负载之间，以为负载提供比波动电压在其间波动的电压更小的调节电压。

在一个实施方案中，当禁用***中的可变电流负载时，禁用稳压器，并且其中当启用可变电流负载时，启用稳压器。

在一个实施方案中，控制逻辑部件至少部分基于波动电压的多个数字化样本的外推来生成幅度校正信号。

在一个实施方案中，控制逻辑部件至少部分通过确定或估计所述数字表示与来自电源的标称电压的比率来生成幅度校正信号。

本实用新型的有利效果之一是提供降低电子噪声的电子***。

附图说明

在附图中：

图1是含有供电补偿和降噪***的便携式音频设备的框图。

图2是供电补偿和降噪***的框图。

图3是供电补偿和降噪过程的流程图。

图4是表示供电电压值和预测的未来供电电压值的图表。

图5是预测未来供电电压值的过程的流程图。

图6是采用稳压器的供电补偿与降噪***的框图。

图7是表示稳压器的输入和输出电压值的图表。

图8是使用稳压器的供电补偿与降噪过程的流程图。

图9A是输出驱动器电路的示意图。

图9B是与图9A的电路相关联的时序图。

图9C是具有模拟-数字转换器的输出驱动器电路的示意图。

图10是采用图9A的输出驱动器的供电补偿与降噪过程的流程图。

然而，应当理解，附图中给定的具体实施方案以及对它们的详细描述并不限制本公开。相反，这些实施方案和详细描述为普通技术人员提供了分辨替代形式、等价形式和修改形式的基础，这些替代形式、等价形式和修改形式与给定实施方案中的一个或多个实施方案一起被包含在所附权利要求书的范围内。

具体实施方式

图1是便携式音频设备电子***100(例如，听力仪器诸如助听器内的电子***)的框图。***100包括便携式电源102，耦接到电源102的供电电压线104(“供电电压”)，也耦接到电源102的供电电压返回线106，可变电流负载108，供电补偿、降噪与调制电路110，输出驱动器112以及负载114。电源102可以但不限于被设计成在给定电流下产生预定供电电压104的可再充电或可更换的电池，并且其在对变化电流负载的响应方面受到限制。在一些实施方案中，可以包括与电源102并联的一个或多个去耦电容器(未在图1中具体示出)，以使供电电压104的瞬时变化最小化并使供电电压104随时间推移的波动“平滑化”。

耦接到电源102的可变电流负载108可包括无线发射机、无线接收机或麦克风。其电流需求可随时间而变化，这是由于音频信号强度改变，可变电流负载108的内部功能被启用和禁用，以及所采用的频率范围。与静止时间(例如当发射机/接收机未使用时，或当麦克风未接收任何信号时)相比，可变电流负载108可在重度使用的时间段期间变化。由于电源102的较小尺寸和有限容量，这些因素会致使供电电压104变化。将这些变化引入到输出驱动器112和负载114，这致使上述音频性能降低的问题。

电路110补偿供电电压的这些波动。如下文详述，电路110基于供电电压104的时间依赖性变化来生成开关控制信号116(例如，1比特数字比特流)，并且向输出驱动器112提供信号116。输出驱动器112包含由开关控制信号116控制的开关。这些开关的集体状态生成输出负载信号118以驱动负载114。电路110还可使用∑-Δ调制器(SDM)降低音频频率范围内的噪声，该调制器将噪声推动到人耳听不见的频带(例如，大于约20kHz)中。

图2是供电补偿与降噪***150的框图，其表示***100的一些实施方案。***150包括电源102、可变电流负载108、控制逻辑部件120、幅度校正信号122、ADC 126、供电电压信号128的数字化表示(“数字表示”)、信号调制器(例如，SDM)124、开关控制信号116、输出驱动器112、输出负载信号118、可变电流负载启用信号134以及负载114。***150包括两种附加信号：目标电压信号130(“目标电压”)和音频信号132。目标电压130提供给控制逻辑部件120，并且可作为信号源自***150外部的来源或可在本***150内生成为针对其来比较电源102输出的参考值。在至少一些实施方案中，目标电压130是电源102的标称电压。音频信号132含有音频信息，该音频信息要提供给其内容纳有***150的音频设备的用户。控制逻辑部件120可以由包括但不限于以下的部件或子组件构成：用于控制电路设备、监测参数并测量电压、电流和信号电平以实施本文归属于控制逻辑部件120的功能的一个或多个处理器、逻辑门、晶体管等。控制逻辑部件120还可包括包含可执行代码(例如，软件、固件)的存储装置(例如，随机存取存储器、只读存储器)，该可执行代码经编程而使处理器能够执行本文归属于控制逻辑部件120的一些或所有功能。

在操作中，电源102提供供电电压104。如先前所阐释，如果可变电流负载108正在活跃地消耗电流，则供电电压104可随时间而变化。为了监测此类波动，ADC 126将供电电压104转换为数字表示128，并且向控制逻辑部件120提供数字表示128。控制逻辑部件120将数字表示128与目标电压130进行比较，以确定供电电压104是高于、低于还是处于目标电压130。基于该比较，控制逻辑部件120生成幅度校正信号122。幅度校正信号122可按任何合适的方式生成，但一般来讲，其提供有关目标电压130和供电电压104之间的差值的信息。例如，在一些实施方案中，控制逻辑部件120通过计算数字表示128与目标电压130(例如，电源102的标称电压)的比率来生成幅度校正信号122。该比率可由***150的其余部分用来校正提供给负载114的电压。在一些实施方案中，控制逻辑部件120通过以下方式生成幅度校正信号122：对数字表示128的多个样本进行外推，使得其可预测数字表示128的未来值(并且扩展开来说，供电电压104的未来值)。该外推考虑了由ADC 126分接供电电压104的节点和负载114之间的电路110引入的时间延迟。因此，例如，控制逻辑部件120可对数字表示128的未来值进行外推，确定外推的数字表示128与目标电压130的比率，并且输出反映该比率的幅度校正信号122。可以设想到其他用于确定幅度校正信号122的技术，这些技术落入本公开的范围内。

信号调制器124(例如，∑-Δ调制器)接收幅度校正信号122和音频信号132作为输入。信号调制器124执行至少两种功能。第一，其基于幅度校正信号122来调制音频信号132。例如，如果幅度校正信号122指示供电电压104低于或将低于目标电压130，则信号调制器124相应地增强音频信号132以进行补偿。在至少一些实施方案中，信号调制器124通过在其反馈回路中施加幅度校正信号122来调制音频信号132。在其他实施方案中，在信号调制器124之前使用合适的电路校正音频信号132，以将音频信号132乘以幅度校正信号122。可以设想到其他技术，并且这些技术包括在本公开的范围内。第二，信号调制器124通过将噪声推动到100kHz之上并因此超过20Hz–20kHz的人类听觉范围，而降低人耳可听见的噪声。在一些实施方案中，信号调制器124使用例如具有合适截止频率的高通滤波器来实现此类衰减。信号调制器124生成开关控制信号116，该开关控制信号可包括用于控制输出驱动器112中的一个或多个开关的一个或多个信号，从而调节供电电压104向负载114的供给。本公开的范围不限于由∑-Δ调制器进行的信号校正。可以设想到其他信号校正技术—例如，逻辑上定位在调制器之前的电路逻辑部件，该调制器使用幅度校正信号122来校正信号。使用幅度校正信号执行此类信号校正的***的任何部件一般可在本文称为“校正逻辑部件”。

输出驱动器112被设计成驱动负载114。其可包括例如共用H桥电路，该电路使用多个能够独立控制的开关来调节供电电压104和负载114之间的耦接。这些开关由开关控制信号116控制，该开关控制信号在一些实施方案中可包括多个开关控制信号。输出驱动器112使用供电电压104和来自信号调制器124的开关控制信号116来生成驱动负载114的输出负载信号118。负载114耦接到输出驱动器112，并且生成由穿戴者通过耳朵接收的音频信号。

调制器通过将较低取样频率的多比特输入信号转换为较高取样频率的单比特输出信号来进行操作。每个输出比特大约提供供电电压(在那一刻)的平方除以负载电阻的能量。因为高频能量被音频换能器部分地吸收且也是不能为人耳所听见的，因此可听音频输出信号是调制器的单比特数据流的平滑化版本。通过在供电电压较低时增强输出驱动器的音频输出信号，使提供给音频换能器的音频信号的幅度保持在所需电平。

图3是供电补偿和降噪过程200的流程图。该过程包括方框202，其中ADC将模拟供电电压转换为数字表示。在方框204中，ADC将供电电压的数字表示发送到控制逻辑部件以用于处理。接下来，如方框206中所见，控制逻辑部件使用供电电压的数字表示和目标电压来生成幅度控制信号。在方框208处，控制逻辑部件向信号调制器提供幅度校正信号。在方框210中，信号调制器将幅度校正信号和音频信号用作为输入来生成开关控制信号。在方框212中，信号调制器向输出驱动器提供开关控制信号。在方框214中，输出驱动器使用开关控制信号和供电电压来生成输出负载信号。在方框216中，输出驱动器向负载提供输出负载信号，以便用于使负载生成将由穿戴者听到的音频输出。该过程随后结束，或可重复该过程。

如此前提到的，电路110可能需要一段时间确定补偿供电电压中的干扰所需的校正程度并在负载114处施加该校正。因此，电路110的响应可滞后于实际供电电压中的波动。在负载114处施加的校正可能“太迟”，这意味着在负载114处施加校正之时电路110预期校正的供电电压波动早已消失，并且将存在新供电电压值。因此，在至少一些实施方案中，电路110可使用取样供电电压值来预测未来供电电压值，并且可使用此类预测值来确定将在负载114处施加的校正。以这种方式，电路110的响应滞后得以减轻，并且在负载114处施加的校正比原本情况更及时。

图4是表示由电路110取样的供电电压值和由电路110预测的未来供电电压值的图表250。图表250示出了y轴上的供电电压值252作为x轴上的时间254的函数。电路110对随时间推移的多个供电电压值256进行取样。其确定两个或更多个取样供电电压值256之间的斜率258，并且基于该斜率来预测未来供电电压值。例如，电路110(并且更具体地讲，控制逻辑部件120)可计算取样供电电压值256A和256B之间的线的斜率258。其随后可使用该斜率258来预测后续的供电电压值260。在至少一些实施方案中，预测值260沿着与值256A和256B相同的斜率258定位，尽管本公开的范围不限于此，并且当对值260进行预测时，控制逻辑部件120可基于任何合适的数量和类型的因素来调整所计算的斜率258。控制逻辑部件120可使用通常由部分或全部电路110引入的时滞进行编程，并且可使用该时滞来确定需要预测的供电电压值的未来时间点。预测值260可由控制逻辑部件120用于其生成幅度校正信号122。该方法提供了供电电压的更准确校正。

例如，时间t₁时的第一供电电压测量值256A为4.55伏特，而时间t₂时的第二电压测量值256B为4.65伏特。控制逻辑部件120用由电路110引入的时滞进行编程，该时滞在该示例中意指未来时间t₃需要供电电压预测。基于时间上的这两个电压点之间的线的斜率，控制逻辑部件120将估计时间t₃时的未来供电电压260应为4.75伏特。在该示例中，因为供电电压升高，很有可能时间t₃时的未来供电电压将更接近4.75伏特，而非4.65伏特，后者是在不采用该电压预测技术时原本由控制逻辑部件120使用的值。因此，控制逻辑部件120将能够在其生成幅度校正信号122时进行的计算中访问更准确的数据。

图5是预测未来供电电压值的过程300的流程图。过程300首先是在第一时间t₁时采集供电电压的第一样本并且记录该值，如方框302中所示。接下来，在方框304处，在第二时间t₂时采集供电电压的第二样本，并作记录。在方框306处，过程300包括确定时间t₁和t₂之间取样的供电电压的变化速率(即，斜率)。在方框308中，过程300包括基于在方框306中计算的上述变化速率，在指定时间t₃时计算预测的未来供电电压。该方法随后结束或根据需要重复。如上所述，当电路110将其校正施加于负载114时，预测的供电电压值一般更可能准确地反映存在于负载114处的实际供电电压。因此，电路110更有效地校正由电源所提供的供电电压中的波动。

图6是包括电路110内的稳压器352的***350的框图。稳压器接收波动电压并输出恒定电压。稳压器是众所周知的，并且可包括例如运算放大器，该运算放大器控制MOS晶体管的栅极电压，进而控制未调节和调节的电压源之间的电流。稳压器352耦接到电源102和输出驱动器112两者，以便为负载114提供比波动供电电压104在其间波动的电压更小的调节电压。以这种方式，提供给负载114的调节电压比原本更稳定。电路110包括多个ADC 126和354。ADC 126生成由电源102所提供的供电电压104(即，稳压器352进行调节之前的电压)的数字表示128。ADC 354由生成稳压器352所输出的调节电压的数字表示358。这两个数字表示128、358均作为输入提供给控制逻辑部件120。

控制逻辑部件120使用数字表示128来确定是否需要稳压器352进行电压调节以及达到何种程度。在至少一些实施方案中，控制逻辑部件120可经由可变电流负载启用信号134来启用和禁用可变电流负载108，并且如果负载108被禁用，则控制逻辑部件120可经由稳压器启用信号360来禁用稳压器352，因为将不存在显著的供电电压波动。然而，***350的其他部件(例如，不受控制逻辑部件120控制的其他可变电流负载)可致使供电电压104波动，并且在这些情况下，ADC 126的数字表示128使控制逻辑部件120能够确定是否需要电压调节(例如，供电电压104的波动是否超过预定阈值)。如果需要此类调节，则启用控制逻辑部件120确保稳压器352(例如，经由启用信号360)；否则，其禁用稳压器352(经由启用信号360)。

当启用稳压器352时，控制逻辑部件使用数字表示128来确定稳压器352的适当设置。例如，如果控制逻辑部件120确定供电电压104一致地或几乎一致地(即，对于超过预定百分比的样本而言—例如，对于超过95％的样本而言)在4.9伏特至5.0伏特的范围内波动，则控制逻辑部件120可致使稳压器352输出4.80伏特的比较稳定的调节电压。在此类实施方案中，控制逻辑部件120规定将由稳压器352产生的调节电压，并且在此类实施方案中，因为控制逻辑部件120自身便已决定了稳压器352的所需输出，所以不需要目标电压130。在其他实施方案中，控制逻辑部件120使用目标电压130来设定稳压器352所产生的调节电压，因为这些值应当是相同的。在此类实施方案中，控制逻辑部件120可能不使用来自ADC 126的数字表示128来确定稳压器352的所需输出，但控制逻辑部件120可仍然使用来自ADC 126的数字表示128来确定供电电压104波动是否足够显著(例如，超过预定阈值)以完全保证调节。

图7是表示图6的稳压器352的输入和输出电压值，以及稳压器352的操作电压的图表400。该图表以y轴上的电压值402对x轴上的时间404作图。稳压器输入电压406(即，图6的供电电压104)被示出为以高于和低于稳压器的操作电压412存在的波动电压电平。无论何时输入电压406处于或高于操作电压412，稳压器输出电压都为恒定的预定电压408。然而，无论何时输入电压406降至低于操作电压412，稳压器的输出也会下降，如附图标记410指示。如上所述，稳压器352的预定输出电压408被选择为略低于供电电压104在其内波动的范围。例如，如果供电电压104在4.9伏特和5.0伏特之间波动，则预定输出电压408可被选择为4.8伏特。因此，在至少一些实施方案中，稳压器352被选择或构建成使得其操作电压在预定输出电压408和波动范围之间—例如，在运行示例中，处于4.85伏特。在一些实施方案中，调节电压电平可被调整成处于低于供电电压的最小电压，这仍然有利于所需的电源抑制比率和最大功率效率。该值可在供电电压降低时(例如，供电容量降低时)降低。

再次参见图6，控制逻辑部件120按照其在图2中使用来自ADC 126的数字表示128的相同方式使用来自ADC 354的数字表示358。具体地讲，控制逻辑部件120使用数字表示358来确定幅度校正信号122。在上文详细阐释了确定幅度校正信号122的方式，因此在此不再重复。***350中需要幅度校正的程度应比缺少稳压器的***更小，因为稳压器输出大体稳定的调节电压。然而，当稳压器352无法将其输出电压保持在所需电平时，需要幅度校正。另外，当稳压器352正被激活时—即，当***正从未调节电源过渡到调节电源时，可能需要幅度校正。一般来讲，当已知或预计供电电压将波动或可能波动时，ADC 354优选地保持活跃。在一些实施方案中，如果确定电池供电电压为稳定的，则可去激活稳压器，并且在此类情况下，ADC 354和/或ADC 126优选地保持活跃以补偿电池电源中的波动。在***350的一些实施方案中，控制逻辑部件120可执行如上所述的电压预测技术。

图8是使用稳压器的供电补偿和降噪过程450的流程图。过程450首先是确定可变电流负载是否被启用(方框452)或供电电压是否波动超过预定阈值(方框454)。如果这两种条件均不存在，则过程450的控制循环回到方框452。否则，如果任一条件存在，则需要电压调节。因此，过程700包括控制逻辑部件120，该控制逻辑部件使用目标电压或定位在稳压器之前的ADC(例如，图6中的ADC 126)的输出，来确定将由稳压器352提供的所需调节电压(方框456)。正如所阐释的，该步骤可通过使用外部接收的目标电压设定稳压器352的输出来进行，或其可通过识别低于供电电压104的波动范围的合适电压值(如ADC 126所指示)来进行。相应地设定稳压器352所输出的调节电压(方框458)。过程450还包括使用定位在稳压器之后的另一个ADC(例如，图6中的ADC 354)的输出来确定稳压器所提供的调节电压是否匹配稳压器的所需输出(方框460)。如果是这样，则过程450的控制循环回到方框460。否则，如果存在失配，则过程450包括生成如上所述的幅度校正信号(方框462)，并且使用幅度校正信号来控制调节的供电电压向负载的供给(方框464)，也如上所述。供电电压的该监测和校正在从未调节电源向调节电源过渡期间以及在该过渡之后进行(例如，如果稳压器无法将其输出电压保持在所需电平，或当调节电压电平被调整时，或当恢复到未调节电源时)。

在一些实施方案中，可在输出驱动器112处调节提供给负载114的供电电压，而不使用上述稳压器或幅度校正信号。在此类实施方案中，输出驱动器可包括如图9A所示的H桥电路500(例如，D类放大器)。电路500包括四个开关502、504、506和508；供电电压104；供电电压返回线106；比较器(例如，误差放大器)518；参考电压VREFP 520；比较器输出VDRVP522，其是可变信号；信号VDRVN 524，其是恒定电压；缓冲器530、534；反相器532、536；控制信号p1p 526、p1n 528；栅极控制信号531、533、535和537；电平取样电路514；电平取样电路输出538；以及比较器电源VDDA 540、VSSA 542。负载114和电平取样电路514并联耦接到节点510、512。

在操作中，比较器518比较信号520、538并产生输出信号VDRVP522。因此，VDRVP522是可变的。VDRVP 522提供给缓冲器530、534，它们分别接收控制信号p1p 526、p1n 528。因此，栅极控制信号531、535中的每个均可在0V与VDRVP之间摆动。这些栅极控制信号531、535分别控制开关502、506。反相器532、536接收VDRVN 524，其是恒定电压。它们还分别接收控制信号p1p 526、p1n 528。它们分别输出栅极控制信号533、537。栅极控制信号533、537分别控制开关508、504。栅极控制信号533、537中的每个均可在0V与VDRVN之间摆动。这四个开关一起调节跨节点510、512施加的供电电压。该电压继而施加到负载114，并且也提供给电平取样电路514。电平取样电路514输出此前存储的电压538，作为比较器518的输入。电平取样电路514和比较器518形成调节回路，该调节回路确保跨节点510、512的高电平电压等于参考电压VREFP 520。

图9B示出了图9A的电路500的时序图950。时序图950包括五个连续时间段952、954、956、958和960。在时间段952期间，p1p 526为低，并且p1n 528为高。因此，开关502的栅极处的电压处于VSS(例如，0V)，开关508的栅极处的电压处于VDRVN(由于反相器532所致)，开关506的栅极处的电压处于VDRVP，并且开关504的栅极处的电压处于VSS(例如0V，这是由于反相器536所致)。因此，跨节点510和512(以及因此在负载114处)的电压为–VREFP，如图所示。

在时间段954期间，p1p 526为高；p1n 528为低；开关502、508、506和504的栅极处的电压分别为VDRVP、VSS、VSS和VDRVN；并且跨节点510和512(以及因此跨负载114)的电压为+VREFP。在时间段956期间，p1p 526为低且p1n 528为低；开关502、508、506和504的栅极处的电压分别为VSS、VDRVN、VSS和VDRVN；并且跨节点510和512(以及因此跨负载114)的电势为0V。

在时间段958期间，p1p 526为低且p1n 528为高；开关502、508、506和504的栅极处的电压分别为VSS、VDRVN、VDRVP和VSS；并且跨节点510和512(以及因此跨负载114)的电压为–VREFP。最后，在时间段960期间，p1p 526为高且p1n 528为低；开关502、508、506和504的栅极处的电压分别为VDRVP、VSS、VSS和VDRVN；并且跨节点510和512(以及因此跨负载114)的电压为+VREFP，如图所示。

图9C示出了具有模拟-数字转换器(ADC)的图9A的输出驱动器电路500的变型。具体地讲，ADC 975从电平取样电路输出538接收输入信号，将输入信号转换为数字形式，并且经由连接977向控制逻辑部件120(例如，图6)提供输出数字信号。在至少一些此类实施方案中，省略稳压器352和ADC 354。在这些实施方案中，控制逻辑部件120接收ADC 126的输出、目标电压信号130和ADC 975的输出作为输入。控制逻辑部件120使用这些输入产生输出信号122，该输出信号控制信号调制器124，这与上述方式类似。

图10是采用图9A的输出驱动器500的供电补偿和降噪过程550的流程图。方法550从方框552开始，其中取样电压输出516提供给比较器518。比较器518将取样电压516与参考电压520进行比较，以确定参考电压是否大于取样电压(方框554)。如果参考电压不大于取样电压，则不存在大幅供电电压波动，并且H桥电路500继续根据其当前栅极信号进行操作(方框558)。然而，如果参考电压大于取样电压，则供电电压可能是波动的，并且控制电路500的各种开关的栅极信号被调整成使得供应至负载的电压升高(方框556)，并且电路500随后根据这些栅极信号进行操作(方框558)。

至少一些实施方案涉及电子***，该电子***包括：可变电流负载；耦接到可变电流负载的电源，该电源至少部分由于可变电流负载而提供波动电压；第二负载；用于控制电源和第二负载之间的耦接的一个或多个开关；用于对提供给第二负载的电压进行取样的、耦接到第二负载的取样***；以及耦接到取样***的比较器，该比较器使用取样电压和参考电压来生成控制所述一个或多个开关的开关控制信号。这些实施方案中的一些可使用一个或多个以下概念以任何顺序和任何组合进行补充：其中所述一个或多个开关包括n型金属氧化物半导体场效应晶体管(n-MOSFET)开关；其中取样***包括样本和保持开关和至少一个电容器；其中取样***对提供给第二负载的具有以0伏特为参照的正和负信号电平的电压进行取样，并且其中取样***仅对正信号进行取样；其中第二负载是音频扬声器；其中电子***是至少部分地***人耳中的助听器设备；其中电源是便携式电源，诸如电池；还包括耦接在电源和输出驱动器之间的稳压器，以便为第二负载提供比波动电压在其间波动的电压更小的调节电压。

至少一些实施方案涉及音频降噪方法，该方法包括：在第一时间时获取电源电压的第一测量值；在第二时间时获取所述电源电压的第二测量值；基于所述第一电压测量值和所述第二电压测量值来计算变化速率；基于所述变化速率来预测未来电源电压；基于未来电源电压和目标负载电压来生成幅度校正信号；使用幅度校正信号和音频信号来生成开关控制信号；以及使用开关控制信号来控制一个或多个开关以调节功率对负载的供给。这些实施方案中的一些实施方案可使用一个或多个以下概念以任何顺序和任何组合进行补充：还包括使用与所述电源串联的一个或多个去耦电容器；还包括使用稳压器以将提供给负载的所述功率保持在比电源电压在其间波动的电压范围更小的电平。

一旦完全理解了上述公开的内容，对于本领域技术人员来说许多其他修改形式、等价形式和替代形式就将变得显而易见。旨在使以下权利要求书被解释为在适用情况下包含所有此类修改形式、等价形式和替代形式。

Claims

1.一种电子***，包括：

电源；

负载，所述负载耦接到所述电源；

模拟-数字转换器，所述模拟-数字转换器耦接到所述电源和所述负载，所述模拟-数字转换器对由所述电源供应的波动电压进行取样并且生成所述波动电压的数字表示；

控制逻辑部件，所述控制逻辑部件耦接到所述模拟-数字转换器，所述控制逻辑部件基于所述波动电压的所述数字表示和目标电压来生成幅度校正信号；

校正逻辑部件，所述校正逻辑部件耦接到所述控制逻辑部件，所述校正逻辑部件使用所述幅度校正信号和音频信号以生成开关控制信号；和

输出驱动器，所述输出驱动器耦接到所述校正逻辑部件，所述输出驱动器基于所述开关控制信号来控制所述电源和所述负载之间的耦接。

2.根据权利要求1所述的电子***，其中所述输出驱动器包括D类放大器。

3.根据权利要求1所述的电子***，还包括致使所述波动电压波动的可变电流负载。

4.根据权利要求1所述的电子***，其中所述校正逻辑部件包括∑-Δ调制器。

5.根据权利要求1所述的电子***，其中所述输出驱动器包括H桥电路。

6.根据权利要求1所述的电子***，其中所述开关控制信号是1比特数字比特流。

7.根据权利要求1所述的电子***，还包括稳压器，所述稳压器耦接在所述电源和所述负载之间，以为所述负载提供比所述波动电压在其间波动的电压更小的调节电压。

8.根据权利要求7所述的电子***，其中当禁用所述***中的可变电流负载时，禁用所述稳压器，并且其中当启用所述可变电流负载时，启用所述稳压器。

9.根据权利要求1所述的电子***，其中所述控制逻辑部件至少部分基于所述波动电压的多个数字化样本的外推来生成所述幅度校正信号。

10.根据权利要求1所述的电子***，其中所述控制逻辑部件至少部分通过确定或估计所述数字表示与来自所述电源的标称电压的比率来生成所述幅度校正信号。