CN207234745U - 一种旋变激磁信号发生*** - Google Patents
一种旋变激磁信号发生*** Download PDFInfo
- Publication number
- CN207234745U CN207234745U CN201721193059.2U CN201721193059U CN207234745U CN 207234745 U CN207234745 U CN 207234745U CN 201721193059 U CN201721193059 U CN 201721193059U CN 207234745 U CN207234745 U CN 207234745U
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- resistance
- operational amplifier
- capacitance
- circuit
- tie point
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
Landscapes
- Measurement Of Length, Angles, Or The Like Using Electric Or Magnetic Means (AREA)
Abstract
本实用新型公开了一种旋变激磁信号发生***，其包括DSP处理器、将所述DSP处理器产生的PWM信号波整形成光滑正弦波的二次整形电路、将经过所述光滑正弦波变为差分信号的正反相放大电路与拉偏电路、以及对输出信号进行滤波的一级无源滤波电路与共模输出电感T401，所述DSP处理器的flash区域中设置有产生正弦波的角度数据模块。本实用新型易调整且更为可靠，采样时刻精准，解决了长时间运行后可能会发生激磁波形漂移、导致信号反馈采样点错位问题。
Description
【技术领域】
本实用新型属于电机驱动控制技术领域，特别是涉及一种旋变激磁信号发生***。
【背景技术】
现有旋变类反馈伺服电机驱动器本身都带有旋变激磁信号，但是它们基本上都是采用硬件式的有源RC桥式正弦波振荡电路产生正弦波，如附图1所示。也有的采用专用的正弦波发生芯片来产生旋变激磁信号，但此方案会增加驱动器成本，电路也更加复杂，所以一般不会采用。根据应用、调试工程师的实际应用情况反映，使用上述方法产生的激磁信号，存在振荡频率较难调准、随温度漂移，调整过程非常费时，操作过程比较繁琐、不方便，尤其是当需要更换激磁信号的振荡频率时，需要重新更换电路中相关的电阻与电容，如图1中，当变换激磁频率，几乎图1中所有的电阻R、电容C都需更换，而且更为重要的一点是很难保证采样旋变反馈信号的时刻正好处于信号的峰值点，导致采样到的旋变反馈信号不准，进而可能会导致解调出的电机位置不准，导致进行PMSM矢量运算有偏差，尤其可能对电机的低速运行影响较大。
如电路图1示，虽然电路已经加上由SIN_SYN、C613、R619组成的强制同步电路，但由于硬件模拟电路分散性大的特点，实际上很难保证采样旋变反馈信号的时刻正好处于信号的最大值点。由图1实测得采样时刻与旋变反馈信号的关系如图2所示。在图2中，锯齿线为SIN_SYN信号，即DSP采样旋变反馈的时刻点，正弦波形为旋变反馈信号。由图2可见，采样时刻(SIN_SYN信号的上跳沿、下跳沿)并没有处于旋变反馈信号的最大点，而是发生较大的错位偏移(如图2中的偏移时间△t)，这必然会导致采样的信号与实际的有误差，且错位偏移越大，误差就会越大，进而会影响旋变信号的解算结果，最终会影响电机的运行效果。
因此，有必要提供一种新的旋变激磁信号发生***来解决上述问题。
【实用新型内容】
本实用新型的主要目的在于提供一种便捷的、易调整且更为可靠的旋变激磁信号发生***，采样时刻精准，解决了长时间运行后可能会发生激磁波形漂移、导致信号反馈采样点错位问题。
本实用新型通过如下技术方案实现上述目的：一种旋变激磁信号发生***，其包括DSP处理器、将所述DSP处理器产生的PWM信号波整形成光滑正弦波的二次整形电路、将经过所述光滑正弦波变为差分信号的正反相放大电路与拉偏电路、以及对输出信号进行滤波的一级无源滤波电路与共模输出电感T401，所述DSP处理器的flash区域中设置有产生正弦波的角度数据模块。
进一步的，所述二次整形电路包括对所述PWM信号波进行第一次整形的电阻R406与电容C409、对所述PWM信号波进行第二次整形的电阻R407与电容C410；
所述电阻R406与所述PWM信号波连通；所述电阻R406输出端与所述电容C409、所述电阻R407连接于连接点a处；所述电阻R407的输出端与所述电容C410连接于连接点b处；所述电容C409与所述电容C410的另一端连接且有两个连接点，其中一个所述连接点接地，另一个所述连接点输出至所述正反相放大电路。
进一步的，所述正反相放大电路包括运算放大器U401B、设置在所述运算放大器U401B的反相输入端与输出端之间的第一倍率调整电路、与所述运算放大器U401B的输出端连接的运算放大器U401A、与所述运算放大器U401A连接的第二倍率调整电路；所述运算放大器U401B的同相输入端与所述连接点b处连接；所述运算放大器U401A的反相输入端与所述运算放大器U401B的输出端连接。
进一步的，所述第一倍率调整电路包括电阻R415、电阻R417以及电容C413，所述电阻R415一端与所述电容C410连接且另一端与所述电阻R417和所述电容C413连接于连接点c处，所述连接点c与所述运算放大器U401B的反相输入端连接；所述电阻R417一端与所述电容C413连接于连接点d处，且所述连接点d与所述运算放大器U401B的输出端连接。
进一步的，所述第二倍率调整电路包括设置在所述运算放大器U401A反相输入端与所述运算放大器U401B输出端的连接线路上的电阻R408、一端与所述运算放大器U401A反相输入端连接且另一端与所述运算放大器U401A输出端连接的电阻R414，所述电阻R414与所述运算放大器U401A输出端连接于连接点e处。
进一步的，所述拉偏电路包括电阻R401、电阻R402以及电容C403，所述电阻R401与所述电容C403并联设置且其一共同端接地，另一共同端与所述运算放大器U401A的同相输入端连接；所述电阻R402一端与所述电阻R401连接且另一端与电源端VCC0接通。
进一步的，所述一级无源滤波电路包括与所述运算放大器U401A输出端连接的电容C406、一端与所述电容C406输出端连接且另一端与所述连接点d连接的电容C412和电阻R413。
与现有技术相比，本实用新型一种旋变激磁信号发生***的有益效果在于：
1)简单便捷、免调试，产生的旋变激磁信号波形的频率、幅值、相移几乎不受温度影响，一致性非常好；
2)通过在DSP内部存储一个在一个周期内包含有若干输出点的正弦波角度数据，并通过DSP内部产生的PWM波对应的正弦波幅值的PWM脉宽占空比计算得到输出的PWM脉冲宽度，使PWM的中断周期不仅与程序的主中断匹配起来，还与激磁信号的周期进行了匹配，从而保证采样旋变信号的时刻正好处于反馈信号的极值点，保证了采样时刻的准确；
3)在每次开启ADC采样的时刻(即主中断循环开始的时刻)强制输出正弦波幅值为角度为90°、270°的值(即正弦波正、负的最大值)，避免了长时间运行后可能会发生激磁波形漂移、导致信号反馈采样点错位问题；
4)本方案产生的驱动器的旋变激磁信号在某一固定频率下，无需调整任何电路参数，便使激磁信号的频率、幅值的一致性比常用的有源RC桥式正弦波振荡电路得到很大的提高，而即使需改变旋变激磁信号的频率，只需更改DSP对应产生正弦波的程序及稍微改动下D/A整形电路的电阻R或电容C(如图3中的电阻R406、电阻R407或电容C409、电容C410)就可达到更改激磁频率的目的。
【附图说明】
图1为现有技术中常用的产生正弦波振荡电路的连接结构示意图；
图2为由图1得到的采样时刻与旋变反馈信号的时序图；
图3为本实用新型实施例的电路连接示意图；
图4为实测图3得到的0～180°区间某一位置时旋变SIN反馈、DSP采样点波形示意图；
图5为实测图3得到的180～360°区间某一位置时旋变SIN反馈、DSP采样点波形示意图；
图6为本实施例中二次整形电路整形后的波形示意图；
图7为本实施例中正反相放大电路和拉偏电路处理后的波形示意图；
图8为本实施例得到的差分激磁信号波形图。
【具体实施方式】
实施例：
请参照图3，本实施例为旋变激磁信号发生***，其包括DSP处理器、将所述DSP处理器产生的PWM信号波整形成光滑正弦波的二次整形电路、将经过所述光滑正弦波变为差分信号的正反相放大电路与拉偏电路、以及对输出信号进行滤波的一级无源滤波电路与共模输出电感T401。所述DSP处理器的flash区域中设置有产生正弦波的角度数据模块。
所述二次整形电路包括对所述PWM信号波进行第一次整形的电阻R406与电容C409、对所述PWM信号波进行第二次整形的电阻R407与电容C410；电阻R406与所述PWM信号波连通；电阻R406输出端与电容C409、电阻R407连接于连接点a处；电阻R407的输出端与电容C410连接于连接点b处；电容C409与电容C410的另一端连接且有两个连接点，其中一个所述连接点接地，另一个所述连接点输出至所述正反相放大电路。
所述正反相放大电路包括运算放大器U401B、设置在运算放大器U401B的反相输入端与输出端之间的第一倍率调整电路、与运算放大器U401B的输出端连接的运算放大器U401A、与运算放大器U401A连接的第二倍率调整电路。所述第一倍率调整电路包括电阻R415、电阻R417以及电容C413，电阻R415一端与电容C410连接且另一端与电阻R417和电容C413连接于连接点c处，连接点c与运算放大器U401B的反相输入端连接；电阻R417一端与电容C413连接于连接点d处，且连接点d与运算放大器U401B的输出端连接。运算放大器U401B的同相输入端与连接点b处连接。电阻R417的电阻值与电阻R415的电阻值之比为1:2。电容C413为运算放大器U401B反馈回路的消振电容。通过运算放大器U401B的所述第一倍率调整电路部分对信号进行适当的放大，其放大倍数＝1+R417/R415＝1.5。
运算放大器U401A的反相输入端与运算放大器U401B的输出端连接，所述第二倍率调整电路包括设置在运算放大器U401A反相输入端与运算放大器U401B输出端的连接线路上的电阻R408、一端与运算放大器U401A反相输入端连接且另一端与运算放大器U401A输出端连接的电阻R414。电阻R414与运算放大器U401A输出端连接于连接点e处。电阻R414的电阻值与电阻R408的电阻值之比为1:1。通过运算放大器U401A和所述第二倍率调整电路对连接点d的信号进行反相放大，放大倍数＝R414/R408＝1。
所述拉偏电路包括电阻R401、电阻R402以及电容C403，电阻R401与电容C403并联设置且其一共同端接地，另一共同端与运算放大器U401A的同相输入端连接；电阻R402一端与电阻R401连接且另一端与电源端VCC0接通，运算放大器U401A的供电连接端与该电源端VCC0连接，且在连接线路上分流设置有滤波电容C402。电阻R401的电阻值与电阻R402的电阻值所述拉偏电路的拉偏幅值＝VCC0×R401/(R401+R402)＝5×1.5/3＝2.5，电容C403为退藕电容。
所述一级无源滤波电路包括与运算放大器U401A输出端连接的电容C406、一端与电容C406输出端连接且另一端与连接点d连接的电容C412和电阻R413。所述一级无源滤波电路的截止频率约为102.7Hz，其目的是阻止低频信号尤其是工频信号串入到激磁信号中。
共模输出电感T401的两个输入端与电阻R413的两端分别连接，其两个输出端即为旋变激光信号输出端。
本实施例还提供了一种旋变激磁信号发生方法，其包括以下步骤：
1)在DSP处理器的flash区域存储一个0°～360°、步距为K的一个周期的正弦波角度数据模块，则在一个完整的正弦波周期内包含有Q个输出点数，其中Q＝360/K；本实施例中，所述DSP处理器产生的PWM信号波的驱动频率fQ＝10KHz，旋变激磁频率fJ＝5KHz，步距为K＝9°，则输出点数Q＝40。
2)根据需要输出的角度θ的计算出所述DSP处理器产生的PWM信号波的输出脉冲宽度P＝sinθ/QfJ＝5sinθ，并将ADC采样时刻对应的正弦波PWM信号波的输出值交替设置为90°、270°。由于每个完整的正弦波周期包含40个输出点，而此40个数据点需对应旋变激磁频率，则对应正弦波PWM信号波输出的频率为fPWM＝fJ·Q＝200KHz，如此每半周正好输出20个正弦波角度数据点，时间对应20*1/200*1000＝100us，对应10K频率，使每次采样旋变反馈信号的时刻正好处于信号的最大值点。由此可知产生对应正弦波PWM信号波的周期T＝1/fPWM＝5us，再利用需输出的角度θ计算出正弦波PWM信号波的占空比值ρ＝sinθ，则实际角度θ输出PWM信号波的输出脉冲宽度P＝T·ρ＝5sinθ。在每次开始启动ADC采样的时刻，把对应的正弦波PWM信号波的输出值交替设置为90°、270°，如此便可保证每次采样旋变反馈信号的时刻点为旋变反馈信号的最大点，通过本实施例旋变激磁信号发生***得到采样时刻与旋变反馈波形如图4、图5所示，根据图4、图5可见，采样时刻、激磁波形的频率与设计要求十分吻合。
3)将步骤2)中输出的PWM信号波通过二次整形电路将对应正弦波开度的PWM方波整形为光滑的正弦波旋变激磁信号。通过本实施例旋变激磁信号发生***中的所述二次整形电路得到的整形后的波形如图6所示，其中图6中的曲线A为图3中连接点a处波形的第一次整形结果，曲线B为图3中连接点b处波形的第二次整形结果。
4)将整形后的所述正弦波旋变激磁信号放大后再反相拉偏产生正负对称的正、反相旋变激磁信号。经过放大和拉偏后的波形结果如图7所示，其中图7中的曲线C为图3中连接点d处的波形，曲线D为连接点e处的波形。
5)对产生的正、反相旋变激磁信号进行滤波处理。本实施例旋变激磁信号发生***中通过主要由电容C406、电阻R413、电阻C412组成的一级无源滤波电路，使激磁本身信号能够畅通无阻的通过，而低于本高通滤波器的截止频率的信号则会受到抑制。
6)将经过滤波处理后的正、反相旋变激磁信号二者相减，便可得到正负对称的激磁信号，即差分信号。再通过本实施例旋变激磁信号发生***中的共模输出电感T401抑制掉电路中可能包含的高频信号，即可得到供给电机旋变的激磁信号，其波形如图8所示。
本实施例旋变激磁信号发生***以及方法的思路是利用DSP处理器本身能够产生PWM波形的特点，通过在DSP内部的flash区域存储一个0°～360°、步距为K(即一个完整的正弦波周期包含Q＝360/K个输出点)的一个周期的正弦波角度数据，其对应的PWM占空比值ρ，则PWM的输出宽度P＝T·ρ(其中T为PWM的脉冲频率的周期)，再通过D/A电路整形为正弦波作为旋变激磁信号；为产生正负对称(即差分信号)的激磁信号，本方案中加入正拉偏电路，利用运放的产生正、负反相的信号，二者再相减，即可实现由单端信号变为差分信号。经过大量的应用证明，本方案产生的旋变激磁信号波形无论在高温(+70℃)还是低温(-40℃)下，激磁频率、幅值基本没有发生偏移，其一致性非常好。
本实施例旋变激磁信号发生***以及方法的有益效果在于：简单便捷、免调试，产生的旋变激磁信号波形的频率、幅值、相移几乎不受温度影响，一致性非常好；通过在DSP内部存储一个在一个周期内包含有若干输出点的正弦波角度数据，并通过DSP内部产生的PWM波对应的正弦波幅值的PWM脉宽占空比计算得到输出的PWM脉冲宽度，使PWM的中断周期不仅与程序的主中断匹配起来，还与激磁信号的周期进行了匹配，从而保证采样旋变信号的时刻正好处于反馈信号的极值点，保证了采样时刻的准确；在每次开启ADC采样的时刻(即主中断循环开始的时刻)强制输出正弦波幅值为角度为90°、270°的值(即正弦波正、负的最大值)，避免了长时间运行后可能会发生激磁波形漂移、导致信号反馈采样点错位问题；本方案产生的驱动器的旋变激磁信号在某一固定频率下，无需调整任何电路参数，便使激磁信号的频率、幅值的一致性比常用的有源RC桥式正弦波振荡电路得到很大的提高，而即使需改变旋变激磁信号的频率，只需更改DSP对应产生正弦波的程序及稍微改动下D/A整形电路的电阻R或电容C(如图3中的电阻R406、电阻R407或电容C409、电容C410)就可达到更改激磁频率的目的。
以上所述的仅是本实用新型的一些实施方式。对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本实用新型创造构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本实用新型的保护范围。
Claims (7)
1.一种旋变激磁信号发生***，其特征在于：其包括DSP处理器、将所述DSP处理器产生的PWM信号波整形成光滑正弦波的二次整形电路、将经过所述光滑正弦波变为差分信号的正反相放大电路与拉偏电路、以及对输出信号进行滤波的一级无源滤波电路与共模输出电感T401，所述DSP处理器的flash区域中设置有产生正弦波的角度数据模块。
2.如权利要求1所述的旋变激磁信号发生***，其特征在于：所述二次整形电路包括对所述PWM信号波进行第一次整形的电阻R406与电容C409、对所述PWM信号波进行第二次整形的电阻R407与电容C410；
所述电阻R406与所述PWM信号波连通；所述电阻R406输出端与所述电容C409、所述电阻R407连接于连接点a处；所述电阻R407的输出端与所述电容C410连接于连接点b处；所述电容C409与所述电容C410的另一端连接且有两个连接点，其中一个所述连接点接地，另一个所述连接点输出至所述正反相放大电路。
3.如权利要求2所述的旋变激磁信号发生***，其特征在于：所述正反相放大电路包括运算放大器U401B、设置在所述运算放大器U401B的反相输入端与输出端之间的第一倍率调整电路、与所述运算放大器U401B的输出端连接的运算放大器U401A、与所述运算放大器U401A连接的第二倍率调整电路；所述运算放大器U401B的同相输入端与所述连接点b处连接；所述运算放大器U401A的反相输入端与所述运算放大器U401B的输出端连接。
4.如权利要求3所述的旋变激磁信号发生***，其特征在于：所述第一倍率调整电路包括电阻R415、电阻R417以及电容C413，所述电阻R415一端与所述电容C410连接且另一端与所述电阻R417和所述电容C413连接于连接点c处，所述连接点c与所述运算放大器U401B的反相输入端连接；所述电阻R417一端与所述电容C413连接于连接点d处，且所述连接点d与所述运算放大器U401B的输出端连接。
5.如权利要求4所述的旋变激磁信号发生***，其特征在于：所述第二倍率调整电路包括设置在所述运算放大器U401A反相输入端与所述运算放大器U401B输出端的连接线路上的电阻R408、一端与所述运算放大器U401A反相输入端连接且另一端与所述运算放大器U401A输出端连接的电阻R414，所述电阻R414与所述运算放大器U401A输出端连接于连接点e处。
6.如权利要求3所述的旋变激磁信号发生***，其特征在于：所述拉偏电路包括电阻R401、电阻R402以及电容C403，所述电阻R401与所述电容C403并联设置且其一共同端接地，另一共同端与所述运算放大器U401A的同相输入端连接；所述电阻R402一端与所述电阻R401连接且另一端与电源端VCC0接通。
7.如权利要求4所述的旋变激磁信号发生***，其特征在于：所述一级无源滤波电路包括与所述运算放大器U401A输出端连接的电容C406、一端与所述电容C406输出端连接且另一端与所述连接点d连接的电容C412和电阻R413。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201721193059.2U CN207234745U (zh) | 2017-09-18 | 2017-09-18 | 一种旋变激磁信号发生*** |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201721193059.2U CN207234745U (zh) | 2017-09-18 | 2017-09-18 | 一种旋变激磁信号发生*** |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN207234745U true CN207234745U (zh) | 2018-04-13 |
Family
ID=61862595
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201721193059.2U Active CN207234745U (zh) | 2017-09-18 | 2017-09-18 | 一种旋变激磁信号发生*** |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN207234745U (zh) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN107547069A (zh) * | 2017-09-18 | 2018-01-05 | 苏州博牛电气有限公司 | 一种旋变激磁信号发生***及发生方法 |
| CN111158011A (zh) * | 2020-01-06 | 2020-05-15 | 航天金鹏科技装备（北京）有限公司 | 一种脉冲激光光斑综合测试***及光斑测试方法 |
-
2017
- 2017-09-18 CN CN201721193059.2U patent/CN207234745U/zh active Active
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN107547069A (zh) * | 2017-09-18 | 2018-01-05 | 苏州博牛电气有限公司 | 一种旋变激磁信号发生***及发生方法 |
| CN107547069B (zh) * | 2017-09-18 | 2024-04-09 | 苏州博牛电气有限公司 | 一种旋变激磁信号发生***及发生方法 |
| CN111158011A (zh) * | 2020-01-06 | 2020-05-15 | 航天金鹏科技装备（北京）有限公司 | 一种脉冲激光光斑综合测试***及光斑测试方法 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN110429886B (zh) | 一种永磁同步电机低速域转子位置辨识方法 | |
| CN103399202B (zh) | 可变速抽水蓄能机组控制***的锁相方法 | |
| CN103066607A (zh) | 一种statcom电流跟踪补偿方法 | |
| CN107394818B (zh) | 一种基于储能变流器的储能电池并网运行控制方法和装置 | |
| US11939961B2 (en) | Method and system of positive and negative sequence rotor currents control for doubly-fed induction generator-based wind turbines under single dq-PI control structure | |
| CN107423261B (zh) | 非理想微电网条件下基于ovpr的正负序分量的分离方法 | |
| CN207234745U (zh) | 一种旋变激磁信号发生*** | |
| CN106786738A (zh) | 基于svpwm和模糊pi的z源逆变器并网控制方法 | |
| CN107591809A (zh) | 多周期并联重复控制谐波和间谐波指定次补偿方法 | |
| CN101931361A (zh) | 一种感应电动机的矢量控制装置 | |
| CN107241042A (zh) | 基于并联epll的脉振高频信号注入法信号提取***及策略 | |
| CN113206625B (zh) | 一种用于内置式永磁同步电机最大转矩电流比控制方法 | |
| CN105245151A (zh) | 表贴式永磁同步电机转子位置的检测方法 | |
| CN110071674A (zh) | 一种无位置传感器永磁同步电机最大转矩电流比控制方法 | |
| CN110620533A (zh) | 一种表贴式永磁同步电机无传感器控制方法 | |
| CN108540028A (zh) | 一种基于改进型重复控制器的电机电流谐波抑制装置及方法 | |
| CN107611971A (zh) | 针对电网电压谐波畸变工况的网侧逆变器谐振全阶滑模控制方法 | |
| CN107547069A (zh) | 一种旋变激磁信号发生***及发生方法 | |
| CN116565944A (zh) | 基于同步频率自适应谐振的构网变流器负序电压补偿方法 | |
| CN111786586A (zh) | 基于二阶广义积分器的单相逆变器振荡抑制策略和装置 | |
| CN113489356B (zh) | 极坐标系下单相并网逆变器siso幅相阻抗计算方法及*** | |
| CN111342645A (zh) | 一种并网逆变器低频谐波电流控制方法及装置 | |
| CN110224651B (zh) | 一种抑制二次谐波转矩的缺相控制方法 | |
| CN116735971B (zh) | 一种配电网多节点阻抗测量装置及方法 | |
| CN117473701A (zh) | 一种基于复向量的永磁直驱风机阻抗建模方法及*** |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant |