CN206364500U - 谐振变换器及其过流保护电路 - Google Patents

Abstract

本实用新型涉及一种谐振变换器及其过流保护电路。一种过流保护电路，用于与谐振变换器电性连接，以对谐振变换器进行过流保护；包括：电流转换电路，用于将谐振变换器输出的电流信号转换成第一电压信号；延迟电路，用于将第一电压信号进行延迟转换为第二电压信号后输出；所述延迟电路的延迟时间随第一电压信号增大而减小；电压比较电路，用于接收第二电压信号和基准电压信号，并将第二电压信号和基准电压信号进行比较以输出控制信号控制谐振变换器的通断。上述过流保护电路，在提供峰值功率的同时能够避免谐振变换器所在电路长时间超载导致谐振变换器的功率开关器件和磁性器件损耗增加而过热失效，因而提高了谐振变换器的可靠性。

Description

谐振变换器及其过流保护电路

技术领域

本实用新型涉及电子电路领域，特别是涉及一种谐振变换器及其过流保护电路。

背景技术

随着开关电源的广泛应用，开关电源内的LLC谐振变换器也随之迅速发展。LLC串联谐振变换器即能够满足高频化的要求，又能达到很高的变换效率。但由于LLC谐振变换器是工作在50％的定脉宽，通过调节工作频率来实现稳压。当控制芯片通过提高工作频率来限制输出功率时，如果LLC谐振变换器长期工作在这种模式会导致功率开关器件，磁性器件损耗增加，从而导致过热失效。

实用新型内容

基于此，有必要提供一种满足峰值功率输出的同时又能保护功率开关器件以及磁性器件的过流保护电路。

一种过流保护电路，用于与谐振变换器电性连接，以对所述谐振变换器进行过流保护；包括：电流转换电路，所述电流转换电路与所述谐振变换器电流输出端连接，用于将所述谐振变换器输出的电流信号转换成第一电压信号；延迟电路，所述延迟电路的输入端与所述电流转换电路的输出端连接；所述延迟电路用于将所述第一电压信号进行延迟转换为第二电压信号后输出；所述延迟电路的延迟时间随所述第一电压信号增大而减小；电压比较电路，所述电压比较电路的第一输入端与所述延迟电路的输出端连接，用于接收所述第二电压信号；所述电压比较电路的第二输入端作为基准电压输入端，用于接收基准电压信号；所述电压比较电路的输出端用于与所述谐振变换器电性连接；所述电压比较电路将所述第二电压信号和所述基准电压信号进行比较以输出控制信号控制所述谐振变换器的通断。

在其中一个实施例中，所述过流保护电路还包括控制电路；所述控制电路与所述电压比较电路输出端连接，所述电压比较电路通过所述控制电路输出所述控制信号，以控制所述谐振变换器的通断。

在其中一个实施例中，所述控制电路包括第一二极管；所述第一二极管的负极与所述电压比较电路的输出端连接，所述第一二极管的正极用于连接所述谐振变换器。

在其中一个实施例中，所述控制电路还包括光电耦合器，所述光电耦合器的光发射器的正极用于连接外部输入电压，所述光电耦合器的光发射器的负极连接所述第一二极管的正极；所述光电耦合器的光接收器用于与所述谐振变换器连接。

在其中一个实施例中，所述电流转换电路包括跨阻放大器，所述跨阻放大器的反相输入端与所述谐振变换器的电流输出端连接；所述跨阻放大器的同相输入端接地；所述跨阻放大器的输出端与所述延迟电路的输入端电性连接。

在其中一个实施例中，所述延迟电路包括充电延迟电路与放电延迟电路；所述充电延迟电路包括串联的第一电阻、第二电阻、第二二极管和第一电容，所述第一电阻还与所述电流转换电路的输出端连接，所述第二电阻还与所述第二二极管的正极连接，所述第二二极管的负极与所述第一电容的第一端连接，所述第一电容的第二端接地；所述放电延迟电路包括串联的第三电阻、第四电阻、第三二极管和所述第一电容；所述第三电阻还与所述电流转换电路的输出端连接，所述第四电阻的另一端与所述第三二极管的负极连接，所述第三二极管的正极与所述第二二极管的负极连接；所述第一电容的第一端作为所述延迟电路的输出端。

在其中一个实施例中，还包括所述基准电压电路；所述基准电压电路包括第五电阻、第六电阻以及第七电阻；所述第五电阻的第一端用于接收参考电压信号，所述第五电阻的第二端与所述第六电阻连接；所述第六电阻另一端接地；所述第七电阻与所述第六电阻并联；所述第五电阻的第二端作为所述基准电压电路的输出端。

在其中一个实施例中，所述基准电压电路还包括第八电阻和第四二极管；所述第八电阻的一端与所述电压比较电路的第二输入端连接，所述第八电阻的另一端与所述第四二极管的正极连接，所述第四二极管的负极与所述电压比较电路的输出端连接。

在其中一个实施例中，所述电压比较电路包括运算放大器；所述运算放大器的反相输入端与所述延迟电路的输出端连接，所述运算放大器的同相输入端用于接收所述基准电压信号；所述运算放大器的输出端用于与所述谐振变换器电性连接。

一种谐振变换器，包括开关网络以及谐振网络，还包括上述任一实施例所述的过流保护电路；所述过流保护电路的输入端与所述谐振网络的电流输出端连接，所述过流保护电路的输出端与所述开关网络连接。

上述过流保护电路，用于与谐振变换器电性连接，以对谐振变换器进行过流保护。该过流保护电路将谐振变换器的输出电流转换成第一电压信号，第一电压信号通过延迟电路后输入到电压比较电路中与基准电压信号比较，以输出控制信号控制谐振变换器的通断。第一电压信号随着负载的增加而增高，延迟电路的延迟时间变短，谐振变换器的工作时间也跟着变短。因此，在提供峰值功率的同时能够有效降低功率开关、磁性器件的热应力，能够避免谐振变换器所在电路长时间超载导致谐振变换器的功率开关器件和磁性器件损耗增加而过热失效，从而提高了谐振变换器的可靠性。

附图说明

图1为一实施例中的过流保护电路的原理框图；

图2为图1中的电流转换电路的电路图；

图3为图1中的除电流转换电路外的过流保护电路的电路图。

具体实施方式

为了使本实用新型的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本实用新型进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本实用新型，并不用于限定本实用新型。

图1为一实施例中的过流保护电路的原理框图。该过流保护电路用于与谐振变换器电性连接，以对谐振变换器进行过流保护。如图1所示，一种过流保护电路包括电流转换电路110，延迟电路120以及电压比较电路130。

电流转换电路110与谐振变换器电流输出端10连接，将谐振变换器输出的采样电流信号转换成第一电压信号。延迟电路120的输入端与电流转换电路110的输出端连接，将第一电压信号进行延迟转换为第二电压信号后输出。其中，延迟电路120的延迟时间随第一电压信号的增大而减小。电压比较电路130的第一输入端与延迟电路120的输出端连接，用于接收第二电压信号。电压比较电路130的第二输入端用于接收基准电压信号。电压比较电路130的输出端用于与谐振变换器电性连接。电压比较电路130将第二电压信号和基准电压信号进行比较以输出控制信号控制谐振变换器的通断。

上述过流保护电路，电流转换电路110与谐振变换器电流输出端10连接，将谐振变换器输出的采样电流转换成第一电压信号。第一电压信号输入到延迟电路120后，延迟电路120输出第二电压信号，并将输出的第二电压信号输入到电压比较电路130中与基准电压信号比较，以输出控制信号控制谐振变换器的通断。第一电压信号随谐振变换器所在电路中的负载的增加而增高，延迟电路120的延迟时间随第一电压信号的电压增高而变短，从而谐振变换器的工作时间也跟着变短。也即是，该过流保护电路能够控制谐振变换器所在电路在不同超载条件下的工作时间。在超载不严重的条件下，能够给提供更多的能量来保证马达、电机等设备正常启动。若谐振变换器所在电路中负载超载过重，该电流保护电路在短时间内关断谐振变换器，从而在提供峰值功率的同时能够有效降低功率开关、磁性器件的热应力，避免谐振变换器所在电路长时间超载导致谐振变换器的功率开关器件和磁性器件损耗增加而过热失效，因此提高了谐振变换器的可靠性。

在其他实施例中，过流保护电路还包括控制电路140。控制电路140的输入端与电压比较电路130输出端连接，控制电路140的输出端用于与谐振变换器连接。电压比较电路130通过控制电路140输出控制信号，以控制谐振变换器的通断。

在另一实施例中，过流保护电路还包括基准电压电路150。基准电压电路150的输出端与电压比较电路130的第二输入端连接，给电压比较电路130提供基准电压信号。

图2为图1中的电流转换电路的电路图。如图2所示，电流转换电路110包括跨阻放大器U6-A。跨阻放大器U6-A的反相输入端通过电阻R129与端口IS2连接，端口IS2与谐振变换器电流输出端10连接。跨阻放大器U6-A的同相输入端通过电阻R127接地。跨阻放大器U6-A的输出端OCP1与延迟电路120的输入端OCP2电性连接。其中，电阻R140，电容C55，电阻R128，电阻R129，电阻R142，电容C54以及电阻R127与跨阻放大器U6-A一起将谐振变换器输出电流信号进行采样放大，并将采样电流信号转换成第一电压信号，通过跨阻放大器U6-A的输出端OCP1输入到延迟电路120中。

图3为图1中的除电流转换电路外的过流保护电路的电路图。如图3所示，延迟电路120包括充电延迟电路与放电延迟电路。充电延迟电路包括串联的第一电阻、第二电阻、第二二极管和第一电容。其中，第一电阻为电阻R162，第二电阻为电阻R163，第二二极管为二极管D28，第一电容为电容C69。电阻R162与电阻R163串联，且电阻R162另一端与电流转换电路110的输出端连接。二极管D28的正极与电阻R163连接，负极与电容C69连接。电容C69的另一端接地。充电延迟电路的充电时间由电阻R162，电阻R163以及二极管D28对电容C69的充电斜率决定。放电延迟电路包括串联的第三电阻、第四电阻、第三二极管和电容C69。其中，第三电阻为电阻R190，第四电阻为电阻R191，第三二极管为二极管D29。电阻R190与电阻R191串联，且电阻R190另一端与电流转换电路120的输出端连接。二极管D29的负极与电阻R191连接，正极与电容C69连接。充电延迟电路和放电延迟电路共用电容C69。其中，放电延迟电路的放电时间由电阻R190，电阻R19以及二极管D29对电容C69的放电斜率决定。基准电压电路150包括第五电阻、第六电阻、第七电阻、第八电阻和第四二极管。其中，第五电阻为电阻R160，第六电阻为电阻R169，第七电阻为电阻R170，第八电阻为电阻R161，第四二极管为二极管D43。电阻R160一端用于接收参考电压信号，另一端与电阻R169连接。电阻R170与电阻R169并联。电阻R160与电阻R169连接的连接端为基准电压电路150的输出端。电阻R161一端与电压比较电路130的第二输入端连接，另一端与二极管D43的正极连接。二极管D43的负极与电压比较电路130的输出端连接。谐振变换器工作时的基准电压由电阻R160，电阻R169，电阻R170决定。工作时间由电阻R162，电阻R163以及二极管D28对C69电容的充电斜率决定。当通过充电延迟电路后的电压上升到工作时的基准电压后谐振变换器关断。谐振变化器关断时的基准电压由二极管D43，电阻R161，电阻R160，电阻R170以及电阻R169决定。关断时间由电阻R191，电阻R190，二极管D29对电容C69的放电斜率决定。当通过放电延迟电路后的电压降低到关断时的基准电压后谐振变换器工作。电压比较电路130为运算放大器U8-B。运算放大器U8-B的同相输入端与电阻R170连接，运算放大器U8-B的反相输入端与电容C69连接，运算放大器U8-B的输出端与控制电路140连接。控制电路140包括光电耦合器以及二极管D27。光电耦合器的光发射器OT2-B的正极用于连接外部输入电压SVCC，光电耦合器的光发射器OT2-B的负极连接二极管D27的正极，光电耦合器的光接收器(图中未示)与谐振变换器连接。二极管D27的正极与输出端口OFFS连接。输出端口OFFS用于输出控制信号给谐振变换器。二极管D27的负极与运算放大器U8-B的输出端连接。

如图3所示，延迟电路120的输入端OCP2与电流转换电路110的跨阻放大器U6-A的输出端OCP1连接，用于接收电流转换电路110输出的第一电压信号。当谐振变换器输出电流增大时，第一电压信号也会随着输出电流的增加按比例相应的升高。第一电压信号通过电阻R162、电阻R163、二极管D28、电阻R190，电阻R191，二极管D29以及电容C69组成的RC延迟电路后，输出第二电压信号到运算放大器U8-B中，与基准电压信号比较，从而运算放大器U8-B输出控制信号以控制谐振变换器的通断。谐振变换器工作时的基准电压由电阻R160，电阻R169以及电阻R170决定。工作时间由电阻R162，电阻R163以及二极管D28对电容C69的充电斜率决定，第二电压信号的电压上升到工作时的基准电压后，谐振变换器关断。谐振变化器关断时的基准电压由二极管D43，电阻R161，电阻R160，电阻R170以及电阻R169来决定。关断时间由电阻R191，电阻R190，二极管D29对电容C69的放电斜率决定，第二电压信号的电压降低到关断时的基准电压后谐振变换器工作。当出现严重超载时，第一电压信号的电压就会越高，通过RC延迟电路的到达基准电压的上升斜率也会越快，谐振变换器在超载条件下的工作时间就会越短。因此，本实施例中的过流保护电路在提供峰值功率的同时有效的降低了功率开关管，磁性器件的热应力，提高了谐振变换器的可靠性。

过流保护电路的工作方式为：谐振变换器输出电流通过端口IS2输入到跨阻放大器U6-A中。跨阻放大器U6-A将采集到的电流信号放大，并转换成第一电压信号。通过端口OCP1输入到电阻电容组成的延迟电路120中。延迟电路120改变第一电压信号电压的上升斜率与下降斜率后与基准电压比较。延迟电路120通过输出第二电压信号到运算放大器U8-B中与基准电压比较。当第二电压信号电压上升到基准电压后，运算放大器U8-B输出低电平，通过二极管D27拉低输出端口OFFS的电压以关断谐振变换器。反之，第二电压信号电压下降到基准电压后，运算放大器U8-B输出高电平，输出端口OFFS为高电平，谐振变换器工作。因此，该过流保护电路有效的控制谐振变换器过流时的开关状态。运算放大器U8-B的输出通过光耦隔离来控制反馈信号。

以上所述实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。

以上所述实施例仅表达了本实用新型的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对实用新型专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本实用新型构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本实用新型的保护范围。因此，本实用新型专利的保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (10)

1.一种过流保护电路，用于与谐振变换器电性连接，以对所述谐振变换器进行过流保护；其特征在于，包括：

电流转换电路，所述电流转换电路与所述谐振变换器电流输出端连接，用于将所述谐振变换器输出的电流信号转换成第一电压信号；

延迟电路，所述延迟电路的输入端与所述电流转换电路的输出端连接；所述延迟电路用于将所述第一电压信号进行延迟转换为第二电压信号后输出；所述延迟电路的延迟时间随所述第一电压信号增大而减小；

电压比较电路，所述电压比较电路的第一输入端与所述延迟电路的输出端连接，用于接收所述第二电压信号；所述电压比较电路的第二输入端作为基准电压输入端，用于接收基准电压信号；所述电压比较电路的输出端用于与所述谐振变换器电性连接；所述电压比较电路将所述第二电压信号和所述基准电压信号进行比较以输出控制信号控制所述谐振变换器的通断。

2.根据权利要求1所述的过流保护电路，其特征在于，所述过流保护电路还包括控制电路；所述控制电路与所述电压比较电路输出端连接，所述电压比较电路通过所述控制电路输出所述控制信号，以控制所述谐振变换器的通断。

3.根据权利要求2所述的过流保护电路，其特征在于，所述控制电路包括第一二极管；所述第一二极管的负极与所述电压比较电路的输出端连接，所述第一二极管的正极用于连接所述谐振变换器。

4.根据权利要求3所述的过流保护电路，其特征在于，所述控制电路还包括光电耦合器，所述光电耦合器的光发射器的正极用于连接外部输入电压，所述光电耦合器的光发射器的负极连接所述第一二极管的正极；所述光电耦合器的光接收器用于与所述谐振变换器连接。

5.根据权利要求1所述的过流保护电路，其特征在于，所述电流转换电路包括跨阻放大器，所述跨阻放大器的反相输入端与所述谐振变换器的电流输出端连接；所述跨阻放大器的同相输入端接地；所述跨阻放大器的输出端与所述延迟电路的输入端电性连接。

6.根据权利要求1所述的过流保护电路，其特征在于，所述延迟电路包括充电延迟电路与放电延迟电路；所述充电延迟电路包括串联的第一电阻、第二电阻、第二二极管和第一电容，所述第一电阻还与所述电流转换电路的输出端连接，所述第二电阻还与所述第二二极管的正极连接，所述第二二极管的负极与所述第一电容的第一端连接，所述第一电容的第二端接地；所述放电延迟电路包括串联的第三电阻、第四电阻、第三二极管和所述第一电容；所述第三电阻还与所述电流转换电路的输出端连接，所述第四电阻的另一端与所述第三二极管的负极连接，所述第三二极管的正极与所述第二二极管的负极连接；所述第一电容的第一端作为所述延迟电路的输出端。

7.根据权利要求1所述的过流保护电路，其特征在于，还包括基准电压电路；所述基准电压电路包括第五电阻、第六电阻以及第七电阻；所述第五电阻的第一端用于接收参考电压信号，所述第五电阻的第二端与所述第六电阻连接；所述第六电阻另一端接地；所述第七电阻与所述第六电阻并联；所述第五电阻的第二端作为所述基准电压电路的输出端。

8.根据权利要求7所述的过流保护电路，其特征在于，所述基准电压电路还包括第八电阻和第四二极管；所述第八电阻的一端与所述电压比较电路的第二输入端连接，所述第八电阻的另一端与所述第四二极管的正极连接，所述第四二极管的负极与所述电压比较电路的输出端连接。

9.根据权利要求1所述的过流保护电路，其特征在于，所述电压比较电路包括运算放大器；所述运算放大器的反相输入端与所述延迟电路的输出端连接，所述运算放大器的同相输入端用于接收所述基准电压信号；所述运算放大器的输出端用于与所述谐振变换器电性连接。

10.一种谐振变换器，包括开关网络以及谐振网络，其特征在于，还包括上述权利要求1-9任一项所述的过流保护电路；所述过流保护电路的输入端与所述谐振网络的电流输出端连接，所述过流保护电路的输出端与所述开关网络连接。