CN203951366U - 一种用于用电信息采集终端的电源 - Google Patents

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Abstract

本实用新型公开了一种用于用电信息采集终端的电源，在电源输入部分采用两级功率因数校正技术，第一级为主动功率因数校正及整流滤波部分，第二级为脉宽调制反激输出部分。第一级整流滤波使用了高压薄膜电容代替高压电解电容的方案，第二级脉宽调试反激部分采用准谐振技术。本实用新型采用主动式功率因数校正技术，大幅度提高终端功率因数，减小无功损耗，提高了电能利用率，同时，减小整流部分产生谐波对整个电网的干扰。

Description

一种用于用电信息采集终端的电源
技术领域
本实用新型涉及一种用于用电信息采集终端的电源，属于用电信息采集设备领域。
背景技术
用电信息采集设备的一个重要功能就是对电能表的电量及功率不间断地进行计量，再将计量结果通过如载波、GPRS等通讯方式上传至供电部门控制室，供电部门再根据用电情况合理分配电力资源。这就需要用电信息采集设备不间断地工作。通常用电信息采集终端设备功率因数只有不到0.4，意味着发电厂发出10个单位的电能有6个单位的电能损失掉。而电信息采集终端需要长期不间断的运行，这势必造成宝贵的电能资源极大地浪费。
电网环境噪声通常会影响通常质量，如电力载波通讯方式是将信号耦合至电力线中，通过电力线将信号传递。采集终端一般由电源提供电能，普通电源整流滤波时会产生谐波干扰，这些干扰信号会叠加到正常的通讯信号上，影响终端通讯的成功率。
用电信息采集终端通常采用三相四线制输入方式，额定输入电压时，整流后的直流电压约540V，最高输入电压时整流后直流达700V。输入频率50Hz,这就需要采用大容量高耐压的电容器，通常做法是采用两个电解电容串联方式满足高耐压大容量要求。电解电容的容量依赖于电解质的多少，电解质会随使用时间增加而逐步减少，即电解电容容量逐步减少，直至最终电解电容失效。用电信息采集终端设计寿命通常需要高于10年，高压电解电容通常是影响终端整体寿命的瓶颈之一。
开关电源有着体积小，效率高，成本低等诸多优点，所以通常用电信息采集终端采用开关电源方式供电，通常采用反激拓扑结构。反激拓扑结构在MOS管导通瞬间，由于变压器原边电感与MOS管等效输出结电容谐振形成开关噪声，即电磁干扰，电磁干扰会随着电力线传导至电网中，还会以辐射的形式辐射出去，影响周围的电子产品及电网质量。
实用新型内容
本实用新型提供了一种用于用电信息采集终端的电源，其目的在于用电信息采集提高终端的功率因数，减小谐波干扰，提高电网电能质量。
为达到上述目的，本实用新型所采用的技术方案如下：
一种用于用电信息采集终端的电源，包括初级侧电路和次级侧电路，所述初级侧电路包括依次连接的三相整流电路、功率因数校正电路、滤波电路和准谐振反激电路；所述次级侧电路包括输出电路。
前述的三相整流电路由整流二极管构成三相桥式全波整流电路。
前述的功率因数校正电路由功率因数校正控制器U1、PFC开关MOS管Q1，PFC升压电感L1构成，所述功率因数校正控制器U1的驱动脚与所述PFC开关MOS管Q1的栅极串连，所述PFC升压电感L1与所述PFC开关MOS管Q1的漏极串连，所述PFC升压电感L1与三相整流电路相串联，所述PFC开关MOS管Q1与三相整流电路相并联。
前述的功率因数校正控制器U1还连接有输入电压采样电路和输入电流采样电路，所述输入电压采样电路接入功率因数校正控制器U1比较器的一个输入端，采用电阻分压方式采样输入电压；所述输入电流采样电路接入功率因数校正控制器U1比较器的另一个输入端，采用采样线圈与PFC升压电感L1紧密绕制在一起，采样PFC升压电感L1上的电流波形。
前述的滤波电路包括PFC整流二极管D1及滤波电容C1，所述PFC整流二极管D1与三相整流电路相串联，所述滤波电容C1与三相整流电路相并联。
前述的滤波电容C1为高压薄膜电容。
前述的准谐振反激电路包括准谐振控制器U2、开关MOS管Q2，变压器T1及反馈网络；所述变压器T1包括初级侧绕组和次级侧绕组；所述准谐振控制器U2的驱动脚连接所述开关MOS管Q2的栅极，所述开关MOS管Q2的漏极连接所述变压器T1的初次侧绕组，所述初级侧绕组连接主路输出电路；所述变压器T1的次级侧绕组连接辅路输出电路；所述反馈网络采样主路输出电路的信号，反馈给所述准谐振控制器U2的2脚。
前述的准谐振控制器U2还连接有谷底检测电路，所述谷底检测电路通过辅助绕组连接一个电阻至功率因数校正控制器U1的ZCD脚。
前述的输出电路包括主路输出和辅路输出，所述主路输出和辅路输出通过变压器T1的初级侧绕组和次级侧绕组隔离输出。
本实用新型的优点：1)使用了功率因数校正电路，使电流具有高功率因数，减小无功损耗，提高了电能利用率；2)替换了失效率高的电解电容，使得使用寿命延长，可靠性得到提升；3)使用了准谐振技术提高效率，降低电磁干扰水平。
附图说明
图1为本实用新型的用电信息采集终端的电源的结构框图；
图2为本实用新型的用电信息采集终端的电源的电路图；
图3为本实用新型的功率因数校正控制器采用峰值电流模式电流波形跟随电压波形示意图；
图4为连续模式、断续模式与准谐振模式反激MOS管上电压波形示意图；
图5为本实用新型功率因数校正控制器U1的引脚示意图；
图6为本实用新型准谐振控制器U2的引脚示意图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施方式详细说明本实用新型。
如图1所示，本实用新型的用于用电信息采集终端的电源，包括初级侧电路和次级侧电路，具体连接关系为：三相输入交流电压，通过三相整流电路后变为脉动直流电压，作为功率因数校正(PFC)电路的输入，功率因数校正(PFC)电路的输出经过滤波电路后变为稳定的直流电压，再将该直流电压通过DC-DC准谐振反激电路，隔离输出。输出电路包括主路输出和辅路输出，主路输出和辅路输出通过变压器T1的初级侧绕组和次级侧绕组隔离输出，主路输出通过反馈网络采样输出电压信号给准谐振控制器U2，控制辅路输出。
如图2所示，本实用新型的三相整流电路由整流二极管构成三相桥式全波整流电路。
功率因数校正(PFC)电路由功率因数校正控制器U1、PFC开关MOS管Q1，PFC升压电感L1构成，如图5所示，本实用新型的功率因数校正控制器U1采用意法半导体公司的STL6562。功率因数校正控制器U1的GD驱动脚，与PFC开关MOS管Q1的栅极串连，PFC升压电感L1与PFC开关MOS管Q1的漏极串连，PFC升压电感L1与三相整流电路相串联，PFC开关MOS管Q1与三相整流电路相并联。本实用新型采用峰值电流控制方案，功率因数校正控制器U1连接输入电压采样电路和输入电流采样电路，输入电压采样电路接入功率因数校正控制器U1比较器的一个输入端，即图5中的MULT输入端，采用电阻分压方式采样输入电压；输入电流采样电路接入功率因数校正控制器U1比较器的另一个输入端，即图5中的ZCD输入端，采用采样线圈与PFC升压电感L1紧密绕制在一起，采样PFC升压电感L1上的电流波形。
如图2所示，本实用新型的滤波电路包括PFC整流二极管D1及滤波电容C1，其中PFC整流二极管D1与三相整流电路相串联，滤波电容C1与三相整流电路相并联。
如图2所示，本实用新型的准谐振反激电路包括准谐振控制器U2、开关MOS管Q2，变压器T1及反馈网络。变压器T1包括初级侧绕组和次级侧绕组，准谐振控制器U2的5脚即图6中的DRV驱动脚，连接开关MOS管Q2的栅极；开关MOS管Q2的漏极连接变压器T1的初次侧绕组，初级侧绕组连接主路输出电路；变压器T1的次级侧绕组连接辅路输出电路；反馈网络采样主路输出电路的信号，反馈给准谐振控制器U2的2脚，即图6中的FB脚。
准谐振控制器U2还连接有谷底检测电路，谷底检测电路通过辅助绕组方式实现，辅助绕组连接一个电阻至功率因数校正控制器U1的ZCD脚。该电路通过检测辅助绕组上电压方式，检测开关MOS管Q2漏-源极电压，当电压最低时，准谐振控制器U2控制开关MOS管Q2的开通。
本实用新型在电源输入端采用两级功率因数校正技术，第一级为功率因数校正及整流滤波部分，第二级为脉宽调制反激输出部分。
功率因数指的是有效功率与视在功率之间的关系，也就是有效功率除以总耗电量(视在功率)的比值。即：
在电工原理中，线性电路的功率因数(PF)习惯定义为cosφ，φ是正弦电压和正弦电流间的相角差。所以设法减小输入电压与输入电流之间的相位差就可以提高功率因数。
本实用新型在用电信息采集终端电源输入整流之后增加主动功率因数校正(PFC)电路，输入电压波形频率只有50Hz，输入电压采样电路通过电阻分压方式检测输入电压波形的相位，作为基准，作为功率因数校正控制器U1中比较器的输入端。输入电流采样电路是利用磁环耦合方式采样PFC升压电感L1上的电流波形，实际使用中将该采样线圈与PFC升压电感L1紧密绕制在一起，将PFC升压电感L1的波形作为比较器的另一个输入端。利用比较器控制MOS管导通与关断，同时，在MOS管中串联电阻采样MOS开通时的电流波形，反馈给功率因数校正控制器U1的4脚，用作过流保护。
如图3所示，图中直线为输入整流后的电流波形，即PFC升压电感L1上的电流波形，虚线为输入电压波形。在峰值电流模式下，由于存在PFC升压电感L1，该电感抑制电流，MOS管Q1开通情况下MOS管Q1上电流线性上升，上升斜率由PFC升压电感L1决定。当电流波形上升至输出电压波形时，比较器动作关断MOS管Q1，等下一个周期来临，如此反复。最终形成图3所示那样，电流波形跟随电压波形，从而减小输入电压与输入电流之间的相位角，提高功率因数。图3只是示意图，实际工作频率高达几十KHz，电流波形在一个半周内，开通次数非常多。
在普通整流滤波电路中，由于整流器件的非线性和电容的储能作用，即使输入电压为正弦，输入电流却发生了畸变，输入电流有效值为：
Irms = Σ n = 1 ∞ Irms 2 ( n )
式中，Irms(n)是第n次谐波的有效值。
衡量电流波形畸变采用总谐波畸变(THD)，其定义为：
即功率因数越低，畸变越严重，谐波也越严重。
采用本实用新型的第一级功率因数校正后，高频电路线性上升，输入电流波形跟随电压波形，从而降低了谐波畸变，提高了电网的电能质量。
第二级功率因数校正技术采用准谐振反激拓扑，特点是利用谷底检测电路控制MOS管在谷底导通，减小MOS管开关损耗，提高了效率，降低了由电源产生的电磁干扰。开关损耗可以表示为：
Ploss = 1 2 · V ds · I d · t on · f s + 1 2 · Coss · V ds 2 · f s
式中，Ploss为开关损耗，Id为MOS管漏极电流，Vds为MOS管上的电压，Coss为MOS管等效电容值，ton为MOS管导通时间，fs为开关频率。
对于用电信息采集终端电源而言，输入电压较高，整流之后直流电压Vdc大约540V～700V，再加上反激电源的反射电压，其Vds高达640V～800V。如图4所示，普通连续模式反激电源在MOS管开通前，加在MOS管上的电压就等于Vds，效率不高。而普通断续模式反激电源由于变压器原边电感和MOS管等效输出结电容谐振，MOS管上的电压在跳动，MOS管导通电压不固定，这就会产生严重的电磁干扰。而准谐振模式工作在类似断续模式，通过检测电路检测MOS上电压，当MOS管上电压下降至最低点时，控制MOS管导通，这样既可以提高效率，又避免了振铃效应带来的电磁干扰。
MOS管工作在高频状态，通常工作频率为几十KHz，而普通整流频率为工频即50Hz。相同负载功率条件下由于工作频率升高，所以需要的电容容量减小，从而实现利用小容值电容即可完成滤波工作。加之本实用新型采用二级PFC结构，含有第二级反激电路部分，所以对第一级输出纹波要求不高，可以选用容量更小的电容器。电容器寿命与电容器材质有关，电解中含有电解液，比固态不含电解液电容器失效率要高，且电容器的寿命与容量成反比，即容值越大，失效率越大。本实用新型使用了高压薄膜电容代替高压电解电容，提高产品可靠性。

Claims (9)

1.一种用于用电信息采集终端的电源，其特征在于，包括初级侧电路和次级侧电路，所述初级侧电路包括依次连接的三相整流电路、功率因数校正电路、滤波电路和准谐振反激电路；所述次级侧电路包括输出电路。
2.根据权利要求1所述的一种用于用电信息采集终端的电源，其特征在于，所述三相整流电路由整流二极管构成三相桥式全波整流电路。
3.根据权利要求1所述的一种用于用电信息采集终端的电源，其特征在于，所述功率因数校正电路由功率因数校正控制器U1、PFC开关MOS管Q1，PFC升压电感L1构成，所述功率因数校正控制器U1的驱动脚与所述PFC开关MOS管Q1的栅极串连，所述PFC升压电感L1与所述PFC开关MOS管Q1的漏极串连，所述PFC升压电感L1与三相整流电路相串联，所述PFC开关MOS管Q1与三相整流电路相并联。
4.根据权利要求3所述的一种用于用电信息采集终端的电源，其特征在于，所述功率因数校正控制器U1还连接有输入电压采样电路和输入电流采样电路，所述输入电压采样电路接入功率因数校正控制器U1比较器的一个输入端，采用电阻分压方式采样输入电压；所述输入电流采样电路接入功率因数校正控制器U1比较器的另一个输入端，采用采样线圈与PFC升压电感L1紧密绕制在一起，采样PFC升压电感L1上的电流波形。
5.根据权利要求1所述的一种用于用电信息采集终端的电源，其特征在于，所述滤波电路包括PFC整流二极管D1及滤波电容C1，所述PFC整流二极管D1与三相整流电路相串联，所述滤波电容C1与三相整流电路相并联。
6.根据权利要求5所述的一种用于用电信息采集终端的电源，其特征在于，所述滤波电容C1为高压薄膜电容。
7.根据权利要求1所述的一种用于用电信息采集终端的电源，其特征在于，所述准谐振反激电路包括准谐振控制器U2、开关MOS管Q2，变压器T1及反馈网络；所述变压器T1包括初级侧绕组和次级侧绕组；所述准谐振控制器U2的驱动脚连接所述开关MOS管Q2的栅极，所述开关MOS管Q2的漏极连接所述变压器T1的初次侧绕组，所述初级侧绕组连接主路输出电路；所述变压器T1的次级侧绕组连接辅路输出电路；所述反馈网络采样主路输出电路的信号，反馈给所述准谐振控制器U2的2脚。
8.根据权利要求7所述的一种用于用电信息采集终端的电源，其特征在于，所述准谐振控制器U2还连接有谷底检测电路，所述谷底检测电路通过辅助绕组连接一个电阻至功率因数校正控制器U1的ZCD脚。
9.根据权利要求1所述的一种用于用电信息采集终端的电源，其特征在于，所述输出电路包括主路输出和辅路输出，所述主路输出和辅路输出通过变压器T1的初级侧绕组和次级侧绕组隔离输出。
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CN106208667A (zh) * 2016-07-20 2016-12-07 广东双核电气有限公司 新型量子发电机电源转换***

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