CN202696454U

CN202696454U - 栅极驱动电路

Info

Publication number: CN202696454U
Application number: CN2012203025562U
Authority: CN
Inventors: 中西良太
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 2011-06-27
Filing date: 2012-06-25
Publication date: 2013-01-23
Anticipated expiration: 2022-06-25
Also published as: JP2013009216A; JP5761656B2

Abstract

本实用新型提供一种栅极驱动电路。在控制电路与开关元件(Q1)的栅极之间连接有由电容器(C1)、电阻(R1)和二极管(D1)构成的串联电路，在开关元件的栅极与源极之间通过电阻(R2)连接有PNP型晶体管(Q2)，在晶体管(Q2)的集电极/基极之间连接有二极管(D2)，而且晶体管(Q2)的基极与二极管(D1)的阳极连接，当输入来自控制电路的断开信号时，保留与晶体管的接合电压与二极管(D2)之间的顺向电压的差分电压而使栅极与源极之间短路。

Description

栅极驱动电路

技术领域

本实用新型涉及对开关元件的栅极进行驱动的栅极驱动电路。

背景技术

由于GaN设备具有远远超过现有的Si设备的潜力，因此一直期望其实际应用。

GaN设备虽然与现有的Si设备同样相当于电压驱动型设备，但是具有在主电极之间不具有体二极管等与Si设备不同的特征。

此处，图9示出在现有技术中公开的电路图。根据现有技术，通过使电压驱动型的Si设备的栅极在开关断开期间反向偏置，能够改善开关特性、减少开关损失。

【专利文献1】2010-161496号公报

但是，在GaN设备中，在设备的构造上与Si设备不同，在漏极/源极之间不存在体二极管。作为代替，在漏极/源极之间具有依赖于被反向偏置的电压的逆电流/电压特性。图8(a)，图8(b)分别示出常关型GaN设备的等价电路图和代表特性图。如图8(a)所示，GaNFET的栅极/源极之间是作为顺向电压高的二极管来表现到等价电路上，在漏极/源极之间不存在体二极管。另外，在图8(b)的第3象限示出漏极电流的逆电流/电压特性。

因此，当应用现有技术时，在基于电感负荷等的再生工作中会产生很大的损失，成为问题。另外，为了解决该问题，当与GaNFET的漏极/源极之间并联地增加再生二极管时，由于部件数量增加，因此会导致成本、安装面积的增加。

而且，通过增加再生二极管，在开关接通/断开时产生基于再生二极管的接合容量和配线电感的电压/电流振动，会对噪声端子电压或者放射噪声等产生影响，导致噪音的产生。

另外，在关断期间中负电压施加到栅极，能够期待稳定的关断状态，但另一方面在不具有体二极管的常关型GaNFET中，如图8(b)所示，当在再生工作时(第三象限)偏置在负侧，则会产生很大的压降、电力损失(导通损失)。

另外，如果频率和占空比被限定在某个范围，则上述两个问题点能够通过很好地选择电阻和电容器的值，使栅极电压回到零伏之后再进行再生工作或接通来回避。但是，限定了条件。

实用新型内容

本实用新型的目的在于，提供栅极驱动电路，其不增加包含再生工作的接通/断开时的开关特性的电力损失，不需要再生二极管。

本实用新型的栅极驱动电路，其对具有漏极、源极和栅极且由宽带隙半导体构成的开关元件的栅极施加来自控制电路的控制信号，从而对开关元件进行接通断开驱动，该栅极驱动电路的特征在于，在控制电路与开关元件的栅极之间连接有由第1电容器、第1电阻和第1二极管构成的串联电路，在第1二极管的阳极与阴极之间并联连接有第1PNP型晶体管的基极和发射极，第1PNP型晶体管的发射极和集电极通过与集电极侧连接的第2电阻连接在开关元件的栅极与源极之间，在第1PNP型晶体管的基极与集电极之间连接有第2二极管的阴极和阳极，第2二极管的顺向电压比第1PNP型晶体管的接合电压低。

实用新型效果

根据本实用新型，由于对于控制信号的断开信号将开关元件的栅极与源极之间短路到零伏附近并维持，因此再生时的二极管特性的压降不会变大，通过抑制电力损失，从而能够省去再生二极管。

附图说明

图1是实施例1的栅极驱动电路的电路结构图。

图2是示出实施例1的栅极驱动电路的各部分的工作波形的图。

图3是实施例2的栅极驱动电路的电路结构图。

图4是示出实施例2的栅极驱动电路的各部分的工作波形的图。

图5是示出实施例2的栅极驱动电路的各部分的工作波形的图。

图6是实施例3的栅极驱动电路的电路结构图。

图7是示出实施例3的栅极驱动电路的各部分的工作波形的图。

图8(a),图8(b)分别是常关型GaN设备的等价电路图和代表特性图。

图9是以往的栅极驱动电路的电路结构图。

符号说明

具体实施方式

以下，说明本实用新型的实施方式的栅极驱动电路。

【实施例1】

图1是本实用新型的实施例1的栅极驱动电路的电路结构图。在图1所示的栅极驱动电路中，脉冲信号P1相当于控制信号。

开关元件Q2由GaNFET构成，具有栅极、漏极和源极。

在与开关元件Q2的栅极和脉冲信号P1的连接点之间，连接有电容器C1、电阻R1和二极管D1的串联电路。所述脉冲信号P1，通过电容器C1、电阻R1和二极管D1的CRD串联电路施加在开关元件Q1的栅极。

另外，在实施例1的栅极驱动电路中，在开关元件Q2的栅极/源极之间并联地连接有PNP型晶体管Q1与电阻R2的串联电路而构成断开开关功能。断开开关功能由于抽出电容器C1、电阻R1和二极管D1的CRD串联电路中的电容器C1的电荷，因此虽然通常处于断开状态，但是在断开开关元件Q2的期间被接通。

在构成断开开关功能的PNP型晶体管Q1与电阻R2的串联电路中，在开关元件Q2的栅极连接有PNP型晶体管Q1的发射极，从集电极通过电阻R2而与开关元件Q2的源极连接。另外，在PNP型晶体管Q1的集电极上连接有二极管D2的阳极，二极管D2的阴极在与PNP型晶体管Q1的基极连接的同时，与CRD串联电路的二极管D1的阳极连接。

二极管D2的顺向电压是比PNP型晶体管Q1的集电极/基极之间的接合电压低的值，成为如下所述的路径：在后述的脉冲信号P1的断开信号、即L电平(断开)时通过电阻R2流过的电流，不通过PNP型晶体管Q1的集电极/基极而通过二极管D2流过。

图2是示出实施例1的栅极驱动电路的各部分的工作波形的图。VP1表示脉冲信号P1的电压波形，VC1表示电容器C1的充放电波形，Vgs表示开关元件Q2的栅极波形。

在脉冲信号P1接通、即输出了H电平(接通)时，以电容器C1→电阻R1→二极管D1→开关元件Q2→脉冲信号P1来导通，使开关元件Q2接通。此时，开关元件Q2的栅极/源极之间如之前所示那样具有与二极管相同的特性。在接通了脉冲信号P1的初始，由于处于电容器C1的充电初始状态，因此流过脉冲信号电压VP1/电阻R1的电流，在开关元件Q2的栅极/源极之间产生很大的电压。通过急剧地产生很大的电压，从而加快接通期间。之后，伴随电容器C1的充电，开关元件Q2的栅极/源极之间的电压，降低到在栅极/源极之间的等价电路上所示的二极管的顺向压降的值，维持接通状态。

在脉冲信号P1断开、即输出了L电平(断开)时，电流从PNP型晶体管Q1的发射极流到基极，从而PNP型晶体管Q1导通，对在开关元件Q2的栅极/源极之间充电的能量进行放电。另外，脉冲信号P1成为L电平(断开)，从而充电在电容器C1中的能量以电容器C1→脉冲信号P1→电阻R2→二极管D2→电阻R1→电容器C1的路径被放电。

通过在该路径上流过电流，在开关元件Q2的栅极/源极之间产生负的电压。通过急剧地产生负的电压，从而加快断开期间。随着电容器C1的放电，栅极/源极之间的电压上升，成为PNP型晶体管Q1的基极/发射极之间的电压和二极管D2的顺向压降的差分的电压。此处，一般晶体管的基极/发射极之间的电压为0.7V，当对于二极管D2使用肖特基二极管时，由于顺向压降为0.4V，因此在脉冲信号P1为L电平(断开)的状态下的开关元件Q2的栅极/源极之间的电压为0.3V。此处，由于开关元件Q2的阈值为比0.3V大的数V，因此能够维持断开状态。

如上所述，通过在开关元件Q2断开的状态下，使栅极电压维持0V附近的正电压，从而减少再生时的损失，能够如二极管那样使用由GaN设备构成的开关元件Q2。因此，不需要并联连接再生二极管。

另外，在该电路中，还可以将GaN设备置换为通常的Si设备的MOSFET来使用。

【实施例2】

图3是实施例2的栅极驱动电路的电路结构图。在图3所示的实施例2中，使脉冲信号P1通过降压型的变压器来绝缘，输入到实施例1的栅极驱动电路中。

在常关型GaNFET中，对于栅极驱动电压不需要很大的电压。此处，当如图3所示使用降压型的变压器T1时，由脉冲信号P1通过防偏磁电容器C2和电阻R3而向变压器T1的1次绕组N1施加电压。脉冲信号电压P1被降压到变压器T1的1次绕组N1与2次绕组N2的匝数比、即N2/N1，传递N1/N2倍的电流。

因此，通过使用降压变压器T1而能够抑制控制电路(脉冲信号P1)的损失。

在图3所示的实施例2中，在脉冲信号P1上通过防偏磁电容器C2连接有变压器T1的1次绕组N1与电阻R3的串联电路。变压器T1的2次绕组N2与1次绕组N1为同极性，在2次绕组N2的两端子之间连接有实施例1的栅极驱动电路，在栅极驱动电路的输出上连接有常关型GaNFET Q2。

此处，在对常关型GaN设备进行驱动时，对于变压器T1优选使用降压型变压器。

在图3的电路结构中，脉冲信号P1的直流成分通过防偏磁电容器C2而被切断，在变压器T1的2次绕组N2上产生正负的脉冲。因此，在变压器T1的2次绕组N2上产生的电压的正负的峰值，通过脉冲信号P1的占空比而变化。在通过变压器T1接通占空比大幅超过50%时，有时会成为开关元件Q2的栅极电压的阈值以下。

在图3的电路中，在变压器T1的2次绕组N2上产生的负的电压以2次绕组N2(GND)→电阻R2→二极管D2→电阻R1→电容器C1→2次绕组N2(·极性)的路径来导通，对电容器C1进行充电。在2次绕组N2(·极性)转变为正的电压时，将充电在电容器C1中的电压和在2次绕组N2上产生的电压相加，在开关元件Q2的栅极上施加电压。

即、经过2次绕组N2(·极性)→电容器C1→电阻R1→二极管D1→常关型GaNFET Q2的栅极/源极→2次绕组N2(GND)的路径。

由此，即使脉冲信号P1的占空比变化，也能够施加常关型GaNFET Q2的栅极电压阈值以上的电压。

接着，当变压器T1的2次绕组N2从正反转为负的电压时，将到此为止充电的电容器C1的充电电压和在2次绕组N2上产生的负电压相加，而在开关元件Q2的栅极→PNP型晶体管的发射极/基极→电阻R3→电容器C1→2次绕组N2(·极性)→2次绕组N2(GND)→开关元件Q2的源极的路径、和2次绕组N2(GND)→电阻R2→二极管D2→电阻R1→电容器C1→2次绕组N2(·极性)的路径上施加电压，在开关元件Q2的栅极/源极之间施加图4、图5所示的电压。

在图4、图5示出脉冲信号P1的占空比变化为30%及70%时的各部分波形。每个都是在脉冲信号P1为H电平(接通)时，能够确保栅极电压阈值以上的电压的。另外，在脉冲信号P1为L电平(断开)时，与实施例1同样，开关元件Q2的栅极/源极之间的电压成为0.3V。

因此，与实施例1同样，在开关元件Q2断开的状态下，通过使栅极电压维持在0V附近的正电压，从而减少再生时的损失，能够如二极管那样使用由GaN设备构成的开关元件Q2。

另外，在该电路中，也能够通过变压器T1的匝数比的调整，将常关型GaNFETQ2置换为通常的Si设备的MOSFET。

【实施例3】

图6是实施例3的栅极驱动电路的电路结构图。在图6所示的实施例3中，在实施例2的栅极驱动电路上增加PNP型晶体管Q3，PNP型晶体管Q3与PNP型晶体管Q1进行达林顿连接。

在实施例1及2中，虽然示出了将常关型GaNFET Q2的断开期间的栅极电压保持为正电压的方法，但是根据如上所述的结构，能够进一步调整断开期间的栅极电压。

以下，对调整断开期间的栅极电压的方法进行详细叙述。

在脉冲信号P1为L电平(断开)时，在变压器T1的2次绕组N2上产生的负的电压以2次绕组N2(GND)→电阻R2→二极管D2→电阻R1→电容器C1→2次绕组N2(·极性)的路径导通，对电容器C1进行充电。

在脉冲信号P1为H电平(接通)时，2次绕组N2转变为正的电压，将充电在电容器C1中的电压和在2次绕组N2上产生的电压相加，在常关型GaNFET Q2的栅极上施加电压，常关型GaNFET Q2成为接通状态。

当脉冲信号P1从H电平(接通)转变为L电平(断开)时，电流从达林顿连接的PNP型晶体管Q1、Q3的发射极流到基极，从而PNP型晶体管Q1及Q3导通，对充电在开关元件Q2的栅极/源极之间的能量进行放电。

另外，脉冲信号P1成为L电平(断开)，从而充电在电容器C1中的能量，通过在变压器T1的2次绕组N2上产生的负的电压，而以2次绕组N2(GND)→电阻R2→二极管D2→电阻R1→电容器C1→2次绕组N2(·极性)的路径进行放电。

此处，通过对PNP型晶体管Q1及Q3进行达林顿连接，使基极/发射极之间的电压成为2倍的1.4V，从而与二极管D2的顺向电压的差分增加。

在实施例1中用肖特基二极管来示出了二极管D2。在肖特基二极管的情况下，与PNP型晶体管Q1及Q3的基极/发射极之间的电压的差分增加为1V。

另外，通过将二极管D2变更为一般二极管的顺向电压0.7V，能够将与PNP型晶体管Q1及Q3的基极/发射极之间的电压的差分调整为0.7V等。

图7示出实施例3的栅极驱动电路的各部分的工作波形。与图2、图4、图5的实施例1、2的工作波形相比较，可知断开期间的栅极电压高。

由此，能够调整常关型GaNFET Q2断开期间的电压，由于能够缩短到达栅极电压阈值的时间，因此能够加快接通。

但是，通过使PNP型晶体管Q1及Q3的基极/发射极之间的电压成倍，在关断之后为了使Q2的栅极电压下降到负电压为止，需要更大的电压。

因此，在关断时为了使常关型GaNFET Q2的栅极电压下降到0V以下为止，需要进行增大电阻R2的电阻值，而使在电阻R2上产生的负的电压增加的调整。

另外，在该变形例中也能够将GaN设备置换为通常的Si设备的MOSFET来使用。

以上，在本实用新型中应用的开关元件，不仅是GaNFET，也可以是SiC或Si设备的MOSFET。另外，本实用新型还可以在阈值电压低、不是绝缘栅极而是表示JFET(结型FET)的举动的设备中应用。

Claims

1.一种栅极驱动电路，其对具有漏极、源极和栅极且由宽带隙半导体构成的开关元件的栅极施加来自控制电路的控制信号，从而对所述开关元件进行接通断开驱动，

该栅极驱动电路的特征在于，

在所述控制电路与所述开关元件的栅极之间连接有由第1电容器、第1电阻和第1二极管构成的串联电路，在所述第1二极管的阳极与阴极之间并联连接有第1PNP型晶体管的基极和发射极，所述第1PNP型晶体管的发射极和集电极通过与集电极侧连接的第2电阻连接在所述开关元件的栅极与源极之间，在所述第1PNP型晶体管的基极与集电极之间连接有第2二极管的阴极和阳极，所述第2二极管的顺向电压比所述第1PNP型晶体管的接合电压低。

2.一种栅极驱动电路，其特征在于，该栅极驱动电路具有与所述第1PNP型晶体管进行了达林顿连接的第2PNP型晶体管。

3.根据权利要求1或2所述的栅极驱动电路，其特征在于，

来自所述控制电路的控制信号通过驱动变压器而对所述开关元件进行接通断开驱动。