CN202110463U - 一种可变曲率补偿的带隙电压基准源 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种可变曲率补偿的带隙电压基准源，包括启动电路，PTAT电流产生电路，高阶温度补偿电路，其中，启动电路用于启动PTAT电流产生电路，PTAT电流产生电路用于产生PTAT电流，PTAT电流用于输入到高阶温度补偿电路，高阶温度补偿电路产生高阶温度特性的电流并与PTAT电流叠加，进而得到基准电压。本实用新型通过GSC技术实现对基准电压的高阶温度补偿，并且补偿的阶次数随着温度的变化而变化，在低温时，采用传统的一阶补偿形式，中温时，实现二阶补偿，高温时，实现三阶补偿。本实用新型的电压基准源可以在低至1.9V的电源电压下实现正常的工作，满足集成电路对低电源供电的要求。

Description

一种可变曲率补偿的带隙电压基准源

技术领域

本实用新型属于电源技术领域，特别涉及一种电压基准源(Voltage Reference)的设计。

背景技术

电压基准源作为集成电路必不可少的部分，为整个芯片提供偏置电流以及提供一个基准电压。偏置电流的大小决定了整个芯片的功耗情况，同时在芯片中，很多误差放大器与比较器都是以基准电压作为参考电压，电压基准源的稳定程度在很大程度上决定了芯片的功能的实现与性能的优劣。

最常用的电压基准源为基于三极管的带隙电压基准源。如图1所示，由于误差放大器的钳位作用，使得V_X与V_Y两点的电压基本相等，即V_X＝V_Y＝V_BE2，同时，同于两路中的电流也相等，则有由于则电流为正比于绝对温度(PTAT，Proporational To Absolute Temperature)电流，此电流经过电流镜的镜像以后，成为整个芯片的偏置电流。

根据电流的表达式，可以得出带隙电压为：

由于V_T为正温度系数，同时V_BE2为负温度系数，合理的调节系数的大小，便可以在一定温度下实现基准随温度的变化为零，从而为整个芯片提供了一个随温度变化很小的基准电压。

然而，传统的带隙电压基准源只是采用了一阶补偿技术，然而V_BE中却包含对温度变化高阶的参量，因此只能把输出电压的温度系数做到20到100ppm/℃，一般很难低于20ppm/℃。同时，现在随着集成电路的发展，电源电压越来越低，要求电压基准源必须在低压下完成启动并正常工作。

实用新型内容

本实用新型的目的是为了解决现有的带隙电压基准源存在的问题，提出了一种可变曲率补偿的带隙电压基准源。

本实用新型的技术方案是：一种可变曲率补偿的带隙电压基准源，包括启动电路，PTAT电流产生电路和高阶温度补偿电路，其中，启动电路用于启动PTAT电流产生电路，PTAT电流产生电路用于产生PTAT电流，PTAT电流用于输入到高阶温度补偿电路，高阶温度补偿电路产生高阶温度特性的电流并与PTAT电流叠加，得到可变曲率补偿的基准电压。

所述高阶温度补偿电路包括第一PMOS管、第二PMOS管、第一NMOS管、第一电阻、第二电阻、第三电阻、第四电阻、第五电阻，第一三极管、第二三极管、第一电容和放大器，其中，第一PMOS管的源极与衬底均接外部的电源，其栅极接PTAT电流产生电路的输出端，其漏极与第一NMOS管的源极与衬底连接，同时与第二PMOS管的栅极与衬底连接，第一NMOS管的栅极连接放大器的输出端，漏极与第二PMOS管的源极连接，第二PMOS管的漏极串联第一电阻后连接到外部的电源，源极与第一NMOS管的漏极共同与第二电阻一端相连，第二电阻的另一端分别与第三电阻、第四电阻的一端、第一三极管、第二三极管的基极连接，第三电阻、第四电阻的另一端分别连接放大器的负向与正向输入端，以及第一三极管、第二三极管的集电极，第一三极管、第二三极管发射极相互连接，并且串联第五电阻后接地，第一电容连接在放大器的负向输入端与输出端之间。

所述的PTAT电流产生电路，包括第三PMOS管、第四PMOS管、第二NMOS管、第三三极管、第四三极管、第五三极管、第六三极管，以及第六电阻；

所述的启动电路，包括第三NMOS管、第四NMOS管和第五PMOS管；

其中，第四PMOS管的栅漏短接，并且同时与第三PMOS管的栅极、第四三极管的漏极，以及启动电路的第三NMOS管的漏极，高阶温度补偿电路的第一PMOS管的栅极连接，第三PMOS管、第四PMOS管的源极与衬底均接外部的电源，第三PMOS管的漏极与第三三极管的集电极和基极、第四三极管的基极、第六三极管的栅极、启动电路的第NMOS管和第五PMOS管的栅极连接，第三三极管的发射极与第五三极管的集电极、第六三极管的基极连接，第四三极管的发射极与第六三极管的集电极、第五三极管的基极连接，第五三极管的发射极接地，第六三极管的发射极串联第六电阻后接地，第二NMOS管的漏极、源极与衬底均接地；

其中，第五PMOS管的源极与衬底都接外部的电源，栅极与第四NMOS管的栅极连接并且连接到PTAT电流产生电路，第五PMOS管的漏极与第四NMOS管的漏极连接，同时连接第三NMOS管的栅极，第三NMOS管的漏极连接到PTAT电流源电路第四PMOS管的漏极，第三NMOS管的源极与第四NMOS管的源极接地。

本实用新型的有益效果是：本实用新型的可变曲率补偿的带隙电压基准源采用了GSC技术，可以为基准输出提供高阶补偿，高阶温度补偿电路中第一PMOS管的衬底电流是一个与温度呈高次关系的电流，并与第一NMOS管上流过的PTAT电流叠加，作用到第二电阻与第五电阻上，实现对基准电压的高阶温度补偿，并且补偿的阶次数随着温度的变化而变化，在低温时，采用传统的一阶补偿形式，中温时，实现二阶补偿，高温时，实现三阶补偿。此外，本实用新型的电压基准源可以在低至1.9V的电源电压下实现正常的工作，满足集成电路对低电源供电的要求。

附图说明

图1为现有的普通带隙电压基准源示意图。

图2为本实用新型的可变曲率补偿的带隙基准电压源结构框图。

图3为本实用新型的可变曲率补偿的带隙基准电压源电路原理图。

图4为本实用新型的可变曲率补偿的带隙基准电压源输出实现电路原理图。

图5为本实用新型实施例的带隙基准电压源的输出电压大小随温度的变化关系示意图。

图6为本实用新型实施例的带隙基准电压源的最小输入电源测试图。

图7为本实用新型实施例的带隙基准电压源的输出电压随输入电压的变化情况示意图。

图8为本实用新型实施例的带隙基准电压源的电源抑制比示意图。

具体实施方式

下面结合附图和具体的实施例对本实用新型做进一步的说明。

如图2所示，本实用新型的可变曲率补偿的带隙电压基准源，包括启动电路，PTAT电流产生电路和高阶温度补偿电路，其中，启动电路用于启动PTAT电流产生电路，PTAT电流产生电路用于产生PTAT电流，PTAT电流用于输入到高阶温度补偿电路，高阶温度补偿电路产生高阶温度特性的电流并与PTAT电流叠加，进而得到可变曲率补偿的基准电压。

如图3所示，高阶温度补偿电路包括PMOS管M5、M2、NMOS管M1、电阻R1、R2、R3、R4、R5，三极管Q1、Q2，电容C1和放大器OPAMP，其中，M5的源极与衬底均接外部的电源VDD，其栅极接PTAT电流源电路的输出点，其漏极与M1的源极与衬底连接，同时也与M2的栅极与衬底连接，M1的栅极连接放大器OPAMP的输出端，漏极与M2的源极连接，M2的漏极串联电阻R1后连接到电源上，其源极与M1的漏极共同与电阻R2一端相连，电阻R2的另一端分别与电阻R3、R4的一端，三极管Q1、Q2的基极连接，电阻R3、R4的另一端分别连接放大器的负向与正向输入端，以及三极管Q1、Q2的集电极，三极管Q1、Q2发射极相互连接，并且串联电阻R5后接地，电容C1连接在放大器OPAMP的负向输入端与输出端之间；

PTAT电流产生电路，包括PMOS管M3、M4，NMOS管M6，三极管Q3、Q4、Q5、Q6，以及电阻R6。启动电路，包括NMOS管MS、MS1，PMOS管MS2。

其中，M4的栅漏短接，并且同时与M3的栅极、Q4的漏极，以及启动电路的MS的漏极，高阶温度补偿电路的M5的栅极连接，M3、M4的源极与衬底均接外部的电源VDD，M3的漏极与Q3的集电极和基极、Q4的基极、M6的栅极、启动电路的MS1和MS2的栅极连接，Q3的发射极与Q5的集电极、Q6的基极连接，Q4的发射极与Q6的集电极、Q5的基极连接，Q5的发射极接地，Q6的发射极串联电阻R6后接地，M6的漏极、源极与衬底均接地；

MS2的源极与衬底都接外部的电源VDD，栅极与MS1的栅极连接并且连接到PTAT电流产生电路，MS2的漏极与MS1的漏极连接，同时也连接MS的栅极，MS的漏极连接到PTAT电流产生电路M4的漏极，MS的源极与MS1的源极都接地。

工作在正向有源区的NPN型三极管，其集电极电流与基极-发射极电压V_BE满足关系式：

V_BE(T)＝V_G0-mV_T-(η-α)V_TlnT                                     公式(1)

其中m是一个与温度无关的量，α是集电极电流依赖于温度的系数，V_G0为OK时硅的带隙电压，η＝4-n，n为迁移率对温度的依赖系数，η的值总是在3到4之间，典型值为3.45。从公式(1)中可以看出，V_TlnT中包含了V_BE对温度的高次非线性量。因此，通过传统的线性补偿并不能补偿带隙基准电压中的高次项。公式(1)对温度求导可得到：

$\frac{d{V}_{\mathrm{BE}}\left(T\right)}{\mathrm{dT}}=-(m+\mathrm{\η}-\mathrm{\α})\frac{k}{q}-(\mathrm{\η}-\mathrm{\α})\frac{k}{q}\ln T$ 公式(2)

从公式(2)可以看出，V_BE随绝对温度的改变率(ATCR，Absolute Temperature ChangeRate)并不是一个固定值，而是一个随温度变化的值。通常情况下满足η＞α，所以ATCR随着温度的增加而增大。

本实用新型的带隙基准输出实现电路原理图如图4所示。这里所有的电阻都为相同的类型，并且R3与R4阻值相同。由于运算放大器OPAMP的钳位作用，三极管Q1与Q2的集电极有相同的电位，因此流过R3与R4的电流相等。GSC三极管M2工作在弱反型区，且它的栅极与衬底短接，因此，M2的源电流I_Source(M2)可以分为两个部分，即体电流I_B(M2)与漏电流I_D(M2)。这里的GSC三极管指的是三极管栅极和衬底相连接。

I_Source(M2)＝I_D(M2)+I_B(M2)                         公式(3)

公式(3)中： $I_{B\left(M2\right)}=I_S\exp \frac{V_{\mathrm{GS}\left(M2\right)}}{V_T}=G{T}^{\mathrm{\η}}\exp (-\frac{V_{G0}}{V_T})\exp \frac{V_{\mathrm{GS}\left(M2\right)}}{V_T}$ 公式(4)

$I_{D\left(M2\right)}={\mathrm{HT}}^{\mathrm{\η}}\exp \frac{k_1}{V_T}\exp \frac{V_{\mathrm{GS}\left(M2\right)}}{n^{\′}{V}_T}$ 公式(5)

其中G和H均为与温度无关的量，n’＝1+G_js/C_ox，C_js为耗尽区电容，C_ox为栅电容，k₁＝-V_G0-V_OFF/n’也是一个与温度无关的常量。通过图4可以看出输出基准电压V_REF的大小为：

V_REF＝V_BE(Q2)+(R₂+R₅)×I_PTAT+(R₂+R₅)×I_D(M2)       公式(6)

公式(6)中，I_PTAT为PTAT电流，表达式中的第一项与第二项为带隙基准的传统的一阶补偿，最后一项(R₂+R₅)×I_D(M2)用来补偿V_BE中的高次非线性量。

由基尔霍夫定律得到：

I_PTAT＝I_B(M2)+I_D(M1)                               公式(7)

三极管M1偏置在正向有源区，其漏电流I_D(M1)为：

$I_{D\left(M1\right)}=\frac{{\mathrm{\β}}_{M1}}{2}{(V_{\mathrm{SG}\left(M1\right)}-|V_{\mathrm{THP}}\left|\right)}^2$ 公式(8)

公式(8)中，β_M1＝μ_pC_OX(W/L)_M1。

为了简化推导过程，假定I_PTAT＝γV_T，其中γ为一个与温度无关的常量，μ_n和μ_o对温度有相同的阶次，根据不同的温度分为如下两种情况。

A.当温度相对比较低时，公式(7)中的电流I_B(M2)相比于电流I_D(M1)非常小，所以在温度比较低时I_B(M2)可以忽略。

如果通过合理设置工作点使三极管M1工作在饱和区的边缘，即V_SG(M1)-V_TH＝V_SD(M1)，这样，由公式(7)和公式(8)可以得到V_GS(M2)的表达式为

$V_{\mathrm{GS}\left(M2\right)}=V_{\mathrm{SD}\left(M1\right)}=\sqrt{\frac{2}{{\mathrm{\β}}_{M1}}\mathrm{\γ}{V}_T}$ 公式(9)

结合公式(5)与公式(9)，M2的漏电流为

$I_{D\left(M2\right)}={\mathrm{HT}}^{\mathrm{\η}}\exp (\frac{k_1}{V_T}+\sqrt{\frac{k_2}{T^{\mathrm{\η}-3}}})$ 公式(10)

其中k₂是一个与温度无关的常量，公式(10)对温度求导可得

$\frac{d{I}_{D\left(M2\right)}}{\mathrm{dT}}={\mathrm{HT}}^{\mathrm{\η}-1}\exp (\frac{k_1}{V_T}+\sqrt{\frac{k_2}{T^{\mathrm{\η}-3}}})\×\{\mathrm{\η}-\frac{{\mathrm{qk}}_1}{\mathrm{kT}}-\frac{1}{2}\sqrt{k_2}(\mathrm{\η}-3)T^{\frac{1}{2}(3-\mathrm{\η})}\}$ 公式(11)

公式(11)中，I_D(M2)的TC是正值，并且ATCR随着温度的增加而增加。结合公式(2)与公式(6)，可以得到带隙基准的二阶补偿。在比较低的温度下，一阶补偿可以通过V_BE(Q2)和(R₂+R₅)×I_PTAT实现，在中间温度下，V_REF中增加(R₂+R₅)×I_D(M2)来抵消V_BE(Q2)中的ACTR的增加量。

如果V_SG(M1)-V_TH＜V_SD(M1)，公式(7)在相对比较低的温度下可以表示为：

$\mathrm{\γ}{V}_T=\frac{{\mathrm{\β}}_{M1}}{2}{[V_{\mathrm{SG}\left(M1\right)}-|V_{\mathrm{THP}}\left|\right]}^2$ 公式(12)

由于β_M1为负温度系数，V_SG(M1)-|V_THP|会随着温度的增加而上升，因此，电压V_SD(M1)会有两种情况，一种是恒定值，另一种是不断增加的值。

(A1)如果电压V_SD(M1)是恒定值，电压V_GS(M2)是恒定值。由于k₃＝k₁+V_SD(M1)/n’，同时设置k₂＝0，则有

$\frac{d{I}_{D\left(M2\right)}}{\mathrm{dT}}={\mathrm{HT}}^{\mathrm{\η}-1}(\mathrm{\η}-\frac{{\mathrm{qk}}_1}{\mathrm{kT}})\exp \left(\frac{k_3}{V_T}\right)$ 公式(13)

类似的，I_D(M2)的TC是正的，并且ATCR随着温度的增加而增大。

(A2)如果是V_SD(M1)上升的，则V_GS(M2)也是上升的，因此，I_D(M2)的TC趋势与上面的情况相似。只要M1工作在饱和区，带隙基准就能正确工作。条件V_SG(M1)-V_TH≤V_SD(M1)只会影响到使C为零的温度。

B.在一个相对高的温度时，公式(7)中的I_B(M2)会比I_D(M1)大的多，所以I_B(M2)在高温时起主要作用。结合公式(4)，V_GS(M2)的表达式为

$V_{\mathrm{GS}\left(M2\right)}=V_T\ln \frac{\mathrm{\γ}{V}_T}{{\mathrm{GT}}^{\mathrm{\η}}\exp (-\frac{V_{G0}}{V_T})}$ 公式(14)

基于公式(5)与公式(14)，M2的漏电流可以表达为

$I_{D\left(M2\right)}\≈{\mathrm{JT}}^{\frac{1}{n^{\′}}}\exp \left(\frac{k_4}{V_T}\right)$ 公式(15)

其中J为独立于温度的常量，k₄＝-V_OFF/n’。公式(15)对温度求导可以得到

$\frac{d{I}_{D\left(M2\right)}}{\mathrm{dT}}=(\frac{J}{n^{\′}}{T}^{\frac{1}{n^{\′}}-1}-\frac{\mathrm{Jq}{k}_4}{k}{T}^{\frac{1}{n^{\′}}-2})\exp \frac{k_4}{V_T}$ 公式(16)

由于n’比1稍大，并且k₄为负值，所以公式(16)中I_D(M2)的温度变化率为正值。然而，ATCR的值随着温度的增加而减小，结合公式(2)与公式(6)，输出基准电压V_REF在高温时会下降。

可以看出，在低温时，通过V_BE(Q2)和(R₂+R₅)×I_PTAT进行一阶补偿。中温时，TC为正并且ATCR值随着温度增加的电流I_D(M2)被加入到V_REF的表达式中，来抵消V_BE(Q2)中的ATCR的随温度的增加量，即为带隙基准增加了二阶补偿量。在相对较高的温度时，TC为正，但是ATCR随温度减小的电流I_D(M2)增加到V_REF的表达式中，因此，输出电压V_REF在高温时会下降，此即为带隙基准的三阶补偿。没有增加额外的电路结构，仅仅通过一个特殊的结构，使输出基准电压的TC可以在三个温度下为0，并且使基准输出电压的温漂达到最小化。文中提出的可变曲率电路通过电流项I_D(M2)实现了高阶温度补偿，I_D(M2)在整个温度范围内有一个变化的温度特性。电路的温度特性如图5所示。

由于增加了GSC三极管M2，本电路可以在一个低电压下正常工作，从图4中可以得到，最小的输出电压表达式为

V_{DD_minimum}＝V_REF+V_GS(M2)+V_OV(IPTAT)                公式(17)

其中V_OV(IPTAT)为PTAT电流源的过驱动电压，在I_PTAT电流源为单管的情况下，它的值通常大约为200mV，V_REF为本实用新型的基准电压输出值，由于M2偏置在弱反型状态，V_GS(M2)值要小于V_THN，另外，M2的体电位比源电位大，由于体效应的影响M2的阈值电压会相对减小。图6中可以得到，最小电源电压大概为1.9V。可以看出，此基准电压源可以在低电源电压下工作。

对电源电压的变化越不敏感，基准电压的性能也就越好。如图3所示，从电源到基准输出仅有两条通路，即图4中的path1与path2。由于从漏极到源极的衰减，path2可以显著的削弱电源电压波动对输出的影响。改善PSRR的方法是使PTAT电流源尽可能的为一个理想电流源。本实用新型的PTAT电流源的M3与M4和M5有相同的宽长比并且都有比较大的沟道长度，这样可以降低沟道长度调制效应，同时，由于Q3、Q4、Q5、Q6的负反馈作用，C与D两点的电位相同，可以改善PSRR，此外电容接法的M6的滤波作用也在一定程度上改善了PSRR。图7中可以看到，当电源电压从1.9到5V的范围内变化时，输出电压大概只变了0.001V。图8中可以得到，在低于1KHz时，PSRR高达70.5dB，在10KHz时，仍有高达58.5dB的PSRR。

在PTAT电流源电路中，为了保持两路中的电流一致，电流镜结构采用了相对比较大的尺寸，以尽可能的减小厄利效应的影响，同时可以增加它们的匹配性。Q3、Q4、Q5、Q6采用如图3的接法，形成负反馈环，使C点与D点的电位相等。M6为电容连接方式，一方面可以充当环路的主极点，另一方面可以充当滤波电容。由于C、D两点的电位相同，电阻R6上面的电压大小为

V_R6＝V_BE5-V_BE6＝V_TlnM                 公式(18)

公式(18)中，M为Q6与Q5的个数之比，由此PTAT电流大小为

$I_{\mathrm{PTAT}}=I_{R6}=\frac{V_{\mathrm{BE}5}-V_{\mathrm{BE}6}}{R_6}=\frac{V_T\ln M}{R_6}$ 公式(19)

这里，启动电路启动时，由于A点的电位相对比较低，则MS2导通，使MS的栅电位为高，从而使MS导通，B点就被接到了地电位，这便形成了一条从M4到MS的电流通路，MS中有电流以后，向下面注入电流，使电路脱离零状态，进入工作状态。然后，A点的电位会上升为2V_BE，使MS1导通，把MS的栅电位下拉到地，从而关闭MS，使启动电路不再对后面的PTAT电流源电路产生影响，启动完成。完成启动以后，在电源电压比较高的情况下，虽然MS1与MS2可能同时导通，但是由于MS2的宽长比非常小，因此流过的电流也很小。

本实用新型可应用于BiCMOS以及CDMOS工艺的芯片中，为整个芯片提偏置电流与基准电压。由于采用了可变曲率补偿，使得基准输出电压具有很高的稳定性，同时由于电路满足低电压工作的要求，使得本实用新型有很广泛的适应范围。

本领域的普通技术人员将会意识到，这里所述的实施例是为了帮助读者理解本实用新型的原理，应被理解为本实用新型的保护范围并不局限于这样的特别陈述和实施例。本领域的普通技术人员可以根据本实用新型公开的这些技术启示做出各种不脱离本实用新型实质的其它各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本实用新型的保护范围内。

Claims (4)

1.一种可变曲率补偿的带隙电压基准源，包括启动电路，PTAT电流产生电路，高阶温度补偿电路，其中，启动电路用于启动PTAT电流产生电路，PTAT电流产生电路用于产生PTAT电流，PTAT电流用于输入到高阶温度补偿电路，高阶温度补偿电路产生高阶温度特性的电流并与PTAT电流叠加，进而得到可变曲率补偿的基准电压。

2.根据权利要求1所述的可变曲率补偿的带隙电压基准源，其特征在于，所述高阶温度补偿电路包括第一PMOS管、第二PMOS管、第一NMOS管、第一电阻、第二电阻、第三电阻、第四电阻、第五电阻、第一三极管、第二三极管、第一电容和放大器，其中，第一PMOS管的源极与衬底均接外部的电源，其栅极接PTAT电流产生电路的输出端，其漏极与第一NMOS管的源极与衬底连接，同时与第二PMOS管的栅极与衬底连接，第一NMOS管的栅极连接放大器的输出端，漏极与第二PMOS管的源极连接，第二PMOS管的漏极串联第一电阻后连接到外部的电源，源极与第一NMOS管的漏极共同与第二电阻一端相连，第二电阻的另一端分别与第三电阻、第四电阻的一端、第一三极管、第二三极管的基极连接，第三电阻、第四电阻的另一端分别连接运算放大器的负向与正向输入端，以及第一三极管、第二三极管的集电极，第一三极管、第二三极管发射极相互连接，并且串联第五电阻后接地，第一电容连接在放大器的负向输入端与输出端之间。

3.根据权利要求2所述的可变曲率补偿的带隙电压基准源，其特征在于，所述的PTAT电流产生电路，包括第三PMOS管、第四PMOS管、第二NMOS管、第三三极管、第四三极管、第五三极管、第六三极管，以及第六电阻；

所述的启动电路，包括第三NMOS管、第四NMOS管和第五PMOS管；

其中，第四PMOS管的栅漏短接，并且同时与第三PMOS管的栅极、第四三极管的漏极，以及启动电路的第三NMOS管的漏极，高阶温度补偿电路的第一PMOS管的栅极连接，第三PMOS管、第四PMOS管的源极与衬底均接外部的电源，第三PMOS管的漏极与第三三极管的集电极和基极、第四三极管的基极、第六三极管的栅极、启动电路的第NMOS管和第五PMOS管的栅极连接，第三三极管的发射极与第五三极管的集电极、第六三极管的基极连接，第四三极管的发射极与第六三极管的集电极、第五三极管的基极连接，第五三极管的发射极接地，第六三极管的发射极串联第六电阻后接地，第二NMOS管的漏极、源极与衬底均接地；

其中，第五PMOS管的源极与衬底都接外部的电源，栅极与第四NMOS管的栅极连接并且连接到PTAT电流产生电路，第五PMOS管的漏极与第四NMOS管的漏极连接，同时连接第三NMOS管的栅极，第三NMOS管的漏极连接到PTAT电流源电路第四PMOS管的漏极，第三NMOS管的源极与第四NMOS管的源极接地。 

4.根据权利要求3所述的可变曲率补偿的带隙电压基准源，其特征在于，所述的第一PMOS管、第三PMOS管和第四PMOS管具有相同的宽长比。 

Images