CN202043035U - 一种高效率同步整流降压型开关变换器 - Google Patents
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Abstract
本实用新型涉及一种开关变换器，尤其是涉及对控制一种高效率同步整流降压型开关变换器的功能实现。一种高效率同步整流降压型开关变换器，其特征在于，包括降压型开关变换器主模块（1）、与降压型开关变换器主模块（1）相连的电压模式负反馈脉宽调制控制模块（2）以及分别与降压型开关变换器主模块（1）和电压模式负反馈脉宽调制控制模块（2）相连的同步整流控制模块（3）。因此，本实用新型具有如下优点：1.设计合理，结构简单且完全实用；2.实现了在不利用电流互感器和传感电阻，也不采用复杂控制逻辑就实现高效率同步整流的作用，具有结构简单、效率高、体积小。
Description
技术领域
本发明涉及一种开关变换器，尤其是涉及对控制一种高效率同步整流降压型开关变换器的功能实现。
背景技术
今年来随着能源的日益紧张和环境问题的日益突出，各种节能技术、绿色环保技术日益成为研究的热点，提高能源利用率，特别是提高能耗***的效率则是摆在和开发新能源同等重要的地位。开关电源以其较高的效率、丰富的构造方式、可靠的工作性能广泛应用于各种电气设备和电子产品中。但是随着便携式的电子产品工作电压的日益降低、能耗逐步减小、待机时间的大幅上升，传统的以二极管作为开关电源变换器续流管越来越显得效率低下，越来越不能满足当前的社会需要。尤其是当便携式电子产品中微处理器的工作电压降到1V左右时，即便是使用各种具有快速恢复功能、正向导通电压很低的二极管，如肖特基硅二极管SBD等作为续流管，它们的正向导通电压依旧达到约0.4V-0.6V有些甚至更高，以这样的导通电压来续流输出端的大电流，就使得开关变换器的功率被续流二极管极大的浪费了，开关变换器的效率也就被降低了。同步整流技术就是在这样一种背景下产生的，它利用通态电阻极低的专用的功率器件如功率MOSFET，IGBT等等来取代二极管的位置，这样在续流状态时加在功率器件两端的电压很低，从而极大的降低在续流状态时损耗的功率，提高开关变换器的效率。
采用同步整流技术时，要求被整流电压的相位与功率整流器件MOSFET、IGBT的控制端的相位保持一致，这也是同步整流的名称来源。由于在同步整流时，导通的功率整流管不是单向导通的，而是可以双向导通的，这样就可能出现由于控制逻辑的设计缺陷或者功率开关管和功率整流管的控制信号由于延时的影响而出现在某个时间段里功率开关管和功率整流管同时导通shoot through。这样对于降压型的同步整流开关变换器而言将可能会出现两个明显的功率损耗点。一个时间点在电感的充电快要结束时，功率开关管还没有来得及关闭而功率整流管已经开启导通，从而形成了在输入电源的正向端经过两个功率开关管接地的低阻大电流直流通路，损耗一部分功率；另一个时间点在电感快要结束放电时，功率整流管还没有来得及关闭而功率开关管已经开启导通，从而又形成了从输入电源的正向端经过两个功率开关管接地的低阻大电流直流通路，损耗一部分功率。
发明内容
本发明主要是解决现有技术所存在的死区时间控制方案中，一般采用逻辑复杂的固定死区时间控制方案，并且多是辅以电流检测电路，这样不仅仅逻辑复杂，设计难度大，而且电流检测电路更是要用到电流过零检测电路等等，使得设计成本也大等的技术问题；提供了一种实现了在不利用电流互感器和传感电阻，也不采用复杂控制逻辑就实现高效率同步整流的作用，具有结构简单、效率高、体积小的高效率同步整流降压型开关变换器。
本发明的上述技术问题主要是通过下述技术方案得以解决的：
一种高效率同步整流降压型开关变换器，其特征在于，包括降压型开关变换器主模块、与降压型开关变换器主模块相连的电压模式负反馈脉宽调制控制模块以及分别与降压型开关变换器主模块和电压模式负反馈脉宽调制控制模块相连的同步整流控制模块。
本发明一种高效率同步整流降压型开关变换器，采用降压型开关变换器的主电路，将输入电源提供的高电压转换成便携式电子产品中电路所需要的低电压。电压模式负反馈脉宽调制控制模块，利用负载改变时，脉宽调制信号的占空比也将发生变化的原理，产生了可以用来驱动同步整流电路的初始的脉宽调制信号。同步整流控制模块则将初始的脉宽调制信号加以延时滤波，并将延时滤波后的脉宽信号分别与两个基准电压进行比较从而得到两路同步整流信号，其中脉宽略窄的一路用来驱动功率开关管，脉宽略宽的一路反向之后用来驱动功率整流管。
在上述的一种高效率同步整流降压型开关变换器,所述的述降压型开关变换器主模块包括一输入直流电源Vin，一功率开关管S1，一功率整流管S2，一储能电感L，一输出电容C以及一负载电阻R0；所述输入直流电源Vin的正向输入端接功率开关管S1的漏极，功率开关管S1的源极接功率整流管S2的漏极和储能电感L的一端，储能电感L的另一端接输出电容C的一端和负载电阻R0的一端，功率整流管S2的源极接地，负载电阻R0的另一端接地，输入直流电源Vin的另一端接地。
在上述的一种高效率同步整流降压型开关变换器,所述的电压模式负反馈脉宽调制控制模块包括由电压采样电阻Rf1，电压采样电阻Rf2组成的输出电压采样网络，一个误差放大器A，一个脉宽调制比较器PWM，一个锯齿波发生器Vramp以及一基准电压源Vref3；所述采样电阻Rf1的一端与所述降压型开关变换器主模块正向输出端相连，另一端接采样电阻Rf2以及所述误差放大器A的反向输入端，所述采样电阻Rf2的另一端接地；所述误差放大器A的正向输入端接基准电压源Vref3，输出端接脉宽调制比较器PWM的正向输入端；所述脉宽调制比较器PWM的反向输入端接锯齿波发生器Vramp的输出端，反向输出端与所述的同步整流控制模块相连；所述的锯齿波发生器Vramp的另一端接地。
在上述的一种高效率同步整流降压型开关变换器,所述的所述同步整流控制模块包括一由延时电阻Rf和滤波电容Cf组成的延时滤波网络,以及同步整流控制比较器C1、同步整流控制比较器C2和一反相器INV；所述的延时电阻Rf的一端接所述脉宽调制比较器PWM的反向输出端，另一端分别同时与滤波电容Cf的一端、同步整流控制比较器C1以及C2的正向输入端相连，所述滤波电容Cf的另一端接地；所述同步整流控制比较器C1的反向输入端接基准电压源Vref1，输出端接功率开关管S1的控制端栅极；同步整流控制比较器C2的反向输入端接基准电压源Vref2，输出端接反向器INV的输入端，反相器INV的输出端接功率整流管S2的控制端栅极。
因此，本发明具有如下优点：1.设计合理，结构简单且完全实用；2. 实现了在不利用电流互感器和传感电阻，也不采用复杂控制逻辑就实现高效率同步整流的作用，具有结构简单、效率高、体积小。
附图说明
附图1是未经优化处理的同步整流降压型开关变换器的功率开关管和功率整流管的控制信号图。
附图2是经过优化处理的高效率同步整流降压型开关变换器的功率开关管和功率整流管的控制信号图。
附图3是本发明的电路结构图。
附图4是图3中的同步整流控制信号产生的原理图。
附图5是图2中的同步整流控制模块仿真得到的同步整流控制信号。
具体实施方式
下面通过实施例，并结合附图，对本发明的技术方案作进一步具体的说明。图中，降压型开关变换器主模块1、电压模式负反馈脉宽调制控制模块2、同步整流控制模块3。
实施例：
一种高效率同步整流降压型开关变换器，其特征在于，包括降压型开关变换器主模块1、与降压型开关变换器主模块1相连的电压模式负反馈脉宽调制控制模块2以及分别与降压型开关变换器主模块1和电压模式负反馈脉宽调制控制模块2相连的同步整流控制模块3。
降压型开关变换器主模块1包括一输入直流电源Vin，一功率开关管S1，一功率整流管S2，一储能电感L，一输出电容C以及一负载电阻R0；输入直流电源Vin的正向输入端接功率开关管S1的漏极，功率开关管S1的源极接功率整流管S2的漏极和储能电感L的一端，储能电感L的另一端接输出电容C的一端和负载电阻R0的一端，功率整流管S2的源极接地，负载电阻R0的另一端接地，输入直流电源Vin的另一端接地。
电压模式负反馈脉宽调制控制模块2包括由电压采样电阻Rf1，电压采样电阻Rf2组成的输出电压采样网络，一个误差放大器A，一个脉宽调制比较器PWM，一个锯齿波发生器Vramp以及一基准电压源Vref3；采样电阻Rf1的一端与降压型开关变换器主模块1正向输出端相连，另一端接采样电阻Rf2以及误差放大器A的反向输入端，采样电阻Rf2的另一端接地；误差放大器A的正向输入端接基准电压源Vref3，输出端接脉宽调制比较器PWM的正向输入端；脉宽调制比较器PWM的反向输入端接锯齿波发生器Vramp的输出端，反向输出端与同步整流控制模块3相连；锯齿波发生器Vramp的另一端接地。
同步整流控制模块3包括一由延时电阻Rf和滤波电容Cf组成的延时滤波网络,以及同步整流控制比较器C1、同步整流控制比较器C2和一反相器INV；延时电阻Rf的一端接脉宽调制比较器PWM的反向输出端，另一端分别同时与滤波电容Cf的一端、同步整流控制比较器C1以及C2的正向输入端相连，滤波电容Cf的另一端接地；同步整流控制比较器C1的反向输入端接基准电压源Vref1，输出端接功率开关管S1的控制端栅极；同步整流控制比较器C2的反向输入端接基准电压源Vref2，输出端接反向器INV的输入端，反相器INV的输出端接功率整流管S2的控制端栅极。同步整流控制模块3对电压模式负反馈脉宽调制控制模块2所产生的脉宽控制信号进行延时滤波后与两路基准电压Vref1,Vref2且Vref1<Vref2进行比较，得到两路周期相同，高电平部分脉宽不同的同步整流控制信号 
、
。同步整流控制模块3产生的两路不同脉宽的同步整流控制信号
、，信号
经过反相器INV反向后，同步整流控制信号
和
之间存在死区时间，死区时间的控制满足：
其中
是电压模式负反馈脉宽调制控制模块2输出的脉宽调制方波信号的高电平。
应当注意的是：误差放大器A，脉宽调制比较器PWM，同步整流控制比较器C1、C2，反相器INV的工作频率高于同步整流降压型开关变换器的开关频率；同步整流控制模块3中的延时滤波网络Rf、Cf,同步整流控制比较器C1、C2，第一、第二基准电压共同作用产生的两路同步整流控制信号
和
之间存在的死区时间应满足0.1-0.2T，其中T为同步整流降压型开关变换器的开关周期。
其中
是脉宽调制信号输出的方波的高电平，为了满足死区时间足够将功率开关管的开启和功率整流管的开启有效的隔离开来，一般死区时间Td应该满足0.1T-0.2T，其中T为降压型同步整流开关变换器的开关周期。并且对于死区时间的调节手段是多样的，既可以通过调节延时滤波网络中延时电阻和滤波电容的值来获得有效的死区时间，也可以通过调节基准电压Vref1和Vref2的大小来获得有效的死区时间。这样，在对死区时间进行优化时至少就有两种手段可用，一种可以通过将Rf换成可变电阻，通过机械的调节它的阻值，获得优化的死区控制时间，另一种则是可以通过编程控制的方式来动态控制基准电压Vref1和Vref2的大小来获得有效的死区时间。尤其是后一种方式，对于可编程控制的开关电源是一种好的提高效率的方式。
本发明的工作情况如下：
对于降压型开关变换器主模块1当功率开关管导通时，能量从输入电源流入，使储能电感、输出电容开始储存能量，并同时给负载电阻供电。此过程中同步整流控制模块控制功率整流管处于关断状态，而且变换器的输出时上正下负，功率整流管的体二极管处于反向偏置状态，不能导通。当储能结束，功率开关管关断时，由于储能电感由能量储存元件转换为能量输出元件，流过它的电流不能发生突变，而产生一个感应电势来阻止流过电感的电流减小，这个电势对于功率整流管来说是下正上负，此时在功率整流管开启导通前的很短的一个死区时间内，将出现由功率整流管的体二极管瞬时接替功率整流管导通，然后同步整流控制模块控制功率整流管导通，储能电感中的能量经功率整流管输出给储能电容，同时给储能电容和负载电阻供电。由于功率整流管的电阻极低，在功率整流管两端的电压将不足以支持功率整流管的体二极管的导通，于是体二极管完成其瞬时接替功率整流管导通的功能后截止。
对于电压模式负反馈脉宽调制控制模块，采样电阻上采得的采样电压与第三参考电压比较后放大再与锯齿波比较产生脉宽调制控制信号，该信号并没有直接用来控制功率开关管的通断，而是经过同步整流控制模块的处理之后用来控制功率开关管和功率整流管的通断。当负载发生变化时，采样网络得到的采样电压也会发生变化，从而改变脉宽调制信号的占空比，经过同步整流控制模块的处理后用来控制功率开关管和功率整流管的开通时间，保证输出电压的稳定。
对于同步整流控制模块，从电压模式负反馈脉宽调制控制模块传来的脉宽调制信号，经过延时滤波网络的处理后，它的波形将发生变化，脉宽调制信号的上升沿和下降沿将变的明显，高电平部分的宽度将变窄，至于脉宽调制信号的上升沿和下降沿明显程度、高电平部分的宽度变窄的程度则取决于延时滤波网络的时间常数的大小。将经过延时处理后的脉宽调制信号分别与设定好的两个基准电压Vref1、Vref2比较，就会得到两路高电平部分脉宽略有差异的同步整流信号
、
，且基准值大的那一路得到的同步整流信号高电平部分略窄,即
的高电平部分的宽度略窄于
高电平部分的宽度。这样的两路同步整流信号的特点是，
的上升沿在
之后，但下降沿却在
之前，但是它们的周期相同都等于脉宽调制电路得到的脉宽调制信号的周期T。
直接用来驱动功率开关管，
在反向之后用来驱动功率整流管。
本文中所描述的具体实施例仅仅是对本发明精神作举例说明。本发明所属技术领域的技术人员可以对所描述的具体实施例做各种各样的修改或补充或采用类似的方式替代，但并不会偏离本发明的精神或者超越所附权利要求书所定义的范围。
尽管本文较多地使用了降压型开关变换器主模块1、电压模式负反馈脉宽调制控制模块2、同步整流控制模块3等术语，但并不排除使用其它术语的可能性。使用这些术语仅仅是为了更方便地描述和解释本发明的本质；把它们解释成任何一种附加的限制都是与本发明精神相违背的。
Claims (4)
1.一种高效率同步整流降压型开关变换器，其特征在于，包括降压型开关变换器主模块（1）、与降压型开关变换器主模块（1）相连的电压模式负反馈脉宽调制控制模块（2）以及分别与降压型开关变换器主模块（1）和电压模式负反馈脉宽调制控制模块（2）相连的同步整流控制模块（3）。
2.根据权利要求1所述的一种高效率同步整流降压型开关变换器, 其特征在于，所述的述降压型开关变换器主模块（1）包括一输入直流电源Vin，一功率开关管S1，一功率整流管S2，一储能电感L，一输出电容C以及一负载电阻R0；所述输入直流电源Vin的正向输入端接功率开关管S1的漏极，功率开关管S1的源极接功率整流管S2的漏极和储能电感L的一端，储能电感L的另一端接输出电容C的一端和负载电阻R0的一端，功率整流管S2的源极接地，负载电阻R0的另一端接地，输入直流电源Vin的另一端接地。
3.根据权利要求1所述的一种高效率同步整流降压型开关变换器, 其特征在于，所述的电压模式负反馈脉宽调制控制模块（2）包括由电压采样电阻Rf1，电压采样电阻Rf2组成的输出电压采样网络，一个误差放大器A，一个脉宽调制比较器PWM，一个锯齿波发生器Vramp以及一基准电压源Vref3；所述采样电阻Rf1的一端与所述降压型开关变换器主模块（1）正向输出端相连，另一端接采样电阻Rf2以及所述误差放大器A的反向输入端，所述采样电阻Rf2的另一端接地；所述误差放大器A的正向输入端接基准电压源Vref3，输出端接脉宽调制比较器PWM的正向输入端；所述脉宽调制比较器PWM的反向输入端接锯齿波发生器Vramp的输出端，反向输出端与所述的同步整流控制模块（3）相连；所述的锯齿波发生器Vramp的另一端接地。
4.根据权利要求2所述的一种高效率同步整流降压型开关变换器, 其特征在于，所述的所述同步整流控制模块（3）包括一由延时电阻Rf和滤波电容Cf组成的延时滤波网络,以及同步整流控制比较器C1、同步整流控制比较器C2和一反相器INV；所述的延时电阻Rf的一端接所述脉宽调制比较器PWM的反向输出端，另一端分别同时与滤波电容Cf的一端、同步整流控制比较器C1以及C2的正向输入端相连，所述滤波电容Cf的另一端接地；所述同步整流控制比较器C1的反向输入端接基准电压源Vref1，输出端接功率开关管S1的控制端栅极；同步整流控制比较器C2的反向输入端接基准电压源Vref2，输出端接反向器INV的输入端，反相器INV的输出端接功率整流管S2的控制端栅极。
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| CN104703356A (zh) * | 2015-03-23 | 2015-06-10 | 深圳市稳先微电子有限公司 | 一种智能同步整流的非隔离降压型led驱动电路 |
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