CN201479001U - 一种优化的dc-dc转换器和电路 - Google Patents

Abstract

本实用新型提出了一种优化的DC-DC转换器和电路，该优化的DC-DC转换器包括：电压输入端、电压输出端、功率转换单元、控制单元、反馈电阻R1和反馈电阻R2，功率转换单元设置在电压输入端和电压输出端之间，所述控制单元用于控制所述功率转换器，反馈电阻R1的第一端连接至所述电压输出端，其第二端连接至所述控制单元，反馈电阻R2一端接地，另一端连接所述反馈电阻R1的第二端，该转换器还包括一前馈电容Cff，其和反馈电阻R1相并联。本实用新型通过在反馈电阻R1上并联一前馈电容Cff，来提高DC-DC转换器的响应带宽和相位裕量，进而达到优化瞬态响应的目的。

Description

一种优化的DC-DC转换器和电路

技术领域

本实用新型涉及电子控制领域，尤其是涉及一种优化了瞬态响应的直流电压-直流电压(DC-DC)转换器和电路。

背景技术

DC-DC转换器就是将某种直流电压转换成另一种直流电压的功率转换器，目前，DC-DC转换器已经广泛应用于手机、MP3、数码相机、便携式媒体播放器等产品中。

如图1所示为现有技术中一DC-DC转换器的结构图，该转换器包括电压输入端101、电压输出端102、脉宽调制(Pulse Width Modulation，PWM)控制器103、开关K1、K2、滤波电感L、滤波电容C4和反馈补偿电路104(虚线框所示)，其中，PWM控制器103包括了内部误差放大器105，而反馈补偿电路104又包括反馈电阻R1、R2、补偿电容C1、C2、C3、补偿电阻R3和R4。该DC-DC转换器的工作原理是由PWM控制器103发出的控制信号控制开关K1、K2的通和断，并由反馈补偿电路104采集输出电压信号与PWM控制器103的内部参考电压相比较从而控制开关K1、K2通和断的时间，来实现直流电压的转换。

这种DC-DC转换器的电子元件数量过多，不利于规模化生产，同时也会增加调试的时间，最重要的是，当DC-DC转换器的瞬态响应不符合***要求时，无法进行相应的调整和优化。

所谓DC-DC转换器的瞬态响应指该DC-DC转换器对负载发生变化时调节电路输出以进行相应变化的能力。假设某一DC-DC转换器某一时刻输出为3.3V/5A，此时电流突变到10A，根据能量守恒，在电流变高瞬间，电压立即跌落。瞬态响应的功能就是在电流突变时，在要求的时间和电压下跌幅度内，将输出电压调整至额定值3.3V。衡量瞬态响应的两个指标是电压过冲和恢复时间，如图2所示。

如图3所示为现有技术中另一种DC-DC转换器的结构图，与图1不同的是，该DC-DC转换器将补偿电容C1、C2、C3、补偿电阻R3和R4都内置到PWM控制器中，形成一带内置补偿器的PWM控制器201。这种DC-DC转换器虽然减少了外部电子元件的数量，但还是未能解决当DC-DC转换器的瞬态响应不符合***要求时，无法进行相应的调整和优化的问题。

中国专利申请号为200680014187.4的实用新型专利申请公开了一种补偿负载电容对功率调节器的影响的装置和方法，其通过增加运放单元和若干阻容元件来实现对DC-DC转换器瞬态响应的调整和优化，具体实施例方式请参见图4和图5。

但是，上述现有技术需要增加许多元器件，其实现电路比较复杂，从而导致生产成本增加。

实用新型内容

针对上述缺陷，本实用新型实施例的目的在于提供一种优化的DC-DC转换器和电路，用于解决现有技术中对DC-DC转换器瞬态响应的调整和优化的方法过于复杂、成本较高的问题。

为了实现上述目的，本实用新型实施例提出了一种直流电压-直流电压DC-DC转换器，包括电压输入端、电压输出端、功率转换单元、控制单元、反馈电阻R1和反馈电阻R2，所述功率转换单元设置在所述电压输入端和所述电压输出端之间，所述控制单元用于控制所述功率转换器，所述反馈电阻R1的第一端连接至所述电压输出端，其第二端连接至所述控制单元，所述反馈电阻R2一端接地，另一端连接所述反馈电阻R1的第二端，另外，该转换器还包括一前馈电容Cff，所述前馈电容Cff和所述反馈电阻R1相并联，所述前馈电容Cff用于提高所述DC-DC转换器的响应带宽和相位裕量。

优选的，本实施例中前馈电容Cff为电容值可调的可变电容器。

优选的，本实施例中控制单元为脉宽调制PWM控制器、脉波频率调制PFM控制器中的一种或两种。

优选的，本实施例中前馈电容Cff的电容值满足如下公式：

$f_{\_\mathrm{noCff}}=\sqrt{\left(\frac{1}{2\mathrm{\π}\×R1\×\mathrm{Cff}}\right)\left[\frac{1}{2\mathrm{\π}\×\mathrm{Cff}}(\frac{1}{R2}+\frac{1}{R1})\right]}$

其中f_nocff为未并联所述前馈电容Cff时所述DC-DC转换器的穿越频率。

为了实现上述目的，本实用新型实施例还提出一种DC-DC转换器的反馈电路，包括电压输出端、误差放大器、反馈电阻R1、R2，所述反馈电阻R1的第一端连接至所述电压输出端，其第二端连接至所述误差放大器，所述反馈电阻R2一端接地，另一端连接所述反馈电阻R1的第二端，该反馈电路还包括一前馈电容Cff，所述前馈电容Cff和所述反馈电阻R1相并联。

优选的，本实施例中前馈电容Cff为电容值可调的可变电容器。

优选的，本实施例中前馈电容Cff的电容值满足如下公式：

$f_{\_\mathrm{noCff}}=\sqrt{\left(\frac{1}{2\mathrm{\π}\×R1\×\mathrm{Cff}}\right)\left[\frac{1}{2\mathrm{\π}\×\mathrm{Cff}}(\frac{1}{R2}+\frac{1}{R1})\right]}$

其中f_nocff为未并联所述前馈电容Cff时所述DC-DC转换器的穿越频率。

本实用新型实施例为了当DC-DC转换器的瞬态响应不符合***要求时，通过简单方便的手段来对转换器进行相应的调整和优化，发明人在原DC-DC转换器的反馈电阻R1上并联了一个前馈电容，该前馈电容可以提高DC-DC转换器的响应带宽和相位裕量，从而优化DC-DC转换器的瞬态响应。该方案不仅简单，而且成本低廉。

附图说明

为了更清楚地说明本实用新型实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本实用新型的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为现有技术中一种DC-DC转换器的结构图；

图2为现有技术中DC-DC转换器瞬态响应的指标示意图；

图3为现有技术中另一种DC-DC转换器的结构图；

图4现有技术中具有可变增益缓冲器的误差放大器的电路图；

图5现有技术中具有可变衰减缓冲器的误差放大器的电路图；

图6为本实用新型实施例提供的响应带宽和相位裕量示意图；

图7为本实用新型实施例一提供的一种DC-DC转换器的结构图；

图8为一单极点电路及其增益和相位的示意图；

图9为一单零点电路及其增益和相位的示意图；

图10为增加了前馈电容Cff后DC-DC转换器的响应带宽和相位裕量示意图；

图11为未增加前馈电容Cff时DC-DC转换器的负载电流和输出电压波形图；

图12为增加前馈电容Cff后DC-DC转换器的负载电流和输出电压波形图；

图13为本实用新型实施例二提供的一种DC-DC转换器的结构图；

图14为本实用新型实施例三提供的一种反馈电路的电路图。

具体实施方式

为了使本实用新型的目的、技术方案和优点更加清楚明白，下面结合具体实施方式和附图，对本实用新型做进一步详细说明。在此，本实用新型的示意性实施方式及其说明用于解释本实用新型，但并不作为对本实用新型的限定。

本实用新型实施例的核心在于将一电容和DC-DC转换器内反馈电阻R1相并联，以提高DC-DC转换器的响应带宽和相位裕量，从而优化DC-DC转换器的瞬态响应。为了更好地理解本实用新型，下面先简单介绍响应带宽和相位裕量：

如图6所示为本实用新型实施例提供的响应带宽和相位裕量示意图：

响应带宽反映的是DC-DC转换器对不同速度的负载变化的响应速度，由图6可知，频率越小，增益越大，也即负载变化的频率越小，DC-DC转换器可以很快的进行调整，而当负载变化的频率大于10K时，增益为0，即DC-DC转换器对于快于10K的变化没有响应。

相位裕量反映的是DC-DC转换器的稳定性，足够的相位裕量可以保证DC-DC转换器在对快速变化的负载做调整时，不会出现震荡等不稳定现象。相位裕量是相位裕度与0°的差值的绝对值，而相位裕度则是***增益为0时的相位值，比如图6中的相位裕度即为-45°，而相位裕量则为45°。研究表明，只有相位裕量大于35°，***才能保持稳定。

实施例一

如图7所示为本实用新型实施例一提供的一种DC-DC转换器的结构图。该电路包括电压输入端701、电压输出端702、功率转换单元703、控制单元704、反馈电阻R1、反馈电阻R2和前馈电容Cff。

功率转换单元703设置在电压输入端701和电压输出端702之间，控制单元704则连接至功率转换单元703；反馈电阻R1的一端连接至电压输出端702，另一端则连接至节点705；而反馈电阻R2的一端连接至节点705，另一端接地；前馈电容Cff和反馈电阻R1相并联，同时在节点705引一条接入线接至控制单元704的输入端。

各个元件通过上述连接，构成了一个完整的DC-DC转换电路，其通过由反馈电阻R1和R2构成的分压器反馈电压输出端702的输出电压信息给控制单元704，然后由控制单元704来控制功率转换单元703进行直流电压的转换。

在本实施例中，为了得到更好的瞬态响应，发明人在反馈电阻R1上并联了一个前馈电容Cff，该前馈电容Cff的加入，使得整个DC-DC转换电路的响应带宽和相位裕量得到了提高。

下面对前馈电容Cff如何提高个DC-DC转换电路的响应带宽和相位裕量加以说明：

首先，简单说明下极点和零点的概念：将阻容和电感等元器件简单组合就可以产生极点和零点，如图8所示为一单极点电路及其增益和相位的示意图。由图中可见单极点电路从频率为0到转折频率fc范围内的增益是一条水平线，经过转折频率fc后以-20dB/每十倍频程(dB/dec)下降，当处于转折频率fc时，输出信号的相位相对输入是-45°，而当频率远大于转折频率fc时，这个相位会达到-90°。

如图9所示为一单零点电路及其增益和相位的示意图。由图中可见单零点电路从频率为0到转折频率fc范围内的增益是一条水平线，经过转折频率fc后以+20dB/每十倍频程(dB/dec)上升，最大相位可达+90°。

当前馈电容Cff和反馈电阻R1相并联后，其和反馈电阻R1一起增加了一个零点，使得增益曲线在转折频率fz处得以上升，其中：

$f_Z=\frac{1}{2\mathrm{\π}\×R1\×\mathrm{Cff}}$

同时，前馈电容Cff又和反馈电阻R1、R2增加了一个极点，其使得增益曲线在频率fp处下降，同时，其也为DC-DC转换器保证了足够的相位裕度，其中：

$f_p=\frac{1}{2\mathrm{\π}\×\mathrm{Cff}}(\frac{1}{R2}+\frac{1}{R1})$

假设图6为未增加前馈电容Cff时DC-DC转换器的响应带宽和相位裕量示意图，那么图10即为增加了前馈电容Cff后DC-DC转换器的响应带宽和相位裕量示意图。如图10所示，线段1001是增加了零点后的增益曲线，其处于上升状态，而线段1002则是增加了极点后DC-DC转换器增益曲线的走向，最后当频率到达15Khz时，增益降为零，可见增加了前馈电容Cff后，DC-DC转换器的响应带宽由原来的10Khz增加到了15Khz，即该DC-DC转换器可以响应更快速度的负载变化。

再看图10中的相位裕量图，增加了前馈电容Cff后，DC-DC转换器的相位裕量由原来的45°增加到了90°，使得本实施例的DC-DC转换器的稳定性进一步得到提高。

由于DC-DC转换器的响应带宽得到了提高，因此对于图10中大于fz的负载变化速度，DC-DC转换器可以拥有更短的恢复时间和更小的电压过冲，而由于DC-DC转换器的相位裕量得到了提高，其恢复时的稳定性也进一步得到提高。

下面以一实测波形图来说明本实用新型实施例优点：图11为未增加前馈电容Cff时DC-DC转换器的负载电流和输出电压波形图，图12为增加前馈电容Cff后DC-DC转换器的负载电流和输出电压波形图。从图中可见，增加前馈电容Cff后转换器的恢复时间Δt从68us降到了14us，而过冲电压Δv则从900mv降到了377mv，可见其瞬态响应较以前得到了极大的优化。另外，增加前馈电容Cff后，DC-DC转换器的输出电压波形较以前平稳了很多，所以其稳定性也得到了提升。

当然，上述加入前馈电容Cff后得到的有益效果是建立在选取适当的Cff值的基础上的，为了得到适当的前馈电容Cff的电容值，可以测量未并联所述前馈电容Cff时的DC-DC转换器的瞬态响应，得到DC-DC转换器的穿越频率f_nocff，该测量过程及穿越频率的获得都可以由示波器完成。然后将将f_nocff及反馈电阻R1和反馈电阻R2的阻值代入如下公式，以得到前馈电容Cff的电容值：

$f_{\_\mathrm{noCff}}=\sqrt{\left(\frac{1}{2\mathrm{\π}\×R1\×\mathrm{Cff}}\right)\left[\frac{1}{2\mathrm{\π}\×\mathrm{Cff}}(\frac{1}{R2}+\frac{1}{R1})\right]}$

实施例二

本实施例是对实施例一的进一步说明，如图13所示为本实用新型实施例二提供的一种DC-DC转换器的结构图。该DC-DC转换器包括电压输入端1301、电压输出端1302、PWM控制器1303、开关K1、K2、滤波电感L、滤波电容C4、反馈电阻R1、反馈电阻R2和前馈电容Cff，其中PWM控制器1303又包括误差放大器1304、补偿电容C1、C2、C3和补偿电阻R3、R4，其各个元件的连接关系如图中所示。

在本实施例中开关K1、K2、滤波电感L和滤波电容C4一起构成功率变换单元，其受PWM控制器1303的控制。在本实施例中，误差放大器1304、补偿电容C1、C2、C3和补偿电阻R3、R4都内置在PWM控制器1303中，它们一起做成一个控制芯片，从而减少了外部器件的数量，便于规模化生产和调试。

反馈电阻R1、反馈电阻R2和前馈电容Cff与PWM控制器1303的连接是通过从节点1305引一接入线接至PWM控制器1303内误差放大器1304的反相输入端来实现的，而误差放大器1304的非反向输入端则连接参考电压VREF。

作为本实用新型的一个实施例，前馈电容Cff为电容值可调的可变电容，这样，当DC-DC变换器的瞬态响应不满足要求时，可以不需要更换前馈电容Cff，而直接调整前馈电容Cff的电容值即可。

作为本实用新型的一个实施例，PWM控制器1303也可以由PFM控制器来替代，或者结合PFM控制器一起完成控制功能。

实施例三

如图14所示为本实用新型实施例三提供的一种反馈电路的电路图。该反馈补偿电路包括电压输出端1401、误差放大器1402、反馈电阻R1、R2和前馈电容Cff，其中反馈电阻R1和一端连接至电压输出端，另一端连接至误差放大器1402的反相输入端，误差放大器1402的非反相输入端则连接参考电源VREF，另外反馈电阻R2一端接地，另一端连接至节点1403，前馈电容Cff则和反馈电阻R1相并联。

本实施例的反馈电路相对于现有技术中的反馈电路增加了一个前馈电容Cff，该前馈电容Cff和反馈电阻R1为DC-DC变换器***增加了一个零点，同时其又和反馈电阻R1、R2一起为DC-DC变换器***增加了一个极点，从而提高了DC-DC变换器的响应带宽和相位裕量。具体的分析可以参见实施例一，在此不再赘述。

作为本实用新型的一个实施例，前馈电容Cff可以是电容值可调的可变电容，这样，当DC-DC变换器的瞬态响应不满足要求时，可以不需要更换前馈电容Cff，而直接调整前馈电容Cff的电容值即可。

作为本实用新型的一个实施例，相对于固定的***而言，前馈电容Cff的取值是有一定的限制的，为了得到适当的前馈电容Cff的电容值，可以测量未并联所述前馈电容Cff时的DC-DC转换器的瞬态响应，得到DC-DC转换器的穿越频率f_nocff，该测量过程及穿越频率的获得都可以由示波器完成。然后将将f_nocff及反馈电阻R1和反馈电阻R2的阻值代入如下公式，以得到前馈电容Cff的电容值：

$f_{\_\mathrm{noCff}}=\sqrt{\left(\frac{1}{2\mathrm{\π}\×R1\×\mathrm{Cff}}\right)\left[\frac{1}{2\mathrm{\π}\×\mathrm{Cff}}(\frac{1}{R2}+\frac{1}{R1})\right]}$

以上所述的具体实施方式，对本实用新型的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本实用新型的具体实施方式而已，并不用于限定本实用新型的保护范围，凡在本实用新型的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本实用新型的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种优化的DC-DC转换器，包括电压输入端、电压输出端、功率转换单元、控制单元、反馈电阻R1和反馈电阻R2，所述功率转换单元设置在所述电压输入端和所述电压输出端之间，所述控制单元用于控制所述功率转换单元，所述反馈电阻R1的第一端连接至所述电压输出端，其第二端连接至所述控制单元，所述反馈电阻R2一端接地，另一端连接所述反馈电阻R1的第二端，其特征在于，还包括一前馈电容Cff，所述前馈电容Cff和所述反馈电阻R1相并联，所述前馈电容Cff用于提高所述DC-DC转换器的响应带宽和相位裕量。

2.如权利要求1所述的优化的DC-DC转换器，其特征在于，所述前馈电容Cff为电容值可调的可变电容器。

3.如权利要求1所述的优化的DC-DC转换器，其特征在于，所述控制单元为脉宽调制PWM控制器、脉波频率调制PFM控制器中的一种或两种。

4.如权利要求1至3任一所述的优化的DC-DC转换器，其特征在于，所述前馈电容Cff的电容值满足如下公式：

$f\_\mathrm{noCff}=\sqrt{\left(\frac{1}{2\mathrm{\π}\×R1\×\mathrm{Cff}}\right)\left[\frac{1}{2\mathrm{\π}\×\mathrm{Cff}}(\frac{1}{R2}+\frac{1}{R1})\right]}$

其中f_nocff为未并联所述前馈电容Cff时所述DC-DC转换器的穿越频率。

5.一种DC-DC转换器的反馈电路，包括电压输出端、误差放大器、反馈电阻R1、R2，所述反馈电阻R1的第一端连接至所述电压输出端，其第二端连接至所述误差放大器，所述反馈电阻R2一端接地，另一端连接所述反馈电阻R1的第二端，其特征在于，还包括一前馈电容Cff，所述前馈电容Cff和所述反馈电阻R1相并联。

6.如权利要求5所述的反馈电路，其特征在于，所述前馈电容Cff为电容值可调的可变电容器。

7.如权利要求5或6所述的反馈电路，其特征在于，所述前馈电容Cff的电容值满足如下公式：

$f\_\mathrm{noCff}=\sqrt{\left(\frac{1}{2\mathrm{\π}\×R1\×\mathrm{Cff}}\right)\left[\frac{1}{2\mathrm{\π}\×\mathrm{Cff}}(\frac{1}{R2}+\frac{1}{R1})\right]}$

其中f_nocff为未并联所述前馈电容Cff时所述DC-DC转换器的穿越频率。

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