CN201397122Y - 线性位移差分变压器信号调理电路 - Google Patents

Abstract

本实用新型涉及一种线性位移差分变压器信号调理电路，适用于半桥差动圆环油量控制滑套位置传感器和差动变压器位置传感器。正弦激励信号生成单元和差分放大器单元电连接。正弦激励信号输入到传感器，从传感器传回检测信号引入感性阻抗分压信号同相比例电路(102)；R19和R20中间引出分压信号引入电阻分压信号同相比例电路(101)。感性阻抗分压信号与电阻分压信号差值与传感器机械位移量成比例关系，通过放大并检测感性阻抗分压信号与电阻分压信号差值间接检测传感器机械位移量，简化现有差分变压器信号调理电路结构，降低成本。

Description

线性位移差分变压器信号调理电路

技术领域

本实用新型涉及一种线性位移差分变压器信号调理电路，适合用于汽车发动机控制领域中分配式高压柴油喷油泵半桥差动圆环油量控制滑套位置传感器接口电路，也适合其它应用场合半桥式差动变压器位置传感器。

背景技术

线性差分变压器为机电传感器，可将输入的磁芯机械位移量转换为一组与磁芯位移量成比例的交流电压信号输出。该传感器由初级绕组，串联的两个次级绕组及可在绕组线圈内滑动的磁芯构成。初级线圈由正弦波信号源激励，活动磁芯的移动可改变初级线圈之间的耦合磁通，从而改变次级线圈两端产生的感应电动势的幅值。通过检测两交流电压信号的差值可间接检磁芯的机械位移量。目前公知的线性位移差分变压器信号调理电路主要由振荡器、放大器、相敏检波和低通滤波器四部分组成，采用交流电桥激励方式驱动。但正弦激励信号的幅值随工作温度的变化会产生漂移，导致输出增益错误。现有线性差分变压器调理电路通过检测不随正弦信号幅值变化而改变的比例系数(感应电动势差值/感应电动势的和)来消除激励源幅值的变化，这种解决方法的缺点是增加了检测电路的复杂程度和成本。

发明内容

为了克服现有线性位移差分变压器信号调理电路结构复杂和成本较高的不足，本实用新型专利提供一种线性位移差分变压器信号调理电路，正弦波激励信号幅值通过加法器将移位寄存器开关量按分压比例相加而成，保证正弦激励信号幅值的稳定性，同时，MCU接收调理电路输出的直流信号进行A/D转换，正弦波发生器时钟信号只需从同一MCU引入，化简现有差分变压器信号调理电路结构，降低差分变压器信号调理电路的成本。

本实用新型解决其技术问题所采用的技术方案是：

正弦激励信号引入与之电连接的线性位移差分变压器初级线圈，线性位移差分变压器次级线圈与差分放大器单元电连接。

正弦激励信号生成单元，包括：8位移位寄存器最高位输出端逻辑经逻辑翻转电路与最低位输入端电连接，构成8位扭环计数器，用于产生与正弦信号波形对称性相同的逻辑电压数据串；移位寄存器各输出位分别电连接的电阻另一端并联后与由电阻和电容组成的并联电路、信号地串联，构成模拟加法器，用于将移位寄存器各输出电压加和并滤波；从MCU引入移位寄存器的时钟信号(002)，用于决定模拟加法器输出电平(001)构成正弦激励信号(100)的频率。

差分放大器单元，包括：电阻分压信号同相比例电路(101)，用于接收并放大电阻分压信号；感性阻抗分压信号同相比例电路(102)，用于接收并放大感性阻抗分压信号；差动比例电路(103)，用于放大引入正相输入端的感性阻抗分压信号和引入反相输入端的电阻分压信号的差值信号。

差动比例电路反相输入端(005)，温度反馈电阻，二极管负极，二极管正极，末级同相比例电路负载电压输出端(004)顺次电连接的温度补偿反馈回路(104)，用于减小温度变化对末级同相比例负载电压信号的影响。

正弦激励信号(100)，电阻分压信号和/或感性阻抗分压信号和差值信号均为电压信号。

温度补偿反馈回路(104)中采用二级管反相截至特性阻断电阻分压信号同相比例电路(101)对输出级的前向传导。

正弦激励信号为Vo′，电阻分压信号为Vo′/2。

移位寄存器各输出位分别电连接的电阻阻值比例关系按sin(θ+180°/n)/sinθ，n为移位寄存器位数，θ为360°/n。

本实用新型的有益效果是，简化了现有线性位移差分放大器电路结构，降低了现有线性位移差分放大器电路成本。

附图说明

图1是本实用新型线性位移差分变压器信号调理电路正弦激励信号发生器原理图。

001为模拟加法器输出电平，

002为从MCU引入移位寄存器的时钟信号。

图2是本实用新型采用的正弦激励信号输出波形图。

图3是本实用新型线性位移差分变压器信号调理电路原理图。

003为分压后的差动比例电路输出信号，

004为末级同相比例电路负载电压输出端，

005为差动比例电路反相输入端，

100正弦激励信号，

101为电阻分压信号同相比例电路，

102为感性阻抗分压信号同相比例电路，

103为差动比例电路，

104为温度补偿反馈回路，

105为末级信号同相比例电路。

具体实施方式

图1中MC14015为两组4位移位寄存器构成的集成芯片，MC14070为四组异或门构成的集成芯片，本具体实施例中仅应用了其中两组异或门电路。将MC14015的Q3a引脚与Db引脚电连接，构成8位移位寄存器。移位寄存器最低输出位至最高输出位依次为：Q0a、Q1a、Q2a、Q3a、Q0b、Q1b、Q2b、Q3b，所电连接的电阻分别为R16、R14、R12、R4、R17、R15、R13、R3，以上电阻并联后公共端与R18串联，构成模拟加法器。电阻并联公共端引入放大器正相输入端，放大器输出端与其本身反相输入端电连接，构成跟随器，提高模拟加法器输出电平(001)的带载能力，经跟随器输出的正弦激励信号为Vo′(100)。Ca，Cb引脚为两个4位移位寄存器的工作时钟信号输入引脚，均从MCU引入工作时钟信号。MC14070中OUTA引脚与MC14015中Ra、Rb引脚电连接。VCC、R21、C9串联电路与MC14070上一组异或门构成上电复位电路。MC14070的IN1A引脚与VCC电连接，相当于该引脚输入电平逻辑值恒为“1”，R21和C9的公共端与IN2A电连接，C9另一端与MC14015中Q3b引脚电连接。电路上电瞬间，电容C9两极板电位相同，等同于MC14015中Q3b引脚电平值，此时MC14070中IN2A引脚相当于输入逻辑电平“0”，OUTA输出逻辑“1”，对MC14015进行复位。Q3b与IN2D电连接，IN1D与VCC电连接，OUTD与Da电连接。则从Q3b输出的逻辑电平信号经翻转后输入Da，构成扭环计数器。在工作时钟的作用下，扭环计数器的输出电平信号从全“0”信号逐步转变至全“1”信号，并以全“1”信号为中心，其对应的前、后工作周期所输出的信号中所包含的状态相同的逻辑电平的数值相等，位置呈对称关系。因此，模拟加法器输出电平(001)在全“1”时为最高电平，不在全“1”时又以最高输出电平为中心，前后对应工作周期的输出电平值对称。由此选取加权电阻对称相等，即：R3＝R4，R12＝R13，R14＝R15，R16＝R17。8位寄存器可对标准正弦波做16等分，每等分为22°30′。而每等分的量化电平应与加法器的输出电平一一对应成比例。由正弦函数可计算出相邻量化电平间隔22°30′的函数值；再由此函数值可计算出它们间的比例关系：

由于要求加法器输出的波形为正弦波，因此正弦激励信号的输出波形如图2所示，其中平滑曲线为阶梯正弦波通过C4滤波后的波形。

其中：

$\left\{\begin{array}{c}{V}_{01}=\frac{R_{18}}{2}\left(\frac{1}{R_3}\right)\\ V_{02}=\frac{R_{18}}{2}(\frac{1}{R_3}+\frac{1}{R_{12}})\\ V_{03}=\frac{R_{18}}{2}(\frac{1}{R_3}+\frac{1}{R_{12}}+\frac{1}{R_{14}})\\ V_{04}=\frac{R_{18}}{2}(\frac{1}{R_3}+\frac{1}{R_{12}}+\frac{1}{R_{14}}+\frac{1}{R_{16}})\\ V_{05}=\frac{R_{18}}{2}(\frac{1}{R_3}+\frac{1}{R_{12}}+\frac{1}{R_{14}}+\frac{1}{R_{16}}+\frac{1}{R_{17}})\\ V_{06}=\frac{R_{18}}{2}(\frac{1}{R_3}+\frac{1}{R_{12}}+\frac{1}{R_{14}}+\frac{1}{R_{16}}+\frac{1}{R_{17}}+\frac{1}{R_{15}})\\ V_{07}=\frac{R_{18}}{2}(\frac{1}{R_3}+\frac{1}{R_{12}}+\frac{1}{R_{14}}+\frac{1}{R_{16}}+\frac{1}{R_{17}}+\frac{1}{R_{15}}+\frac{1}{R_{13}})\\ V_{08}=\frac{R_{18}}{2}(\frac{1}{R_3}+\frac{1}{R_{12}}+\frac{1}{R_{14}}+\frac{1}{R_{16}}+\frac{1}{R_{17}}+\frac{1}{R_{15}}+\frac{1}{R_{13}}+\frac{1}{R_4})\end{array}\right.---\left(2\right)$

根据式(2)计算出加法器输出电压的比例关系：

$K=\frac{V_{o(n+1)}}{V_{\mathrm{on}}},$

其中n＝(0，1，…，7)            (3)

将式(1)、式(3)两比例关系式联合求解，便可求出R3、R12、R14、R16之间的比例关系：

$\left\{\begin{array}{c}{R}_3=2.9R_{12}\\ R_3=4.3R_{14}\\ R_3=5.1R_{16}\end{array}\right.---\left(4\right)$

根据式(4)可以取定其中任意电阻阻值再计算出其它电阻值。根据公式

R18＝R3//R4//R12//R13//R14//R15//R16//R17。

图3所示具体实施例中，正弦激励信号Vo′(100)经隔直电容C5后引入两支路电路。其一与电阻R19、R20，信号地顺次电连接，R19、R20的连接公共连接端引出的分压信号引入电阻分压信号同相比例电路(101)，R22和R6确定电阻分压信号同相比例电路(101)的电压放大倍数。经隔直后的正弦激励信号Vo′(100)另一支路引入半桥差动圆环油量控制滑套位置传感器信号输入接口，从半桥差动圆环油量控制滑套位置传感器信号输出接口引出的信号接入感性阻抗分压信号同相比例电路(102)，R23和R7确定感性阻抗分压信号同相比例电路(102)的电压放大倍数。电阻分压信号同相比例电路(101)和感性阻抗分压信号同相比例电路(102)均为单电源供电，只放大引入信号的正向电压信号。放大后的电阻分压信号和感性阻抗分压信号引入差动比例电路(103)，经差动比例电路(103)放大后的电压信号与R61、R62、信号地顺次电连接。由R61，R62分压后的差动比例电路输出信号(003)经与R62并联的电容C14滤波后变为平滑直流信号，再经末级信号同相比例电路(105)，在末级同相比例电路负载电压输出端(004)得到输出电压范围为0至5V的直流负载输出电压信号。MCU通过检测直流负载输出电压信号可间接得知半桥差动圆环油量控制滑套的位移变化情况。R60和R49确定末级同向比例电路的电压放大倍数。在末级同相比例电路负载电压输出端(004)与二极管D6正极电连接，二极管D6负极与R49串联，R49另一端与差动比例电路反相输入端(005)电连接。R49和D6构成温度补偿反馈回路(104)，增加电路稳定性，减小电路工作环境温度变化对调理电路输出的直流负载电压信号的影响。由于差动比例电路反相输入端(005)的峰值电压有可能高于末级信号放大电路负载电压，因此利用二极管D6反向截至特性防止此情况下差动比例电路反相输入端(005)峰值电压对末级信号放大电路负载电压的正反馈作用。

尽管借助优选实施例在上面描述了本发明，但本发明不限于这些实施例而是可以按照许多方式更改。

此外，本发明不限于所提到的可能应用。

Claims (5)

1.线性位移差分变压器信号调理电路，正弦激励信号引入与之电连接的线性位移差分变压器初级线圈，线性位移差分变压器次级线圈与差分放大器单元电连接，其特征在于：

a)正弦激励信号生成单元，包括：

a1)8位移位寄存器最高位输出端逻辑经逻辑翻转电路与最低位输入端电连接，构成8位扭环计数器，用于产生与正弦信号波形对称性相同的逻辑电压数据串；

a2)移位寄存器各输出位分别电连接的电阻另一端并联后与由电阻和电容组成的并联电路、信号地串联，构成模拟加法器，用于将移位寄存器各输出电压加和并滤波；

a3)从MCU引入移位寄存器的时钟信号，用于决定模拟加法器输出电平(001)构成正弦激励信号的频率；

b)差分放大器单元，包括：

b1)电阻分压信号同相比例电路(101)，用于接收并放大电阻分压信号；

b2)感性阻抗分压信号同相比例电路(102)，用于接收并放大感性阻抗分压信号；

b3)差动比例电路(103)，用于放大引入正相输入端的感性阻抗分压信号和引入反相输入端的电阻分压信号的差值信号；

c)差动比例电路反相输入端(005)，温度反馈电阻，二极管负极，二极管正极，末级同相比例电路负载电压输出端(004)顺次电连接的温度补偿反馈回路(104)，用于减小温度变化对末级同相比例负载电压信号的影响。

2.如权利要求1所述的线性位移差分变压器信号调理电路，其特征在于正弦激励信号，电阻分压信号和/或感性阻抗分压信号和差值信号均为电压信号。

3.如权利要求1所述的线性位移差分变压器信号调理电路，其特征在于温度补偿反馈回路(104)中采用二级管反相截至特性阻断电阻分压信号同相比例电路(101)对输出级的前向传导。

4.如权利要求1所述的线性位移差分变压器信号调理电路，其特征在于电阻分压信号为V_o′/2。

5.如权利要求1所述的线性位移差分变压器信号调理电路，其特征在于移位寄存器各输出位分别电连接的电阻阻值比例关系按sin(θ+180°/n)/sinθ，n为移位寄存器位数，θ为360°/n。

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