CN1992496B - 风力发电用双馈型交直交变流器的控制结构 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种风力发电用双馈型交直交变流器的控制结构，转子励磁变流器采用电流内环的模糊PI自适应控制策略。在发电机空载并网时，电流内环采用常规PI调节器，并网后针对亚同步、同步、超同步三种状态采用模糊自适应P1控制。网侧变流器采用固定开关频率且与电网电动势前馈结合的SPWM控制策略。本发明对两个变流环节均采用基于全控型器件的四象限运行的PWM变流器，不但可以提高***的动态响应，减少损耗和冲击，实现电能的双向传输，而且还能实现风力发电机网侧单位功率因数正弦波电流并网发电运行。

Description

风力发电用双馈型交直交变流器的控制结构

技术领域

本发明属于一种风力发电用双馈型交直交变流器的控制结构。

背景技术

变速恒频方式中发电机的转速随风速变化，而通过适当的控制得到恒频电能。其调节方法是：起动时通过调节桨距控制发电机转速；并网后在额定风速以下，调节发电机的转矩使转速跟随风速变化，保持最佳叶尖速比λ以获得最大风能；在额定风速以上，采用失速与桨距双重调节、减少桨距调节的频繁动作，限制风力机获取的能量，保证发电机功率输出的稳定性和良好的动态特性，提高传动***的柔性。上述方式目前被公认为最优化的调节方式，也是未来风电技术发展的主要方向。其主要优点是可大范围调节转速，使风能利用系数保持在最佳值；能吸收和存储阵风能量，减少阵风冲击对风力发电机产生的疲劳损坏、机械应力和转矩脉动，延长机组寿命，减小噪声；还可控制有功功率和无功功率，改善电能质量。变速恒频方式控制复杂、成本高、需要避免共振的产生。

双馈风力发电机(Doubly Fed Induction Generator)的定子与一般三相交流发电机定子相同，具有分布的交流绕组，转子绕组通过滑环和电刷引出，采用三相分布式对称交流绕组，与三相绕线式异步电机的转子结构相似。

在变速恒频风力发电***中，其定子绕组接入工频电网，转子绕组接入一个频率、幅值、相位都可以调节的三相交流电源，而这个三相交流电源通常采用背靠背交直交四象限双向变流器。

双馈电机本身是一个多阶非线性的复杂***，被控对象的特性参数或结构会随着负荷的变化或干扰因素的影响而产生突变。双馈电机运行在亚同步、同步和超同步三种状态，以及并网前的空载运行，并网后的发电过程，在不同的过程中控制对象都有所变化。为使控制***始终处于最佳运行状态，应当实时地改变控制策略，调整控制参数，使控制***品质指标保持在最佳范围内，但现有控制***难以完成上述要求。

发明内容

本发明的目的是提供一种风力发电用双馈型交直交变流器的控制结构，转子励磁变流器采用电流内环的模糊PI自适应控制策略。在发电机空载并网时，电流内环采用常规PI调节器，并网后针对亚同步、同步、超同步三种状态采用模糊自适应PI控制。网侧变流器采用固定开关频率且与电网电动势前馈结合的SPWM控制策略。

本发明的技术方案如下：

风力发电用双馈型交直交变流器的控制结构，其特征在于发电机转子侧变流器采用基于定子磁场定向的矢量控制策略，双馈发电机转子侧A相交流电流i_ra、转子侧B相交流电流i_rb接入转子侧变流器的DSP的A/D引脚，经过三相静止坐标系到两相静止坐标系的转换变为i_rα、i_rβ，再经过两相静止坐标系到两相旋转坐标系的转换变为励磁反馈电流i_rd、转矩反馈电流i_rq，双馈发电机的转速经过光电编码器转换为两路相位差90°的脉冲信号，经过光电编码接口电路后，送至转子侧变流器的DSP的正交编码脉冲电路，经过微分算法后得到发电机转速反馈值ω_r，根据定子磁场定向原理，定子侧三相交流电压U_sa、U_sb经过三相静止坐标系到两相静止坐标系的转换变为u_sα、u_sβ，由于定子接于恒定的电网上，定子绕组上的压降相对于电网电压很小，可以忽略不计，由磁链计算得

ω_s-转子旋转磁场相对于转子的角速度；经过解耦计算u_rdc、u_rqc，u_rdc、u_rqc为消除转子电压、电流交叉耦合的前馈解耦补偿项，外环为速度环，在速度环中，转速给定是由最大风能捕获算法决定的，速度调节器的输出作为转子转矩电流调节器的给定i_rq ^*，转子励磁电流调节器的给定是由无功补偿量决定，同时受到发电机额定容量的限制，经过模糊PI控制的转子转矩电流调节器、转子励磁电流调节器的输出分别与前馈解耦补偿项u_rdc、u_rqc相加后得到同步旋转坐标系下的U_rd、U_rq，经过两相旋转坐标系到两相静止坐标系的转换变为u_rα、u_rβ，再经过电压空间矢量SVPWM调制，由转子侧变流器的DSP的PWM调制发生单元输出6路脉宽信号输入至由光耦组成的隔离驱动电路，直接控制转子侧变流器的IPM模块中的功率管，实现对发电机转子侧的控制，实现发电机电磁转矩和转子励磁之间的完全解耦控制，定子侧有功、无功的独立控制；当双馈发电机工作在亚同步状态时，网侧变流器从电网吸收能量，工作在整流状态；当双馈发电机工作在超同步状态时，能量从直流侧回馈到电网，网侧变流器工作在逆变状态，母线直流电压恒定，网侧单位功率因数控制和输入电流为正弦波是网侧变流器的控制目标；网侧变流器采用的是PWM固定开关频率的直接电流控制，主电路功率模块采用IPM模块，三相交流电抗器La、Lb、Lc用于滤波及储存电路的无功分量，以实现PWM电流控制，直流侧电容两端电压接入网侧变流器的DSP的第一A/D引脚，作为直流侧电压的反馈信号与电压外环指令信号相比较送入电压外环PI调节器，其输出再与网侧交流电压同步信号相乘，生成电流内环调节器的指令信号，网侧三相交流电流i_a、i_b接入网侧交流器的DSP的第二A/D引脚，作为三相交流电流的反馈信号与电流内环调节器的指令信号相比较，再经过电流内环比例放大系数K_ip，其输出与电网电动势前馈相加，选取适当的前馈系数K_F，其结果由网侧变流器的DSP的PWM调制发生单元输出6路脉宽信号输入至由光耦组成的隔离驱动电路，直接控制网侧变流器的IPM模块中的功率管，实现对网侧变流器的控制。

风力发电用双馈型交直交变流器的控制结构，其特征在于转子侧变流器采用基于定子磁场定向的矢量控制策略，双馈发电机转子侧A相交流电流i_ra、B相交流电流i_rb经过调理电路接入DSP不同的A/D引脚，经过三相静止坐标系到两相静止坐标系的转换变为转子侧α轴电流分量i_rα、转子侧β轴电流分量i_rβ，再经过两相静止坐标系到两相旋转坐标系的转换变为励磁反馈电流i_rd、转矩反馈电流i_rq，双馈发电机的转速经过光电编码器转换为两路相位差

的脉冲信号，经过光电编码接口电路后，送至DSP的正交编码脉冲(QEP)电路，经过微分算法后得到发电机转速反馈值ω_r。根据定子磁场定向原理，定子侧A相交流电压U_sa、B相交流电压U_sb经过三相静止坐标系到两相静止坐标系的转换变为定子侧α轴电压分量u_sα、定子侧β轴电压分量u_sβ，由于定子接于恒定的电网上，定子绕组上的压降相对于电网电压很小，可以忽略不计，由磁链计算得

(ω_s-转子旋转磁场相对于转子的角速度)经过解耦计算u_rdc＝-bω_si_rq，u_rqc＝-aω_sψ₁+bω_si_rd，u_rdc为消除转子电压、电流交叉耦合的d轴前馈解耦补偿项，u_rqc为消除转子电压、电流交叉耦合的q轴前馈解耦补偿项，

外环为速度环，在速度环中，转速给定是由最大风能捕获算法决定的，速度调节器的输出作为转子转矩电流调节器的给定i_rq ^*，转子励磁电流调节器的给定是由无功补偿量决定，同时受到发电机额定容量的限制，经过模糊PI控制的转子励磁电流调节器输出和经过模糊PI控制的转矩电流调节器输出分别与d轴前馈解耦补偿项u_rdc、q轴前馈解耦补偿项u_rqc相加后得到同步旋转坐标系下的转子侧d轴电压分量U_rd、转子侧q轴电压分量U_rq，经过两相旋转坐标系到两相静止坐标系的转换变为转子侧α轴电压分量u_rα、转子侧β轴电压分量u_rβ，再经过电压空间矢量SVPWM调制，由DSP的PWM调制发生单元输出6路脉宽信号输入至由光耦组成的隔离驱动电路，直接控制转子侧变流器的IPM模块中的功率管。实现对发电机转子侧的控制。实现发电机电磁转矩和转子励磁之间的完全解耦控制，定子侧有功、无功的独立控制；当双馈发电机工作在亚同步状态时，网侧变流器从电网吸收能量，工作在整流状态；当双馈发电机工作在超同步状态时，能量从直流侧回馈到电网，网侧变流器工作在逆变状态。母线直流电压恒定，网侧单位功率因数控制和输入电流为正弦波是网侧变流器的控制目标；网侧变流器采用的是PWM固定开关频率的直接电流控制，主电路功率模块采用IPM模块，该模块集驱动、保护于一体，具有很高的可靠性。三相交流电抗器La、Lb、Lc主要作用是滤波及储存电路的无功分量，以实现PWM电流控制，直流侧电容两端电压经过调理电路接入DSP的A/D引脚，作为直流侧电压的反馈信号与电压外环指令信号相比较送入电压外环PI调节器，其输出再与网侧交流电压同步信号相乘，生成电流内环调节器的指令信号，网侧A相交流电流i_a、B相交流电流i_b经过调理电路接入DSP不同的A/D引脚，作为三相交流电流的反馈信号与电流内环调节器的指令信号相比较，再经过电流内环比例放大系数K_ip，其输出与电网电动势前馈相加，选取适当的前馈系数K_F，其结果由DSP的PWM调制发生单元输出6路脉宽信号输入至由光耦组成的隔离驱动电路，直接控制网侧变流器的IPM模块中的功率管。实现对网侧变流器的控制。

双馈型交直交变流器采用双DSP控制结构分别对转子励磁变流器和网侧变流器分别进行控制。

网侧变流器采用的是PWM固定开关频率的直接电流控制，具有输入电流为正弦波、功率因数可控、能向电网回馈电能等优点。直流母线电压恒定并且具有良好的动态响应能力，网侧单位功率因数控制和输入电流为正弦波是网侧变流器的控制目标。

双馈风力发电机的转子励磁电源是一个交直交变流装置，是两个变流器通过中间直流环节的连接。常规设计中这两个变流器分别采用二极管整流器和晶闸管有源逆变器，存在电流谐波比较大、动态响应慢、损耗大以及不能实现四象限运行等缺点。本发明对两个变流环节均采用基于全控型器件的四象限运行的PWM变流器，不但可以提高***的动态响应，减少损耗和冲击，实现电能的双向传输，而且还能实现风力发电机网侧单位功率因数正弦波电流并网发电运行。

变流器电流内环采用模糊控制通常具有快速性好，鲁棒性强的特点，但是在控制精度上存在弱点，而控制精度则是常规PI控制的强项.模糊自适应控制与常规PI控制的切换由误差e来决定，当偏差大于某给定阈值时采用模糊自适应控制控制，当偏差小于这个该阈值时切换为常规PI控制.模糊自适应控制可根据偏差e的的大小，适时改变比例系数和积分系数，对***振荡和超调均有很好的抑制作用.这种控制策略既可保证***响应的快速性和较强的抗扰性能力，同时又可保证***的稳定精度.

附图说明

图1是本发明双馈风力发电***结构图。

图2是本发明转子侧变流器的控制结构。

图3是本发明网侧变流器的控制结构。

图4是e、ec、ΔK_p、ΔK_i的隶属度函数。

具体实施方式

参见图1-图4。

双馈风力发电机的转子励磁电源是一个交直交变流装置，是两个变流器通过中间直流环节的连接。

网侧变流器软件分成两个部分，主程序模块和中断服务程序模块。在主程序模块中主要完成***的初始化，功能包括***寄存器的初始化、外设模块控制寄存器的初始化、DSP中专用寄存器的初始化、用户自定义变量的初始化，中断开放并等待进入中断服务子程序。

中断服务程序是整个网侧变流器的核心部分，大部分工作都是在中断服务程序中完成的。由于要生成驱动IGBT所需的开关频率为10K赫兹的PWM信号，每次响应中断的时间不得超过100μs。中断服务程序采用模块化设计，主要功能包括交、直流电压检测模块、交流电流检测模块、电网频率和相位检测模块、电压外环调节器计算模块、电流内环调节器计算模块、电流指令计算模块、电网电动势前馈计算模块、保护模块等。具体算法为首先把电压外环指令信号与被检测到的直流母线电压的比较误差信号送入到电压外环调节器中，其输出再与网侧交流电压同步信号相乘，生成电流内环调节器的指令信号，电流内环调节器的输出与电网电动势前馈相加后，其结果送入到PWM比较器中，作为IGBT开关驱动电路的控制信号。电压外环保证直流母线电压恒定，电流内环则保证***的快速响应能力。其控制结构见图3。

转子侧变流器采用基于定子磁场定向的矢量控制策略，其控制结构如图2所示采用双闭环控制策略，内环为电流环，采用模糊自适应的PI控制策略，外环为速度环，在速度环中，转速给定是由最大风能捕获算法决定的，速度调节器的输出作为转子转矩电流调节器的给定，转子励磁电流调节器的给定是由无功补偿量决定，同时受到发电机额定容量的限制。当定子磁链Ψ₁保持恒定时，发电机的电磁转矩与转矩电流i_rq成正比，转子励磁由励磁电流i_rd决定。当定子侧被控制为单位功率因数时，发电机的励磁电流全部由转子提供。u_rdc、u_rqc为消除转子电压、电流交叉耦合的补偿项，在经过前馈补偿去除由反电动势引起的交叉耦合项后，可以通过调节转子电压的d轴分量和q轴分量分别控制发电机的转子磁链和电磁转矩。就可以实现发电机电磁转矩和转子励磁之间的完全解耦控制。

模糊自适应控制器速度误差e和误差变化率ec作为控制器输入，可以满足不同时刻的e和ec对PI参数自整定的要求，利用模糊控制规则在线对PI参数进行调整。

误差e和误差变化率ec能够较严格地反映受控过程中输出变量的动态特性，在控制效果上要比仅用e的一维模糊控制器好，同时其结构又比增加了误差变化变化率cce的三维模糊控制器简单.

模糊自适应控制器中的模糊控制环节的输出为调节器参数比例系数增量ΔK_p和积分系数增量ΔK_i，因此是一个双输入双输出结构。对此二维模糊控制器的两个输入语言变量速度偏差e和速度偏差变化率ec以及两个输出语言变量ΔK_p和ΔK_i模糊集合定义如下：

e、ec、ΔK_p、ΔK_i的模糊集均为

{NB，NM，NS，ZE，PS，PM，PB}

上述模糊集各量的含义分别为：

NB-Negative Big(负大)；NM-Negative Medium(负中)；NS-NegativeSmall(负小)；ZE-Zero(零)；PS-Positive Small(正小)；PM-PositiveMedium(正中)；PB-Positive Big(正大)。

将***速度误差e和速度误差变化率ec变化范围定义为模糊集上的论域。速度误差e和速度误差变化率ec的论域均取为：

{-6，-5，-4，-3，-2，-1，0，1，2，3，4，5，6}

ΔK_p和ΔKi的论域均定义为：

{-6，-5，-4，-3，-2，-1，0，1，2，3，4，5，6}

设e、ec、ΔK_p、ΔK_i的隶属度均服从三角形分布函数，因此可得这四个语言变量的隶属度函数分别如图4所示。

模糊自适应控制找出PI调节器两个参数与e和ec之间的模糊关系，在运行中通过不断检测e和ec，根据模糊控制原理来对两个参数进行在线修改，满足不同e和ec对控制参数的不同要求，使被控对象有良好的动、静态性能。比例系数K_p的作用是加快***的响应速度，提高***的调节精度。K_p越大，***的响应速度越快，***的调节精度越高，但易产生超调，甚至会导致***不稳定。K_p取值过小，则会降低调节精度，使响应速度缓慢，从而延长调节时间，使***静、动态特性变坏。积分系数K_i的作用是消除***的稳态误差。K_i越大，***的静态误差消除越快，若K_i过大，会产生积分饱和现象，引起较大超调，若K_i过小，***静态误差难以消除，影响***的调节精度。PI参数的整定必须考虑到在不同时刻两个参数的作用及相互的作用之间的关系。通过计算当前***误差e和误差变化率ec，利用模糊规则进行模糊推理，表1-1和表1-2分别为针对K_p和K_i的模糊规则表。

在数字式控制***中，模糊自适应控制器的输出经过模糊推理后得到的是模拟量及其相应的隶属度，在得到输出变量的隶属度后，采用加权平均法的反模糊化处理，其表达式如下：

$x_0=\frac{\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{x}_{i}u\left(i\right)}{\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}u\left(i\right)}---\left(4\right)$

表1-1Kp的模糊规则表

式中u(i)表示第i个模糊输出变量的隶属度，即模糊推理的结果，最后用输出量化因子乘以x₀可得到控制量的实际值。

表1-2Δki的模糊规则表

最后得到：

$\left.\begin{array}{c}{K}_p=K_{p1}+\mathrm{\Δ}{K}_p\\ K_i=K_{i1}+\mathrm{\ΔK}\end{array}\right\}---\left(5\right)$

式中K_p1、K_i1为当前值。

Claims (1)

1.风力发电用双馈型交直交变流器的控制结构，其特征在于发电机转子侧变流器采用基于定子磁场定向的矢量控制策略，双馈发电机转子侧A相交流电流i_ra、转子侧B相交流电流i_rb接入转子侧变流器的DSP的A/D引脚，经过三相静止坐标系到两相静止坐标系的转换变为i_rα、i_rβ，再经过两相静止坐标系到两相旋转坐标系的转换变为励磁反馈电流i_rd、转矩反馈电流i_rq，双馈发电机的转速经过光电编码器转换为两路相位差90°的脉冲信号，经过光电编码接口电路后，送至转子侧变流器的DSP的正交编码脉冲电路，经过微分算法后得到发电机转速反馈值ω_r，根据定子磁场定向原理，定子侧三相交流电压U_sa、U_sb经过三相静止坐标系到两相静止坐标系的转换变为u_sα、u_sβ，由于定子接于恒定的电网上，定子绕组上的压降相对于电网电压很小，可以忽略不计，由磁链计算得ω_s-转子旋转磁场相对于转子的角速度；经过解耦计算u_rdc、u_rqc，u_rdc、u_rqc为消除转子电压、电流交叉耦合的前馈解耦补偿项，外环为速度环，在速度环中，转速给定是由最大风能捕获算法决定的，速度调节器的输出作为转子转矩电流调节器的给定i_rq ^*，转子励磁电流调节器的给定是由无功补偿量决定，同时受到发电机额定容量的限制，经过模糊PI控制的转子转矩电流调节器、转子励磁电流调节器的输出分别与前馈解耦补偿项u_rdc、u_rqc相加后得到同步旋转坐标系下的U_rd、U_rq，经过两相旋转坐标系到两相静止坐标系的转换变为u_rα、u_rβ，再经过电压空间矢量SVPWM调制，由转子侧变流器的DSP的PWM调制发生单元输出6路脉宽信号输入至由光耦组成的隔离驱动电路，直接控制转子侧变流器的IPM模块中的功率管，实现对发电机转子侧的控制，实现发电机电磁转矩和转子励磁之间的完全解耦控制，定子侧有功、无功的独立控制；当双馈发电机工作在亚同步状态时，网侧变流器从电网吸收能量，工作在整流状态；当双馈发电机工作在超同步状态时，能量从直流侧回馈到电网，网侧变流器工作在逆变状态，母线直流电压恒定，网侧单位功率因数控制和输入电流为正弦波是网侧变流器的控制目标；网侧变流器采用的是PWM固定开关频率的直接电流控制，主电路功率模块采用IPM模块，三相交流电抗器La、Lb、Lc用于滤波及储存电路的无功分量，以实现PWM电流控制，直流侧电容两端电压接入网侧变流器的DSP的第一A/D引脚，作为直流侧电压的反馈信号与电压外环指令信号相比较送入电压外环PI调节器，其输出再与网侧交流电压同步信号相乘，生成电流内环调节器的指令信号，网侧三相交流电流i_a、i_b接入网侧变流器的DSP的第二A/D引脚，作为三相交流电流的反馈信号与电流内环调节器的指令信号相比较，再经过电流内环比例放大系数K_ip，其输出与电网电动势前馈相加，选取适当的前馈系数K_F，其结果由网侧变流器的DSP的PWM调制发生单元输出6路脉宽信号输入至由光耦组成的隔离驱动电路，直接控制网侧变流器的IPM模块中的功率管，实现对网侧变流器的控制。