CN1947370B - 在多天线***中发射信号的方法和设备，用于估计相应传输信道的方法 - Google Patents

Abstract

一种经由n个发射天线来发射数字信号的方法，n严格大于2，该方法包括如下步骤，通过产率等于1的编码矩阵<I>M</I>使源数据向量与分别要由每个发射天线发射的n个向量相关联，该编码矩阵使用对于至少一个接收机已知由此使得接收机能够对与每个所述发射天线分别相对应的至少三个传输信道进行估计的基准符号。根据本发明，所述编码矩阵<I>M</I>在基准符号在被发射之前对其进行数学变换。

Description

在多天线***中发射信号的方法和设备，用于估计相应传输信道的方法

1、技术领域

本发明的技术领域是利用无线的数字通信领域。更具体地，本发明涉及发射和接收，特别是通过发射经过空时(space-time)和/或空频(space-frequency)编码的信号，来对在MIMO(“多输入多输出”)类型或者MISO(“多输入单输出”)类型的多天线***的传输信道进行估计。

更加具体地，本发明可应用于使用若干发射天线特别是超过两个发射天线的多天线***。这些信号包括基准符号(reference symbol)，其对于至少一个接收机是已知的并且使该接收机能够对相应于各个发射天线的传输信道进行估计。

例如，本发明的应用是无线电通信领域中，特别是对于第三代、***和随后几代***而言。

本发明可用于上行链路通信(从终端到基站)和下行链路通信(从基站到终端)。

2、现有技术解决方案

在包含若干发射天线的多天线***中存在几种已知的传输信道估计技术。

这些估计技术中的大多数限于空时编码或者空频编码在OFDM型多载波***中的应用。

因此，所建议的第一***全都使用了正交空时块码。

Alamouti在“A Simple Transmit Diversity Technique forWireless Communications”，IEEE Journal on Selected Areas incommunications，pp.311-335，vol6，1998中，提出了针对两个发射天线的、使用速率1(其中该速率被定义为所发射的符号数N和用于发射符号的符号时期的数目L的比值)的正交空时块码的第一***。

Alamouti的正交空时码的主要缺点是它们被限制于两个发射天线的***，而且不可能将它们的使用直接扩展到具有超过两个的发射天线同时保持单一速率的***。

随后，Tarokh等人(“Space-time Block Codes from OrthogonalDesigns”，IEEE Transactions  on  Information Theory  ，1999，45，(5)，pp.1456-1467)将正交空时块码扩展到了包含三个或者四个发射天线的***。然而，所获得的速率R＝N/L仅为1/2或者3/4。

因此，Tarokh的正交空时码的一个缺点是尽管它们适用于使用更多发射天线(三个或者四个天线)的***，但是它们的速率小于1。

随后，Barhumi等人在“Pilot Tone-based Channel estimation forOFDM Systemes with Transmitter Diversity inMobile WirelessChannels”中提出了一种针对多天线OFDM(SISO-OFDM或者MIMO-OFDM)***的依赖于传统OFDM信道估计***的信道估计技术，该技术使用了特定载波的消除(extinction)。然而，MIMO***中的这种估计技术的一个缺点是，基准符号的***一般会随时引起频谱效率的较大损耗，对于每个发射天线，在给定时间点处在基准载波上发射基准符号，而在其它一个或多个载波上无论如何不会发射数据，以不干扰发射天线的估计。

随后，由Fragouli等人在“Training Based Channel Estimationfor Multiple-Antenna Broadband Transmissions”中对可用于多天线***的信道估计的学习序列进行了研究。

随后，Stirling-Gallacher等人(“Improving performance ofcoherent coded OFDM systems using space time transmit diversity”，Electronics Letters，Vol.37N，March 2001，“Practical Pilot Patternscoherent coded OFDM systems using space time transmit diversity”，European Wireless 2002conference，25-28February 2002，Florence)设想了一种针对MIMO-OFDM***的信道估计技术，该***被限制为使用Alamouti或Tarokh型正交空时码的两个发射天线的***。

这种估计技术的一个缺点是发射***的发射天线数目被现有技术的正交空时块码的使用所限制。

因而根据现有技术，对于具有多于两个发射天线的***，不存在复正交单速率码。这降低了频谱效率。

3、发明目的

本发明的目的特别在于克服现有技术中的这些缺点。

更具体地，本发明的目的是提供一种在使用两个以上发射天线的多天线***中估计发射信道的技术。

本发明的另一个目的是提出这样一种技术，其更加有效且比现有技术性能更好、同时复杂度较低。

本发明的又一个目的是提供一种通过使用空时编码和/或空频编码矩阵来发射包括有基准符号的信号的技术。特别是，本发明的目的在于提供一种单一速率的编码矩阵。

本发明的再一个目的是提供这样一种技术，即该技术适用于针对组合有不同的多接入技术(即CDMA(码分多址)、FDMA(频分多址)或者TDMA(时分多址))的单载波或者多载波型调制的、MISO或MIMO型的多天线***。

本发明的再一个目的是提出这样一种技术，该技术能够用于增大***的空间分集，同时将不同传输信道之间的干扰降到最小，并限制频谱效率的损耗。

换句话说，本发明的目的是提供这样一种技术，即在使用很多天线的***中能够以实用且低成本的方式来实现该技术。

4、本发明的必要特征

以下将明了的这些和其它目的将通过这样的方法来实现，即该方法经由n个发射天线来发射数字信号，n严格大于2，其中通过速率等于1的编码矩阵M使分别通过所述发射天线中每一个发射的n个源向量与源数据向量相关联，该编码矩阵M使用对于至少一个接收机已知并且能够使该接收机对分别与所述发射天线中每一个相对应的至少三个传输信道进行估计的基准符号。

根据本发明，这种方法发射的所述基准符号在被发射之前要通过所述编码矩阵M来进行数学变换。

因此，本发明旨在于一种用于发射数字信号的完全有新颖性和创造性的方法，该方法在具有多于两个发射天线的多天线***中使用编码矩阵。

更具体地，本发明提出在n个发射天线上发射速率等于1的编码矩阵M的基准符号，通过编码函数使基准符号向量与编码矩阵M相关联。

这种速率等于1的编码矩阵M与非正交矩阵或者块正交矩阵相对应，该速率被定义为发射符号数与用于发射符号的符号时期的数目的比值。

有利地是，基准符号以空间和时间并且/或者空间和频率分布。

而后，编码矩阵执行空时编码和/或空频编码。

根据第一个实施例，编码矩阵包括至少两个块，每个块是正交的。

优选地，单独发射基准符号的各个块，在某些天线上发射各个块，其它发射天线关闭。

因此，由第一组天线发射的数据不受另一组天线发射的数据干扰，所述另一组天线不在相同时间点上的相同载波上进行发射。

根据本发明的另一个实施例，称为第三实施例，发射方法包括在频率分布和时间分布之间进行选择的步骤。

特别是，该选择步骤可以考虑传输信道的特性。

根据本发明的另一个实施例，称为第二实施例，在通过编码矩阵M进行数学变换之后，在所有的发射天线上发射基准符号。

因此，编码矩阵M是完全非正交矩阵。

特别是，可以通过Jafarkhani型编码来获得编码矩阵M，并且具有如下形式：

$M=\left[\begin{array}{cccc}{x}_1& x_2& x_3& x_4\\ -x_2^{*}& x_1^{*}& -x_4^{*}& x_3^{*}\\ -x_3^{*}& -x_4^{*}& x_1^{*}& x_2^{*}\\ x_4& -x_3& -x_2& x_1\end{array}\right],$

其中x_i是基准符号，而是共轭基准符号，其中i是相对整数，1≤i≤4。

本发明还涉及相应的发射设备。

如上所述，本发明因此可应用到上行链路通信，那么发射设备就对应于终端(或包括在终端中)，也可应用到下行链路通信，那么在该情况下，发射设备就对应于基站(或者包括在基站中)。

本发明还涉及由分别通过n个发射天线发射的n个向量形成的数字信号，n严格大于2。

根据本发明，该信号包括有经编码的基准符号，该经编码的基准符号是通过单一速率的编码矩阵M对基准符号进行数学变换之后得到的，从而使得能够在接收机中对分别与发射天线中每一个相对应的至少三个传输信道进行估计。

本发明还涉及在使用n个发射天线和至少一个接收天线的多天线***中估计传输信道的方法，其中n严格大于2。根据该方法，通过编码矩阵M使通过所述各个发射天线分别发射的n个向量与源数据的向量相关联，该编码矩阵M使用了对于至少一个接收机已知并且使该接收机能够对与所述发射天线中每一个分别相对应的至少三个传输信道进行估计的基准符号。

根据本发明，这种估计方法包括对应于发射的基准向量而对接收的基准向量进行接收的步骤，发射的基准向量是通过将基准符号与所述编码矩阵M相乘而得到、并被各个发射天线的至少一个传输信道所修改。对于所述接收天线中每一个，接收的基准向量要通过解码矩阵来进行数学变换，解码矩阵是编码矩阵的逆，并且考虑了与接收天线相关联的传输信道的影响，以估计传输信道对基准符号的影响。

因此，本发明旨在于一种完全新颖的且具有创造性的方法，用于在具有多于两个发射天线的多天线***中进行信道估计。应当注意在具有两个发射天线的***中该方法也是新颖的。

的确，根据对于至少一个接收机已知的基准符号来实现不同的传输信道的估计，通过编码函数使基准符号的向量与编码矩阵M相关联。

利用已知的所使用的基准符号向量和编码矩阵M，可以根据与解码矩阵相对应的编码矩阵的逆来估计不同的传输信道。

因此，根据所使用的基准符号和编码技术，为了估计不同的传输信道，接收设备可以使用解码、滤波或者均衡技术，以及将来自各个天线的信号进行重组的技术。

方便地，解码矩阵是结合有在MMSE(“最小均方误差”)或者ZF(迫零)准则下的均衡的逆矩阵。

特别是，所执行的准则可以是MMSE准则。而后，通过以下元素来形成解码矩阵：

$\hat{h}=\frac{M^H}{M^{H}M+\frac{1}{\mathrm{\&gamma;}}}r,$

所执行的准则还可以是ZF准则。而后，通过以下元素来形成解码矩阵：

$\hat{h}=\frac{M^H}{M^{H}M}r,$

其中：r是接收的基准向量；

M是编码矩阵；

I是酉矩阵；

γ是信噪比；

H是共轭转置。

优选地，所述估计方法包括内插(interpolation)步骤，该步骤针对有效载荷数据中的每一个，根据基准符号的估计来传递传输信道估计。

特别地，该内插步骤的优点在于其使用时间内插和/或频率内插。

该内插步骤可以属于包括有以下各项的组：

线性内插；

Wiener内插。

本发明的再一方面涉及在使用n个发射天线和至少一个接收天线的多天线***中的用于进行传输信道估计的接收设备，n严格大于2，通过编码矩阵M使分别由所述发射天线中每一个发射的n个向量与源数据的向量相关联，该编码矩阵M使用所述接收设备已知并使得该接收设备能够对与所述发射天线中每一个分别相对应的n个传输信道进行估计的基准符号。

这种接收设备被配置为对与发射的基准向量相对应的接收的基准向量进行接收，该发射的基准向量是通过将基准符号与所述编码矩阵M相乘而得到的、并经发射天线中每一个的至少一个传输信道而修改。对于各个所述接收天线，接收的基准向量通过解码矩阵来进行数学变换，该解码矩阵是编码矩阵的逆，并考虑了与接收天线相关联的传输信道的影响，以估计传输信道对基准符号的影响。

如上所述，本发明可用于上行链路通信，那么该接收设备对应于基站(或者包括在基站中)，也可用于下行链路通信，那么该接收设备对应于终端(或者包括在终端中)。

5、附图列表

根据下面借助于简单、示例性且并非穷举的示例给出的优选实施例的描述及附图，本发明的其他特征和优点将更加清楚，其中：

图1A和1B示出了根据本发明第一实施例，在具有四个发射天线的多天线***中利用在频域(图1A)或者时域(图1B)中分布的符号进行信道估计的***；

图2A和2B示出了图1A和1B的信道估计***的符号的具体分布；

图3A和3B示出了根据本发明第三个实施例，在具有四个发射天线的多天线***中利用的在频域(图3A)或者时域(图3B)中分布的符号进行信道估计的***。

6、本发明实施例的描述

本发明的基本原理依赖于编码矩阵M与对于至少一个接收机已知以使得在接收机中能够进行对多于两个的发射天线与一个接收天线之间的不同传播信道进行估计的基准符号的向量的关联。

该编码矩阵M是非正交或块正交的，并具有等于1的速率，该速率被定义为已发射符号数与用于发射符号的符号时期的数目的比值。而后，在每个发射天线上以时间和/或频率来分布编码矩阵M的符号。

在接收处，针对各个接收天线，将接收信号与编码矩阵M的逆矩阵(结合根据MMSE或者ZF准则所理解的均衡技术)相乘，如果必要的话考虑由接收机引入的噪声。

结果是n维向量，其表示所述n个发射天线与所述接收天线之间的n个传输信道。而后，接收机使用该n维向量来估计传输信道。例如，这是通过周期性地重复该操作，并在该操作期间所估计的两个基准符号之间执行时间和/或频率内插来完成的。例如，这种内插是线性或者Wiener类型。

现在参考图1A和1B，给出了本发明第一实施例的描述，其中要对具有四个发射天线的多天线***的传输信道进行估计。

根据该第一实施例，编码矩阵M是块矩阵，每个块包括n个基准符号。而后，将Alamouti正交空时编码应用于编码矩阵M的每个块。n个基准符号块中每一个都是正交的。

本领域的技术人员会容易地将该教导扩展到发射天线和/或接收天线的数量更多的情况。因此，可以将Alamouti编码应用到具有n＝4，6，8，...个发射天线的***的每个块。

根据图1A和1B中例示出的实施例，对估计信道所使用的基准符号应用Alamouti编码。然后，在其中一对天线上发射这些经编码的基准符号，而另一对天线则保持关闭。

因此，如果我们考虑基准符号向量则通过编码函数使其部分相关联的编码矩阵M是：

$M=\left[\begin{array}{cccc}{x}_1& x_2& 0& 0\\ -x_2^{*}& x_1^{*}& 0& 0\\ 0& 0& x_3& x_4\\ 0& 0& -x_4^{*}& x_3^{*}\end{array}\right]$

其中，x_i是基准符号，

是共轭基准符号，i作为相关整数并且1≤i≤4，0表示在相关天线上没有符号被发射。

根据Alamouti码对编码矩阵的各个块

和

进行编码，有M·M^H＝I，其中I是酉矩阵，而H是共轭转置。

之后，在不同的发射天线上进行了空频分布(图1A)或空时分布(图1B)之后，发射编码矩阵M的基准符号，空间轴表示矩阵M的列，而频率轴(图1A)或者时间轴(图1B)表示矩阵M的行。

显然，可以设想符号的其他空时或者空频分布，以及空时和空频分布的组合。

实际上，编码矩阵M的每个块在其各自的天线上独立地发射，而不发射编码矩阵的其它块。换句话说，基准符号的每个块独立发射，这些块中的每一个在某些发射天线上发射而其他的天线关闭。

因此，图1A示出了通过具有四个发射天线的多天线***的四个天线11、12、13、14发射的符号，所发射的这些符号分布在频域(y轴)上，其中X_i是标记为15的基准符号，

是共轭基准符号(i是相对整数且1≤i≤4)，x是标记为16的数据符号，而0表示没有符号被发射。

由四个天线11、12、13、14发射的符号分布在空频域(图1A)或者空时域(图1B)中，作为参数ΔF，Δf₁，Δf₂(图1A)，ΔT，Δt₁，Δt₂(图1B)的函数，该函数表示基准符号的重复模式。

相应于两个基准载波(在该示例中Δf＝{ΔF，Δf₁，Δf₂})之间的间隔而针对Δf所选的值，以及相应于在已知的时间点(在该示例中Δt＝{ΔT，Δt₁，Δt₂})处的两个基准符号之间的间隔而针对Δt所选的值，不适合于建议的***，而是取决于传输信道的稳定状态。

一般来说，假定如下的情形：

ΔF＜＜B_C，B_C是信道的相干频带；

ΔT＜＜T_C，T_C是信道的相干时间；

Δf₁最佳地验证信道的频率稳定状态；

Δt₁最佳地验证信道的时间稳定状态；

Δf₂和Δt₂取决于***的频谱效率损耗和性能之间的折中。

图2A和2B也示出了在第一实施例中的符号的空时分布(图2A)或者空频分布(图2B)的另一个示例，作为参数ΔF，Δf₁，Δf₂(图2A)，ΔT，Δt₁，Δt₂(图2B)的函数。

在该示例中，选择基准符号的值使得X₁＝X₃且X₂＝X₄。

而后，在接收天线的电平处接收的、经传输信道修改后的基准向量可写成r＝Xh+n的形式，其中h对应于传输信道的建模，而n是高斯白噪声向量。

还可将接收的基准向量写成如下向量形式：

针对各个接收天线，试图通过解码矩阵对接收的基准向量施加数学变换来估计传输信道h，该解码矩阵对应于编码矩阵M的逆矩阵，同时结合了在MMSE或者ZF准则下的均衡技术。

根据MMSE准则，通过以下元素来形成解码矩阵：

$\hat{h}=\frac{M^H}{M^{H}M+\frac{1}{\mathrm{\&gamma;}}}r,$

其中：r是所述接收的基准向量；

M是所述编码矩阵；

I是酉矩阵；

γ是信噪比；

H是共轭转置。

根据ZF准则，通过以下元素来形成解码矩阵：

$\hat{h}=\frac{M^H}{M^{H}M}r,$

其中：r是所述接收的基准向量；

M是所述编码矩阵；

H是共轭转置。

这两个准则会带来具有高信噪比的相同结果。在ZF准则的情形下，我们获得：

$\left[\begin{array}{c}{\hat{h}}_1\\ {\hat{h}}_2\\ {\hat{h}}_3\\ {\hat{h}}_4\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}\frac{1}{a}& 0& 0& 0\\ 0& \frac{1}{a}& 0& 0\\ 0& 0& \frac{1}{b}& 0\\ 0& 0& 0& \frac{1}{b}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cccc}a& 0& 0& 0\\ 0& a& 0& 0\\ 0& 0& b& 0\\ 0& 0& 0& b\end{array}\right]\&CenterDot;\left[\begin{array}{c}{h}_1\\ h_2\\ h_3\\ h_4\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cccc}\frac{1}{a}& 0& 0& 0\\ 0& \frac{1}{a}& 0& 0\\ 0& 0& \frac{1}{b}& 0\\ 0& 0& 0& \frac{1}{b}\end{array}\right]M^{H}n$

其中：

$a=\underset{i=1}{\overset{2}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|x_i\right|}^2$ 并且 $b=\underset{i=3}{\overset{4}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|x_i\right|}^2$

因此，正如图2A中所例示出的，可以在载波k上的p时刻、在载波k+Δf₁，上的p时刻，...，确定信道的系数。

通过在承载基准符号的两个载波k和k+Δf₁之间应用频率内插，接收机能够确定在载波k，k+1，k+2，...k+Δf₁-1，k+Δf₁处的传播信道的系数。

考虑基准符号在载波k上的p时刻，在相同载波k上的p+Δt时刻，...，进行发射，还能够在时域执行内插。然后，接收机能够确定在p，p+1，p+2，...，p+Δt-1，p+Δt等时刻的传播信道的系数。

因此，接收机能够执行时间内插和/或频率内插。该内插步骤执行本领域技术人员熟知的内插技术，例如线性类型的内插或者Wiener内插。

如图1A、1B、2A和2B所例示的，由于另一对天线不会在相同载波和相同时刻进行发射，所以通过第一对天线发射的信号不会被干扰。

然后，各对天线交替发射分布在其天线上的基准符号，以便估计多天线***的所有传输信道。

根据本发明，可以借助于保持速率等于1的编码矩阵M，将正交空时编码应用于具有更多数量的发射天线的***。可以将速率为1的Alamouti码应用于具有4、6、8...个发射天线(然而在现有技术中，发射***发射天线的数量由于正交空时码的使用而受到限制)的***。

然而，尽管这种信道估计技术就估计而言执行地较好，但由于当一组天线进行发射时其他组天线关闭，所以该技术还伴随有频谱效率损耗，并且由于某些载波在所限定的时刻没有传送信息，所以不会从天线的总功率中受益。

而后给出了本发明的第二个实施例，其中在通过编码矩阵M进行了数学变换之后在所有的发射天线上发射基准符号，所述编码矩阵M是非正交的。

根据第二个实施例，在“A Quasi-Orthogonal Space-Time BlockCode”(IEEE Transactions on Communications，Vol.49，No1，2001，pp.1-4)中给出的Jafarkhani型非正交空时编码被应用到信道估计所使用的基准符号。

这种编码特别用于发射低干扰的信号。

因此，如果我们考虑基准符号的向量[x₁x₂x₃x₄]，则通过编码函数所得的与该向量相关联的编码矩阵M为：

$M=\left[\begin{array}{cccc}{x}_1& x_2& x_3& x_4\\ -x_2^{*}& x_1^{*}& -x_4^{*}& x_3^{*}\\ -x_3^{*}& -x_4^{*}& x_1^{*}& x_2^{*}\\ x_4& -x_3& -x_2& x_1\end{array}\right],$

其中，x_i是基准符号，

是共轭基准符号，i是相对整数，1≤i≤4。

而后，在所有发射天线上进行空间/频率分布之后，发射编码矩阵M的所有基准符号，空间轴表示矩阵M的列，而频率或者时间轴表示矩阵M的行。

如上所述，在接收天线处接收的、经传输信道修改的基准向量可写成r＝Xh+n的形式，其中h对应于传输信道的建模，而n是高斯白噪声向量。

该接收的基准向量还能够写成如下向量形式：

$\left[\begin{array}{c}{r}_1\\ r_2\\ r_3\\ r_4\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{x}_1& x_2& x_3& x_4\\ -x_2^{*}& x_1^{*}& -x_4^{*}& x_3^{*}\\ -x_3^{*}& -x_4^{*}& x_1^{*}& x_2^{*}\\ x_4& -x_3& -x_2& x_1\end{array}\right]\&CenterDot;\left[\begin{array}{c}{h}_1\\ h_2\\ h_3\\ h_4\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1\\ n_2\\ n_3\\ n_4\end{array}\right].$

再次，针对各个接收天线，试图通过解码矩阵向接收的基准向量施加数学变换来估计传输信道h，该解码矩阵对应于编码矩阵M的逆矩阵，该逆矩阵结合了在MMSE或者ZF准则下的均衡技术。

在MMSE准则的情况下，我们获得：

$\left[\begin{array}{c}{\hat{h}}_1\\ {\hat{h}}_2\\ {\hat{h}}_3\\ {\hat{h}}_4\end{array}\right]={\left[\begin{array}{cccc}a+\frac{1}{\mathrm{\&gamma;}}& 0& 0& 0\\ 0& a+\frac{1}{\mathrm{\&gamma;}}& -b& 0\\ 0& -b& a+\frac{1}{\mathrm{\&gamma;}}& 0\\ b& 0& 0& a+\frac{1}{\mathrm{\&gamma;}}\end{array}\right]}^{-1}\left[\begin{array}{cccc}a& 0& 0& b\\ 0& a& -b& 0\\ 0& -b& a& 0\\ b& 0& 0& a\end{array}\right]\&CenterDot;\left[\begin{array}{c}{h}_1\\ h_2\\ h_3\\ h_4\end{array}\right]+{\left[\begin{array}{cccc}a+\frac{1}{\mathrm{\&gamma;}}& 0& 0& b\\ 0& a+\frac{1}{\mathrm{\&gamma;}}& -b& 0\\ 0& -b& a+\frac{1}{\mathrm{\&gamma;}}& 0\\ b& 0& 0& a+\frac{1}{\mathrm{\&gamma;}}\end{array}\right]}^{-1}{M}^H\&CenterDot;n$

其中：

$a=\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|x_i\right|}^2$ 并且 $b=2\mathrm{Re}(x_1{x}_4^{*}-x_2{x}_3^{*}).$

针对各个接收天线，相同地反复上述操作，而不考虑天线的数量。因此，可以在频率c处或者在限定的时刻c处确定传输信道的系数h_c，而且为了评估漏掉的值，剩余必须要做的是，在h_c和h_c+k(其中c是频率时k＝Δf，而c是时刻时k＝Δt)的估计值之间，在接收机处应用时间和/或频率内插。因此，获得了各个天线的传输信道的所有值的全面了解，从而可以按照惯例对接收信号进行均衡。

根据该第二个实施例，可以将这种估计技术扩展到具有多于两个发射天线的***。

因此，如果我们考虑基准符号的向量[x₁x₂...x_n]，则通过编码函数得到与该向量相关联的编码矩阵M：

其中，x_i是基准符号，i是相关整数，1≤i≤N，而且N＝n²。

这是满秩矩阵，因此在不同信道估计期间能够对其进行倒置。

如上所述，在所有发射天线上进行了空间/频率分布之后发射编码矩阵M的基准符号，而且通过传输信道修改的、在接收天线处接收的基准向量能够写为如下形式：

$\left[\begin{array}{c}{r}_1\\ r_2\\ r_3\\ r_4\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{x}_1& x_2& x_3& x_4\\ x_5& x_6& x_7& x_8\\ x_9& x_{10}& x_{11}& x_{12}\\ x_{13}& x_{14}& x_{15}& x_{16}\end{array}\right]\&CenterDot;\left[\begin{array}{c}{h}_1\\ h_2\\ h_3\\ h_4\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1\\ n_2\\ n_3\\ n_4\end{array}\right].$

再一次，对于各个接收天线，为了估计传输信道h，将借助于解码矩阵进行的数学变换应用到所接收的基准向量，该解码矩阵对应于编码矩阵M的逆矩阵，该逆矩阵结合在MMSE或者ZF准则下的均衡技术。

如果使用在MMSE准则下的均衡技术，我们获得：

$\left[\begin{array}{c}{\hat{h}}_1\\ {\hat{h}}_2\\ {\hat{h}}_3\\ {\hat{h}}_4\end{array}\right]+{[M^{H}M+\frac{I}{\mathrm{\&gamma;}}]}^{-1}{M}^H\&CenterDot;\left[\begin{array}{c}{h}_1\\ h_2\\ h_3\\ h_4\end{array}\right]+{[M^{H}M+\frac{I}{\mathrm{\&gamma;}}]}^{-1}{M}^{H}n$

其中γ为信噪比。

如上所述，通过在使用传统的内插技术时将时间或频率(或两者)内插应用到接收机，可以确定传输信道的漏掉的系数。

参照图3A和3B，我们现在提出本发明的第三个实施例，更具体地，其可以应用于MIMO型多天线***。

在该第三个实施例中，对于空时编码或空频编码的应用，根据传输信道的特性，建议一种弹性原则。

因此，图3A例示了在具有四个发射天线的多天线***中，发射在时间上隔开的四个基准符号及其共轭符号，其中X_i是标记为15的基准符号，是共轭基准符号(i是相对整数且1≤i≤4)，x是标记为16的数据符号。

图3B例示了在具有四个发射天线的多天线***中，发射在频率上隔开的四个基准符号及其共轭。

在该第三个实施例中，曾经通过编码矩阵M所编码的基准符号根据传播信道的特性沿时间轴或频率轴分布。

然后可以从空时编码切换到空频编码。

可以回忆，针对Δf(两个基准载频之间的间隔)和Δt(在已知时刻处两个基准符号之间的间隔)所选的值不适于所建议的***，而是分别取决于传输信道的相关性的频带和时间。

作为一般规则，时域上的分布更适合应用在随时间变化的信道的情况下，而频率分布更适合应用到随频率变化的信道。

因此，利用信道的先验情况或已经计算出的信道的相关频带值或相关时间值，可以在上述***基准符号的两种结构之间切换。

本领域的技术人员很容易将这三个实施例的教导扩展到具有更多个天线的***，以及扩展到这样的***，即该***的空时分布和/或空频分布不同于图1A、1B、2A、2B、3A和3B中所示的那些。

因此，根据本发明，不同的发射天线在相同的载波和相同的时刻发射由空时编码和/或空频编码所表征的信号，因此限制了频谱效率的损耗。

因此该信号固有地包含本发明的特征。

最后，基于上述的该特定编码以及适当处理，接收机可以估计不同发射和接收天线之间的每个传输信道。因此根据本发明提出的具体的信道估计技术可用于具有两个发射天线的***。

Claims (20)

1.一种经由n个发射天线来发射数字信号的方法，n严格大于2，其中通过速率等于1的编码矩阵M使要分别通过所述发射天线中每一个发射的n个源向量与源数据向量相关联，该编码矩阵M使用对于至少一个接收机已知并且使该接收机能够对分别与所述发射天线中每一个相对应的n个传输信道进行估计的基准符号，

特征在于所述基准符号在被发射之前要通过所述编码矩阵M来进行数学变换。

2.根据权利要求1所述的发射方法，特征在于所述基准符号在空间和时间中分布。

3.根据权利要求1和2的其中之一所述的发射方法，特征在于所述基准符号在空间和频率中分布。

4.根据权利要求1或2所述的发射方法，特征在于所述编码矩阵至少包括两个块，所述块中每一个是正交的。

5.根据权利要求4所述的发射方法，特征在于单独发射基准符号的各个所述块，在所述发射天线的某些上发射所述块中每一个，其它发射天线关闭。

6.根据权利要求1或2所述的发射方法，特征在于其包括在频率分布和时间分布之间进行选择的步骤。

7.根据权利要求6所述的发射方法，特征在于所述选择步骤考虑了传输信道的特性。

8.根据权利要求1或2所述的发射方法，特征在于所述基准符号在通过所述编码矩阵M进行了数学变换之后，在所有发射天线上发射。

9.根据权利要求8所述的发射方法，特征在于所述编码矩阵是通过Jafarkhani型编码获得的矩阵，并具有如下形式：

$M=\left[\begin{array}{cccc}{x}_1& x_2& x_3& x_4\\ -x_2^{*}& x_1^{*}& -x_4^{*}& x_3^{*}\\ -x_3^{*}& -x_4^{*}& x_1^{*}& x_2^{*}\\ x_4& -x_3& -x_2& x_1\end{array}\right]$

其中x_i是基准符号，而

是共轭基准符号，其中i是相对整数，1≤i≤4。

10.一种在使用n个发射天线和至少一个接收天线的多天线***中估计传输信道的方法，其中n严格大于2，根据该方法，通过速率等于1的编码矩阵M使要通过所述发射天线中每一个分别发射的n个向量与源数据的向量相关联，该编码矩阵M使用对于至少一个接收机已知并且使该接收机能够对分别与所述发射天线中每一个相对应的n个传输信道进行估计的基准符号，

特征在于该方法包括对应于发射的基准向量而对接收的基准向量进行接收的步骤，发射的基准向量是通过将基准符号与所述编码矩阵M相乘而得到的，并被用于所述发射天线中每一个的至少一个传输信道修改，

并且特征在于，对于所述接收天线中每一个，所述接收的基准向量通过解码矩阵来进行数学变换，解码矩阵是所述编码矩阵的逆，并且考虑了与所述接收天线相关联的传输信道的影响，以估计所述传输信道对所述基准符号的影响。

11.根据权利要求10所述的方法，特征在于所述解码矩阵是结合了在MMSE或者ZF准则下的均衡的逆矩阵。

12.根据权利要求11所述的方法，特征在于所使用的所述准则是MMSE准则并且通过以下元素来形成所述解码矩阵：

$\hat{h}=\frac{M^H}{M^{H}M+\frac{I}{\mathrm{\&gamma;}}}r,$

其中：r是接收的基准向量

M是编码矩阵；

I是酉矩阵；

γ是信噪比；

H是共轭转置。

13.根据权利要求11所述的方法，特征在于所使用的所述准则是ZF准则并且通过以下元素来形成所述解码矩阵：

$\hat{h}=\frac{M^H}{M^{H}M}r,$

其中：r是所述接收的基准向量

M是所述编码矩阵；

H是共轭转置。

14.根据权利要求10至13中的任一项所述的方法，特征在于包括内插步骤，该步骤针对每个净荷数据，根据基准符号的估计来传递所述传输信道的估计。

15.根据权利要求14所述的方法，特征在于所述内插步骤使用时间内插和/或频率内插。

16.根据权利要求14所述的方法，特征在于所述内插步骤属于包括有以下各项的组：

线性内插；

维纳内插。

17.一种提供有n个发射天线的用于发射数字信号的设备，n严格大于2，该设备包括有如下装置，该装置通过速率等于1的编码矩阵M使要分别通过所述发射天线中每一个发射的n个源向量与源数据向量相关联，该编码矩阵M使用对于至少一个接收机已知并且使该接收机能够对分别与所述发射天线中每一个相对应的n个传输信道进行估计的基准符号，

特征在于所述设备还包括通过所述编码矩阵M对所述基准符号应用数学变换的装置。

18.根据权利要求17所述的设备，其中该设备在基站或终端中实现。

19.一种在使用n个发射天线和至少一个接收天线的多天线***中用于进行传输信道估计的接收设备，n严格大于2，其中通过速率等于1的编码矩阵M使要分别由所述发射天线中每一个发射的n个向量与源数据的向量相关联，该编码矩阵M使用对于所述接收设备已知并使得所述接收设备能够对分别与所述发射天线中每一个相对应的n个传输信道进行估计的基准符号，

特征在于该接收设备被配置成对与发射的基准向量相对应的接收的基准向量进行接收，该发射的基准向量是通过将基准符号与所述编码矩阵M相乘而得到的，并被用于所述发射天线中每一个的至少一个传输信道修改，

并且特征在于对于所述接收天线中每一个，所述接收的基准向量通过解码矩阵来进行数学变换，该解码矩阵是编码矩阵的逆，并考虑了与所述接收天线相关联的传输信道的影响，以估计所述传输信道对所述基准符号的影响。

20.根据权利要求19所述的接收设备，其中所述接收设备在基站或终端中实现。

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