CN1934812B - 用于导频信号传输的方法和装置 - Google Patents

Abstract

导频序列由具有最优化互相关属性的线性调频序列的相异“类”构造。利用线性调频序列用于导频序列导致了具有最优化的或者近似最优化的互相关和自相关属性的导频序列。

Description

用于导频信号传输的方法和装置

技术领域

本发明通常涉及导频信号传输，特别地，涉及一种通信***中的用于导频信号传输的方法和装置。

背景技术

导频信号(或前导信号)一般由通信***使用，用于使接收机能够执行许多关键功能，这些功能包括但不限于，获取和跟踪定时和频率同步、估计和跟踪信息数据后继解调和解码的所需信道、估计和监视用于切换的其他信道的特性、干扰抑制等。通信***可以利用若干导频方案，并且其典型地包括，以已知的时间间隔传输已知的序列。预先了解该序列和时间间隔的接收机利用该信息执行上文提及的功能。

在确定通信***的导频序列时，若干标准是重要的。这些标准中的一个是，对于所利用的每个导频序列，具有良好的自相关能力，并且同时在任何两个不同的导频序列之间，具有良好的互相关的能力。自相关和互相关是自身对应于不同移位的序列。移位d处的自相关被定义为，在序列同使该序列移位d个项(d可以是正的或负的，用于右移位和左移位)之后的该序列共轭复本之间的元素方式(element-wise)乘法之后，所有项求和的结果。移位d处的互相关被定义为，在序列同另一序列(该序列相对于第一序列是共轭的并且移位d个项)之间的元素方式乘法之后，所有项求和的结果。“良好的”自相关导致每个导频序列在所有所关注的移位处(即，除了d＝0的d的范围)具有最小的自相关值。“良好的”互相关导致了每个导频序列在所有所关注的移位处具有最小的互相关值。当自相关在除了d＝0之外的所有d处均为0时，其被称为“理想的”自相关。由于具有理想自相关的两个序列的互相关在所有的d处均不能是0，因此仅当所有d处的互相关在幅值上相等时，才能达到所有移位处的最大互相关值的最小值，其被称为具有“最优化的”互相关。

由于传播之后的接收信号由某些比例因子之后的延迟导频序列的复本所组成，因此理想的导频自相关属性使得在不同延迟处的估计信道比例因子成为可能。任何两个导频序列之间的最优化的互相关属性将使在接收机处看到的由不同于所需导频序列(即，接收机所调谐的导频序列)的任何其他导频序列所引起的干扰效果最小。良好的互相关使得所需导频信号的检测和所需信道特性的估计更加可靠，其使得接收机能够更加可靠地执行同步和信道估计。

过去有多种技术被用于设计具有有效的导频序列的***。例如，在目前的基于CDMA的蜂窝***中，小区中的导频序列是由小区专用的扰频码(长码)进行扰频的Walsh码。这有效地使关于每个小区的导频序列随机化。当在软切换的过程中需要时，通过使接收信号同近邻基站的长码扰频的导频序列相关，简单地执行近邻基站的信道估计。但是两个随机导频序列的互相关属性不是最优化的，并且因此可以预见到较大的信道估计错误。因此，需要一种用于导频信号或前导信号传输的方法和装置，其使导频信号之间的互相关最优化，并且使每个导频信号的自相关最优化。

附图说明

图1是通信***的框图。

图2说明了关于图1的通信***的导频信号传输。

图3是示出了关于图1的通信***的导频序列分配的流程图。

具体实施方式

为了针对上文提及的需要，此处公开了一种用于导频信号传输的方法和装置。特别地，自具有最优化的循环互相关属性同时满足理想的循环自相关要求的线性调频序列的相异“类”构造导频序列。利用线性调频序列用于导频序列导致了具有良好的互相关且具有良好的自相关的导频信道。

本发明包括一种用于将导频序列分配给通信***中的通信单元的方法。该方法包括以下步骤：给第一通信单元分配第一导频序列，其中所述第一导频序列选自由广义线性调频(GCL)序列集合构造的导频序列组，以及随后给第二通信单元分配第二导频序列，该第二导频序列取自由所述GCL序列集合构造的导频序列组。

此外，本发明包括一种方法，所述方法包括以下步骤：接收作为空中传输一部分的导频序列，其中所述导频序列由广义线性调频(GCL)序列集合构造，以及利用所述导频序列，至少用于：定时和频率同步的获取和跟踪、用于后继解调和解码的所需信道的估计和跟踪、用于切换目的的其他信道特性的估计和监视、和干扰抑制。

最后，本发明包括一种通信单元，包括：用于发射或接收导频信道序列的导频信道电路，其中所述导频信道序列包括对于所述通信单元是唯一的序列，并且所述导频信道序列由GCL序列构造。

现在转到附图，其中相似的数字表示相似的部件，图1是利用导频传输的通信***100的框图。通信***利用正交频分多路复用(OFDM)协议；然而在可替换的实施例中，通信***100可以利用其他的数字蜂窝通信***协议，诸如码分多址(CDMA)***协议、频分多址(FDMA)***协议、空分多址(SDMA)***协议、或者时分多址(TDMA)***协议、或者其多种组合。

如所示出的，通信***100包括：基本单元101和102以及远端单元103。基本单元包括服务于扇区中的许多个远端单元的发射和接收单元。如本领域中所知的，由通信网络服务的整个物理区域可以分为小区，并且每个小区可以包括一个或多个扇区。在使用多个天线服务于每个扇区以提供多种高级通信模式(例如，自适应波束成形、发射分集、发射SDMA、和多流传输等)时，可以布置多个基本单元。扇区中的这些基本单元可以高度集成，并且可以共享多种硬件和软件部件。例如，共同安置在一起用于服务小区的所有基本单元可以组成传统上被称为基站的设备。基本单元101和102在至少一部分相同的资源(时间、频率或此两者)上向所服务的远端单元发射下行链路通信信号104和105。远端单元103经由上行链路通信信号106同一个或多个基本单元101和102通信。

应当注意，尽管在图1中仅说明了两个基本单元和一个远端单元，但是本领域的普通技术人员将认识到，典型的通信***包括同时与许多远端单元通信的许多基本单元。还应当注意，为了简化，主要针对从多个基本单元到多个远端单元的下行链路传输的情况，描述了本发明，但是本发明还适用于从多个远端单元到多个基本单元的上行链路传输。更一般地，基本单元或远端单元可被称为通信单元。

如上文所讨论的，导频辅助调制通常有助于许多功能，诸如用于发射信号的后继解调的信道估计。在这一点上，基本单元101和102以已知的时间间隔发射已知的序列，作为它们的下行链路传输的一部分。了解该序列和时间间隔的远端单元103，在对传输进行解调/解码时利用该信息。图2中说明了该导频传输方案。如所示出的，自基本单元101和102的下行链路传输200典型地包括导频序列201，该导频序列201跟随有剩余传输202。在剩余传输202期间，相同的或不同的序列可以出现一次或多次。这样，通信***100中的每个基本单元包括导频信道电路107，该频信道电路107传输一个或多个导频序列，同时数据信道电路108发射数据。

应当注意，尽管图2示出了导频序列201存在于传输的起始，但是在本发明的多种实施例中，导频信道电路可以包括下行链路传输200中任何位置的导频序列201，并且此外，导频序列201可以在单独的信道上发射。剩余传输202典型地包括这样的传输，诸如但不限于，发送接收机在执行解调/解码之前所需要了解的信息(所谓的控制信息)和目标为用户的实际信息(用户数据)。

如上文所讨论的，对于任何导频序列而言，重要的是具有最优化的互相关和理想的自相关。在这一点上，通信***100利用了以下所述的导频序列，即该导频序列由具有理想循环自相关和最优化循环互相关的线性调频序列的相异“类”构造。下文描述了该导频序列的构造。

通信***中使用的导频序列集合的构造

导频序列的构造取决于至少两个因素，即，网络中需要的导频序列的所需数目(K)和所需导频长度(N_P)，其中K不能超过N_P。实际上，具有理想循环自相关和最优化循环互相关的可利用导频序列数目是P-1，其中P是将N_P因子分解为包括“1”的两个或更多个素数的积之后、N_P的除了“1”以外的最小的素因子。例如，当N_P是素数时，P的最大值可以是N_P-1。但是当N_P不是素数时，导频序列的数目常常小于所需数目K。为了获得序列的最大数目，将通过从长度N_G为素数的序列开始并且随后执行修正，来构造导频序列。在优选实施例中，使用下列两个修正方案中的一个：

1.将N_G选择为大于N_P的最小素数并且生成序列集合。将集合中的序列截取到N_P；或者

2.将N_G选择为小于N_P的最大素数并且生成序列集合。重复集合中的每个序列的起始元素，从而将其附加到末尾以达到所需长度N_P。

上文的要求N_G是素数的设计将给出N_G-1个序列的集合，该序列具有理想的自相关和最优化的互相关。然而，如果仅需要较少的序列数目，则只要除了“1”以外的N_G的最小素因子大于K，N_G就不需要是素数。

在使用诸如截取或***的修正方案时，自相关将不再是精确地理想的，并且互相关将不再是精确地最优化的。然而，自相关和互相关属性仍是可接受的。修正的导频序列可被称为近似最优化导频序列，该导频序列由具有最优化的自相关和互相关的GCL序列构造。还可以针对截取/扩充的序列应用进一步的修正方案，诸如对其应用酉变换。

还应当注意，尽管上文仅描述了序列截取和循环扩充，但是在本发明的可替换的实施例中，还存在其他的方法用于修正GCL序列，以获得具有所需长度的最终序列。该修正方案包括但不限于，利用任意码元进行扩充，通过紧缩(puncturing)进行缩短，等等。再一次地，还可以针对扩充/紧缩序列应用进一步的修正方案，诸如对其应用酉变换。

将长度为N_P的序列分配给通信***100中的基本单元，作为时域导频序列，或者作为频域导频序列(即，序列或其离散IDFT中的项将分配到频域中的子载波集合上)。如果所获得的序列用作时域导频，则选项2将是优选的，这是因为大小为N_G的窗口上的自相关仍是理想的。如果所获得的序列用作频域导频并且在频域中执行信道估计，则自相关是无关的(但是在许多情况中序列的互相关属性仍是重要的)。在该情况中，对于将N_G选择为同N_P最接近的优选方案，修正方案1或2是可接受的。

在时域中发射的最终导频序列可以进行循环扩充，其中该循环扩充典型地长于信道的预期最大延迟扩展(L_D)。在该情况中，所发送的最终序列具有等于N_P与循环扩充长度的和的长度。循环扩充可以包括前缀、后缀、或者前缀和后缀的组合。循环扩充还可以是使用诸如正交频分多路复用(OFDM)协议的通信***的固有部分。在范围为从0至循环前缀长度中的任何移位处，***的循环前缀使得常自相关或常互相关呈现为循环相关。如果未***循环前缀，并且如果移位远小于导频序列长度，则常相关近似等于循环相关。

如上文所讨论的，在本发明的优选实施例中，利用广义线性调频(GCL)序列构造导频序列。存在GCL序列的许多“类”并且如果仔细地选择该类(参数下文的GCL属性3)，则具有这些所选择的类的序列将具有最优化的互相关和理想的自相关。长度为N_G的类u的GCL序列(S)被定义为：

S_u＝(a_u(0)b，a_u(1)b，…，a_u(N_G-1)b)，                              (1)

其中b可以是具有单位幅值的任何复标量，并且

$a_u\left(k\right)=\exp (-j2\mathrm{\πu}\frac{k(k+1)/2+\mathrm{qk}}{N_G}),---\left(2\right)$

其中，

u＝1，…N_G-1被称为GCL序列的“类”，

k＝0，1，…N_G-1是序列中的项的索引，

q＝任何整数。

取决于对q和b的特定选择，GCL序列的每个类可以具有无穷的序列数目，但是每个类中仅有一个序列被用于构造一个导频序列。

还应当注意，如果在每个GCL序列上采取N_G点DFT(离散傅立叶变换)或者IDFT(逆DFT)，则新的集合的成员序列同样具有最优化的循环互相关和理想的自相关，而与该新集合是否以(1)和(2)的形式表示无关。实际上，只要矩阵变换是酉变换，则通过对GCL序列应用该矩阵变换而形成的序列同样具有最优化的循环互相关和理想的自相关。例如，N_G点DFT/IDFT操作等效于大小为N_G的矩阵变换，其中该矩阵是N_G×N_G的酉矩阵。结果，基于针对GCL序列执行的酉变换而形成的序列仍然是在本发明的范围内，这是因为最终序列仍然是由GCL序列构造的。即，最终的序列基本上基于(但不必等于)GCL序列。

如果N_G是素数，则相异“类”的任何两个序列之间的互相关是最优化的，并且在集合中将存在N_G-1个序列(“类”)(参看下文的属性)。

原始的GCL序列具有下列属性：

属性1：GCL序列具有恒定的幅值，并且其NG点DFT也具有恒定的幅值。

应当注意，对于导频信号而言，时域和频域中的恒定的幅值是所需的。对于功率放大器，时间波形的恒定幅值是理想的，用于在较高的输出功率下操作，同时不会引起剪切。频域中的恒定幅值意味着，子载波是相等地被激励的，并且因此信道估计将不会偏移。然而，对于诸如OFDM的多载波***，某些子载波(典型地处于带边缘的那些子载波)未被占用，以形成保护带。对应的时域导频波形不再具有恒定的模量，但是其基本上是对时域内插的结果，即，在使序列通过“sinc”滤波器之后对序列进行过采样以获得较长的序列。得到的波形仍具有低的峰值-均值比(PAPR典型地＜3dB)。

属性2：任何长度的GCL序列均具有“理想的”循环自相关(即，具有其自身的环形移位版本的相关是delta函数)

属性3：任何两个GCL序列之间的循环互相关函数的绝对值是恒定的，并且等于

其中|u₁-u₂|，u₁和u₂是相对于N_G的素数。

在通信***中分配导频序列

每个通信单元可以在任何传输间隔中任何次数地使用一个或多个导频序列，或者通信单元可以在传输帧中不同的时间使用不同的序列。此外，可以给每个通信单元分配来自K个导频序列集合的不同的导频序列，该K个导频序列被设计为具有近似最优化的自相关和互相关属性。一个或多个通信单元还可以同时使用一个导频序列。例如，在多个通信单元用于多个天线的情况中，相同的序列可以用于从每个天线发射的每个信号。然而，实际的信号可以是相同的分配序列的不同函数的结果。所应用函数的示例是序列的环形移位、序列元素的相位旋转等。

可受益于该导频设计的接收机功能

描述了许多可受益于上文所述的导频设计的关键的接收机功能。这里给出的示例不是穷尽的，并且本领域的技术人员应当理解，在不偏离利用所设计序列的良好的自相关和/或互相关的精神的前提下，可以进行形式和细节上的多种修正。

1.单一信道估计

本节示出了信道估计如何受益于上文的导频设计策略。在本质上，可以简单地通过使接收数据同导频序列相关来执行信道估计。由于GCL序列的理想的自相关，该相关的输出提供了信道估计。然后，如果需要，可以使用“抽头选择”处理对信道估计进行细化。下文提供了示例性的抽头选择处理。而且，由于可以容易地检测到达路径，因此可以直接实现同所需基站(BS)的时间同步。如果还需要针对干扰BS的信道信息，则可从具有该BS导频序列的接收数据的相关，获得该信息。互相关属性增加了有效信道抽头的准确性和检测的可靠性，并且减少了错误检测，如这里所将解释的。

由于GCL序列的互相关属性，GCL序列有效地将干扰信道的每个抽头的功率均匀地扩展到N_G个抽头上。因此，在同所需的序列相关之后，干扰将在时域中更加均匀地分布。所需信道的有效抽头将被保留为超过较少抽头。作为比较，如果使用了非GCL序列，则干扰的每个抽头的功率将不会均匀地分布在N_G个抽头上。在所需信道上的失真效果以不可预测的方式从抽头到抽头而变动。因此，对于非GCL序列，由于干扰，或者由于真正有效抽头的失真大到使它们变得不可检测，使得检测到的有效抽头更加可能是错误的。每个所需抽头上的干扰功率是P_I/N_G，其中P_I是干扰功率；换言之，关于每个干扰信道抽头的扩展因子是N_G。

典型地在时域中执行相关。但是也可以在频域中执行相关，如下文所将描述的。由于FFT操作，频域估计是更加计算有效的，并且对于诸如OFDM***的多载波***而言是优选的。下面的示例用于OFDM***。

首先，假设频域接收数据是Y(m)，其中m是导频子载波。当m是导频子载波或在其他情况下是0时，假设S_G(m)是导频，则可以获得该导频子载波处的“噪声”信道估计，其为：

$H_n\left(m\right)=\left\{\begin{array}{ccc}\frac{Y\left(m\right)}{S_G\left(m\right)}& \mathrm{if}& S_G\left(m\right)\≠0\\ 0& \mathrm{if}& S_G\left(m\right)=0\end{array}\right.---\left(3\right)$

噪声估计将通过IDFT变换到时域，其为

${\hat{h}}_w=\mathrm{IDFT}\left(\right\{H_n\left(m\right)w\left(m\right)\left\}\right)---\left(4\right)$

其中w是施加到噪声频率响应的加权窗口。该窗口用于减少由从边缘到空的子载波的不连续性所引起的功率泄漏问题(由于在IDFT之前***0替换空的子载波)。可以使用“Hanning”窗口，即，

$w\left(m\right)=(0.5+0.5\cos \frac{2\mathrm{\πm}}{\mathrm{\Γ}})---\left(5\right)$

其中参数Γ控制窗口的形状(无穷的Γ意味着平坦的窗口)。

然后将得到的

截取到长度L_D，以获得

而且，在进行DFT以获得频域响应之前，

中应仅包括“有效”信道抽头，即，

${\hat{H}}_{w,L}={\mathrm{IDFT}}_N\left({\hat{h}}_{w,L}\right)---\left(6\right)$

对于利用导频序列的互相关属性，抽头选择过程是重要的，如前面所描述的。抽头选择还试图根据瞬态信道延迟分布来增强频率相关，特别地，其可以在稀疏信道的情况中改善信道估计。

抽头选择中使用的阈值(表示为η)应根据预先估计的噪声加干扰功率确定，或者可以从将被丢弃的

中的样本(L_D+1之后)估计所使用带宽上的总噪声加干扰功率。应当注意，在噪声功率估计的过程中，推荐对窗口效应进行补偿。基于上文的所占用带宽上的噪声加干扰功率，在考虑到这些空的子载波位置处的0之后，可以容易地得到每个抽头处的对应时域的参考噪声加干扰功率(表示为σ²)。

最后，将通过DFT变换回到频域，以获得频率信道响应，并且优选地对(5)的窗口效应“去加重”，即，

${\hat{H}}_{\mathrm{est}}={\hat{H}}_{w,L}\left(m\right)/w\left(m\right)---\left(7\right)$

2.多个信道估计

在需要对应于不同的导频序列的多个信道时，一次一个地或者同时地针对不同的导频序列执行上文的单一信道估计处理。所获得的关于其他信道的特性对于以下各项是有用的：提高切换的速度和性能、在接收机处执行干扰抑制以获得更好的解调和解码、使基本单元能够智能地调度传输以避免干扰，等等。

3.同步获取和跟踪

一种用于实现同所需基本单元的良好初始同步获取的方法是，首先使接收信号同导频序列候选者相关。该结果将被评估，以寻找所需的基本单元(例如，最强的一个)。从与所需导频序列相关而获得的特性可用于调节接收机的定时和频率，以实现同步。例如，信道知识将给出传播路径的到达时间及其强度的良好指示，因此可以据此调节样本定时。相关结果还可以用于调节接收机的频率偏移。例如，可以比较来自在附近但在不同时间接收的导频序列的相关结果，以确认频率偏移。在另一示例中，当导频序列映射到OFDM子载波集合时，频域相关可以确认相对于最近的整数个子载波的频率偏移。

通过仅需要同所需导频相关的相关结果，还可以实现对所需信号同步的跟踪。可以实现定时和频率偏移的精细调谐，如初始获取步骤。

所需要的另一种类型的同步是帧同步。由于帧由许多码元组成，因此帧中的不同位置处的信息内容可以是不同的。对于解码信息而言，检测帧边界的能力是首要必备的。导频序列也可用于支持该功能。例如，如果在帧中分配了多个导频序列，并且每个序列相对于帧边界的位置被设计为固定的，则当检测到特定的导频序列时，可以确定帧边界。

图3是示出了在通信***100中将导频码分配给多种基本单元的流程图。该逻辑流程开始于步骤301，其中确定了所需导频的数目(K)、所需导频长度(N_P)和每个导频序列的候选长度(N_G)。基于N_P和N_G，计算导频序列(步骤303)。如上文所讨论的，由长度为N_P的广义线性调频(GCL)序列构造导频序列，每个GCL序列如式(1)所示定义。最后，在步骤305中，将导频序列分配给通信***100中的基本单元。应当注意，每个基本单元可以接收来自K个可用导频序列中的多于一个导频序列。然而，在最小值处，给第一基本单元分配取自GCL序列组的第一导频序列，同时给第二基本单元分配来自GCL序列组的不同的导频序列。在操作过程中，每个基本单元中的导频信道电路将发射导频序列，作为相干解调的整体策略的一部分。特别地，与基本单元通信的每个远端单元将接收导频序列，并且将该导频序列用于许多功能，诸如信道估计，作为关于接收信号相干解调的策略的一部分。

如上文所讨论的，本发明的导频序列具有低的峰值-均值比(PAPR)。结果，本发明的导频信号/序列的PAPR低于同样由通信单元发射的数据信号的PAPR。导频信号的低的PAPR属性使得导频信道电路107能够发射具有高于数据的功率的导频信号，以便于在由其他的通信单元接收的导频信号上提供改善的信号-噪声/干扰比，由此提供了改善的信道估计、同步等等。

尽管通过参考具体的实施例具体地示出和描述了本发明，但是本领域的技术人员应当理解，在不偏离本发明的精神和范围的前提下，可以进行多种形式和细节上的修正。例如，尽管上文的讨论涉及将导频序列分配给基本单元，但是对本领域的普通技术人员而言显而易见的是，该导频序列可以分配给其他形式的发射机/***，诸如但不限于，远端单元，在该情况中，基本单元试图检测所需的远端单元并且估计其信道。目的在于使该修正方案涵盖于附属权利要求的范围内。

Claims (22)

1.一种用于将导频序列分配给通信***中的通信单元的方法，所述方法包括以下步骤：

给第一通信单元分配第一导频序列，其中所述第一导频序列选自由广义线性调频(GCL)序列集合构造的导频序列组；和

给第二通信单元分配第二导频序列，该第二导频序列取自由所述GCL序列集合构造的所述导频序列组，其中由所述GCL序列、或者由对所述GCL序列进行大小为NG的酉变换而得到的序列，构造所述第一和所述第二导频序列；并且所述GCL序列被生成为

S_u＝(a_u(0)b，a_u(1)b，...，a_u(N_G-1)b)

其中b是具有单位幅值的任何复标量，并且

$a_u\left(k\right)=\exp (-j2\mathrm{\πu}\frac{k(k+1)/2+\mathrm{qk}}{N_G})$

其中，

u＝1...N_G-1被称为所述GCL序列的“类”

k＝0，1，...N_G-1

q＝任何整数。

2.如权利要求1所述的方法，其中给第一通信单元分配第一导频序列的所述步骤包括以下步骤：给第一基本单元分配所述第一导频序列，并且其中给第二通信单元分配第二导频序列的所述步骤包括以下步骤：给第二基本单元分配所述第二导频序列。

3.如权利要求1所述的方法，其中给第一通信单元分配第一导频序列的所述步骤包括以下步骤：给第一远端单元分配所述第一导频序列，并且其中给第二通信单元分配第二导频序列的所述步骤包括以下步骤：给第二远端单元分配所述第二导频序列。

4.如权利要求1所述的方法，其中在给所述第一和所述第二通信单元分配所述第一和所述第二导频序列之前，执行以下步骤：基于所述通信***中需要的导频序列数目(K)和所需导频序列长度(N_P)，确定所述导频序列组中的所述导频序列的长度(N_G)。

5.如权利要求4所述的方法，进一步包括以下步骤：

如果N_P的除了“1”以外的最小的素因子大于K，则将N_G选为等于N_P。

6.如权利要求4所述的方法，进一步包括以下步骤：

将N_G选择为大于N_P且除了“1”以外的其最小素因子大于K的最小整数，并且通过将集合中的序列截取到N_P，生成GCL序列的集合；或者

将N_G选择为小于N_P且除了“1”以外的其最小素因子大于K的最大整数，并且通过重复集合中每个序列的起始元素以附加到每个序列的末尾来达到所需长度N_P，生成GCL序列的集合。

7.如权利要求1所述的方法，其中所述第一导频序列由第一类广义线性调频(GCL)序列构造，并且所述第二导频序列由第二类广义线性调频(GCL)序列构造。

8.如权利要求1所述的方法，其中，所述第二导频序列是基于所述第一导频序列的函数，并且所述第一导频序列的所述函数是基于下述内容中的至少一个：

所述第一导频序列的环形移位，以及

所述第一导频序列元素的相位旋转。

9.如权利要求8所述的方法，其中，所述第一和第二通信单元每个均包括基本单元的天线，或者每个均包括远端单元的天线。

10.如权利要求1所述的方法，其中，所述第一导频序列是基于截取的广义线性调频(GCL)序列。

11.如权利要求1所述的方法，其中，所述第一导频序列具有长度N_p，并且是基于长度N_G的广义线性调频(GCL)序列的截取，其中N_G是大于N_p的最小素数。

12.如权利要求1所述的方法，其中，所述第一导频序列是基于循环扩充的广义线性调频(GCL)序列。

13.如权利要求1所述的方法，其中，所述第一导频序列具有长度N_p，并且是基于长度N_G的广义线性调频(GCL)序列的扩充，

其中N_G是小于N_p的最大素数，并且该扩充是基于向末尾附加GCL序列起始元素的重复，以达到长度N_p。

14.如权利要求1所述的方法，其中，所述第一导频序列被分配给频域中的子载波集合。

15.如权利要求1所述的方法，进一步包括：由所述第一通信单元利用不同的序列，用于在传输帧中的不同时间进行传输。

16.一种接收和利用导频序列的方法，包括以下步骤：

接收作为空中传输一部分的导频序列，其中所述导频序列由广义线性调频(GCL)序列集合构造，并且被分配给基本单元或者远端单元，其中所述导频序列是基于截取的GCL序列或者循环扩充的GCL序列；和

利用所述导频序列，用于下列功能中的至少一个：

定时和频率同步的获取和跟踪、用于后继解调和解码的所需信道的估计和跟踪、用于切换目的的其他信道特性的估计和监视、和干扰抑制。

17.如权利要求16所述的方法，其中接收导频序列的所述步骤包括以下步骤：在基本单元处接收所述导频序列。

18.如权利要求16所述的方法，其中接收导频序列的所述步骤包括以下步骤：在远端单元处接收所述导频序列。

19.如权利要求16所述的方法，其中接收导频序列的所述步骤包括以下步骤：接收导频序列，由GCL序列、或者由对所述GCL序列进行大小为N_G的酉变换而得到的序列，构造该导频序列，并且所述GCL序列被生成为

S_u＝(a_u(0)b，a_u(1)b，...，a_u(N_G-1)b)

其中b是具有单位幅值的任何复标量，并且

$a_u\left(k\right)=\exp (-j2\mathrm{\πu}\frac{k(k+1)/2+\mathrm{qk}}{N_G})$

其中，

u＝1...N_G-1被称为所述GCL序列的“类”

k＝0，1，...N_G-1

q＝任何整数。

20.一种通信单元，包括：

导频信道电路，该导频信道电路用于发射或接收导频序列，

其中所述导频序列包括来自导频序列组的序列，所述导频序列组由广义线性调频(GCL)序列集合构造；以及

其中，所述导频信道电路用于传输或接收第二导频序列，该第二导频序列取自由所述GCL序列集合构造的所述导频序列组，并且其中所述GCL序列等于

S_u＝(a_u(0)b，a_u(1)b，...，a_u(N_G-1)b)

其中b是具有单位幅值的任何复标量，并且

$a_u\left(k\right)=\exp (-j2\mathrm{\πu}\frac{k(k+1)/2+\mathrm{qk}}{N_G})$

其中，

u＝1，...N_G-1被称为所述GCL序列的“类”

k＝0，1，...N_G-1

q＝任何整数。

21.如权利要求20所述的通信单元，进一步包括：

数据信道电路，用于发射数据，其中所述导频序列的峰值-均值功率比(PAPR)低于所述数据信道电路上发射的数据的PAPR。

22.如权利要求21所述的通信单元，其中以高于所述数据功率发射所述导频序列。