CN1909534A - 可重构ofdm***及其发送和接收操作方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种可重构OFDM***，在所述***中，利用接收到的导频信号，估计出信道的最大时延扩展均方根值和多普勒频移，根据信道的最大时延扩展均方根值和多普勒频移，确定OFDM符号的时间周期的上、下界，并确定其周期；接收端和发送端的CP控制装置根据信道带宽、OFDM符号时间周期和带宽效率系数，确定OFDM符号的调制载波数、总子载波数和循环前缀占用的子载波数；并利用所获得的OFDM参数，对所述发送端和接收端的操作进行控制。根据本发明的可重构OFDM***能自适应地调整循环前缀、子载波等参数，能适应频率选择性信道和时变信道的特点，提高了***频谱效率。

Description

可重构OFDM***及其发送和接收操作方法

技术领域

本发明涉及一种可重构的正交频分复用(OFDM)***，特别是采用OFDM的无线局域网、移动通信、地面数字电视广播等的信息传输***及其发送和接收操作方法。

背景技术

随着无线网络、多媒体技术和因特网的逐渐融合，人们对无线通信业务的类型和质量的要求越来越高。为满足无线多媒体和高速率数据传输的要求，需要开发新一代无线通信***。在新一代无线***中，从物理层、媒体接入控制层到网络层，将广泛采用一些新技术，例如正交频分复用(OFDM)等。

OFDM在频域把信道分成许多正交子信道，整个宽带频率选择性信道被分成相对平坦的子信道，同时，在每个OFDM符号间***循环前缀(CP)作为保护间隔(GI)，大大降低了符号间的干扰(ISI)。由于OFDM具有抗多径能力强等优点，它已在ADSL、VDSL、DVB、DAB和WLAN等***中得到成功应用，且普遍认为它是新一代无线传输链路的关键技术。

在OFDM***中，一个重要的特点是引入循环前缀来降低多径信道时延扩展所引起的ISI影响。一般的OFDM***，按照CP长度大于信道最大时延扩展的原则(通常为时延扩展均方根RMS值的2～4倍)，来设计固定的CP。实际测试表明，在室内办公环境，RMS值约为35ns，而在工厂等环境，RMS值达300ns。若根据室内办公环境设计CP，当移动终端进入厂矿等环境时会受到严重ISI；若根据厂矿等环境设计CP，当移动终端进入室内办公环境时，CP的长度存在着加大余量，耗费了额外功率资源等缺陷。

图5是根据现有技术的OFDM***的操作流程图。在步骤S501，接收端根据接收到的信号估计出信道状态信息；在步骤S502，计算消除符号延迟的最小保护时隙(循环前缀)的长度；以及在步骤S503，调整OFDM符号保护时隙长度。在一些文献公开的现有技术中通过设计合理CP长度来解决该问题。例如，美国专利US6535550揭示了根据接收端输出的信号样本调节循环前缀长度。欧洲专利EP1439679中，对传送电视信号的OFDM***，提出了改变保护时隙(CP)长度、载波周期等来区分不同载波。日本专利JP2003152670提出了由保护时隙末端的N个样本和有效符号末端的N个样本之间的相关值来决定保护时隙的长度。欧洲专利EP1014639提出了利用信道质量来计算消除延迟符号的最小保护时隙长度。已有的这些专利中，大多仅从静态信道出发来设计CP长度，且改变CP长度时未重新设计传送数据的载波，基于此，本发明提出一种具有可扩缩特性的OFDM***及其发送和接收操作方法。

参考文献列表：

[1]Hyunsoo cheon、Daesik Hong发表在IEEE communicationletters、2002年5月、第6卷、第3号、第190～192页上的题为“Effectof channel estimation error in OFDM-based WLAN”的文章。

[2]Osval do Simeone、Yeheskel Bar-Ness、Umberto Spagnolini发表在IEEE TRANSACTIONS ON WIRELESS COMMUNICATIONS、2004年1月、第3卷、第1号上的题为“Pilot-Based Channel Estimation forOFDM Systems by Tracking the Delay-Subspace”的文章。

[3]R.Negi和J.Cioffi发表在IEEE Trans.ConsumerElectron.、1998年8月、第44卷、第1122～1128页上的题为“Pilottone selection for channel estimation in a mobile OFDM system”的文章。

发明内容

本发明的目的在于提供一种适应信道环境变化的OFDM***及其操作方法，用于克服传统OFDM***中固定CP的缺点。

根据本发明的第一方面，提出了一种可重构正交频分复用***，包括发送端和接收端，其特征在于：所述发送端包括循环前缀控制装置，所述接收端包括信道时延和多普勒估计装置、以及循环前缀控制装置，所述信道时延和多普勒估计装置利用接收到的导频信号，估计出信道的最大时延扩展均方根值和多普勒频移，根据信道的最大时延扩展均方根值和多普勒频移，确定正交频分复用符号的时间周期的上、下界，并确定其周期；并把这些估计信息输入到接收端的循环前缀控制装置，并通过反馈信道把控制信息返送给发送端的循环前缀控制装置；所述接收端和发送端的循环前缀控制装置根据信道带宽、正交频分复用符号时间周期和带宽效率系数，确定正交频分复用符号的调制载波数、总子载波数和循环前缀占用的子载波数；并利用所获得的正交频分复用参数，对所述发送端和接收端的操作进行控制。

优选地，所述信道时延和多普勒估计装置根据***要求的最大载波频偏和信道最大多普勒频移之比，确定正交频分复用符号时间周期的上界。

优选地，所述信道时延和多普勒估计装置根据多径信道的最大时延扩展均方根值，首先确定循环前缀持续时间，进而确定正交频分复用符号的时间周期的下界。

优选地，所述信道时延和多普勒估计装置将所述循环前缀持续时间设置为大于或等于最大时延扩展均方根值的2倍且小于其4倍。

优选地，所述信道时延和多普勒估计装置根据循环前缀周期和正交频分复用符号周期之比，确定正交频分复用符号的时间周期的下界。

此外，在根据本发明的可重构正交频分复用***中，所述发送端还包括：逆离散傅氏变换装置，用于将输入信号调制成正交频分复用符号；加入循环前缀装置，用于根据所述发送端循环前缀控制装置的控制，在每个正交频分复用符号前***循环前缀；发射射频链，用于对正交频分复用基带符号进行调制；发射天线，用于将调制后的正交频分复用基带符号发射到信道上；以及所述接收端还包括：接收天线，用于接收发送端所发射的信号；接收射频链，用于将接收天线所接收到的信号下变频为基带信号；移出循环前缀装置，根据所述接收端循环前缀控制装置的控制，删除正交频分复用基带符号的循环前缀；离散傅氏变换装置，对正交频分复用符号进行解调，并输出解调后的正交频分复用符号。

根据本发明的第二方面，提出了一种可重构正交频分复用***的发送和接收操作的方法，其特征在于包括以下步骤：利用发送的导频序列，估计出多径信道的最大时延扩展均方根值和信道的最大多普勒频移；根据多径信道的最大时延扩展均方根值，确定正交频分复用符号的时间周期的下界；根据信道最大多普勒频移，确定正交频分复用符号的时间周期的上界；根据正交频分复用符号的时间周期的上、下界，确定其周期；根据信道带宽、正交频分复用符号的时间周期和带宽效率系数，确定正交频分复用符号的调制载波数、总子载波数和循环前缀占用的子载波数；利用所获得的正交频分复用参数，对所述可重构正交频分复用***的发送端和接收端的发送和接收操作进行控制。

优选地，根据***要求的最大载波频偏和信道最大多普勒频移之比，确定正交频分复用符号的时间周期的上界。

优选地，根据多径信道的最大时延扩展均方根值，首先确定循环前缀持续时间，进而确定正交频分复用符号的时间周期的下界。

优选地，将所述循环前缀持续时间设置为大于或等于最大时延扩展均方根值的2倍且小于其4倍。

优选地，根据循环前缀周期和正交频分复用符号周期之比，确定正交频分复用符号的时间周期的下界。

附图说明

下面将参照附图，对本发明的优选实施例进行详细的描述，其中：

图1示出了OFDM符号的示例；

图2示出了根据本发明一个实施例的可重构OFDM***的方框图；

图3示出了用在根据本发明实施例的可重构OFDM***中的OFDM符号结构；

图4示出了根据本发明实施例的可重构OFDM***的操作方法的流程图；以及

图5是根据现有技术的OFDM***的操作流程图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作具体说明。应该指出，所描述的实施例仅是为了说明的目的，而不是对本发明范围的限制。所描述的各种数值并非用于限定本发明，这些数值可以根据本领域普通技术人员的需要进行任何适当的修改。

在传统的OFDM***中，基带信息比特流经过编码、调制，串并变换后分别送到多个子载波上，分别对各子载波数据进行逆离散傅氏变换(IDFT)、射频放大后发送。为消除符号间干扰(ISI)，在OFDM符号间***循环前缀(CP)作为保护间隔。在接收端，删除CP后，利用离散傅氏变换(DFT)对各个子载波数据流进行解调，并经并串转换为串行数据流后，最后解调、译码恢复出发送信号。在传统的OFDM***中，为抵抗多径衰落，在OFDM符号间***固定长度的CP，如图1(a)所示。当移动终端运动时，其信道环境不断发生变动，信道的时延扩展均方根(RMS)值也随之而变。假设存在两种信道环境，信道1的时延最大RMS值为τ_max1，信道2的时延最大RMS值为τ_max2，且τ_max2＜＜τ_max1。若根据τ_max1来设计CP，其长为l₁，若依据τ_max2来设计CP，其长为l₂，且l₁＞l₂，如图1(b)。这时，可以看到，若固定地设计CP长为l₁，则对于信道2，耗费的时域样本数为l₁-l₂。相反，若随信道环境改变，自适应地调整CP，如对于信道2，把CP的长度改变为l₂，则可增加(l₁-l₂)个OFDM子载波，这样，既避免了资源浪费，也可以提高***速率。

具体地讲，为了克服***固定CP的缺点，本发明提出了一种可重构OFDM***，如图2所示。图2示出了根据本发明实施例的可重构OFDM***的方框图。在基站发送端，输入信息流经IDFT单元201调制成OFDM符号后，加CP单元202在每个OFDM符号前***循环前缀(CP)，RF链203把OFDM基带符号调制后经天线204发射到信道上。在用户接收端，RF链207把从天线206接收到的信号下变频为基带信号，移出CP单元208把OFDM基带符号的循环前缀删除，DFT单元209对OFDM符号进行解调后输出；用户端的信道时延和多普勒估计单元210利用接收到的导频信号估计出信道的RMS范围和用户终端的速率、多普勒频移，并把这些估计信息输入到CP控制单元211，该单元211把CP控制信息输入到移出CP单元208，并通过反馈信道把控制信息返送到基站端的CP控制单元205，CP控制单元205用以调整CP的长度。

根据对以上***的描述，若在静态信道环境下，先利用估计得到信道的RMS值，再设计CP长度。下面从OFDM***参数出发讨论如何设计高频谱效率的传输***。

先定义以下参数：信道带宽B；***子载波数N；(I)FFT调制载波数N_mod(因(I)FFT运算时可能需要补零操作，故N_mod≤N)；CP长N_CP；调制星座阶数C；子载波周期T。则得到：OFDM符号周期(持续时间)T_s＝NT；子载波间频率间隔Δf_c＝l/T_s；CP持续时间T_CP＝N_CPT。***频谱效率可由公式(1)表示。

$\mathrm{\η}=\frac{N_{\mathrm{mod}}}{N+N_{\mathrm{CP}}}\·\frac{{\log }_{2}C}{\mathrm{BT}}---\left(1\right)$

它表示一个OFDM符号块(包括CP)的传输速率。引入带宽效率α＝N_modΔf_c/B，则频谱效率可用公式(2)表示为。

$\mathrm{\η}=\frac{\mathrm{\α}}{1+N_{\mathrm{CP}}/N}\·{\log }_{2}C$

$=\frac{\mathrm{\α}}{1+T_{\mathrm{CP}}/T_s}\·{\log }_{2}C---\left(2\right)$

若定义ζ＝T_CP/T_s，则可将公式(2)进一步改写为下面的公式(3)。

$\mathrm{\η}=\frac{\mathrm{\α}}{1+\mathrm{\ζ}}\·{\log }_{2}C---\left(3\right)$

当带宽效率系数α固定后，为获得最高频谱效率，需使ζ尽可能小。因此，当移动终端从较大时延扩展信道进入较低时延扩展信道时，自适应地缩短CP持续时间，同时，在OFDM符号块持续时间不变的情况下，延长OFDM数据符号时间T_s，ζ相应变小，***的频谱效率提高。若令T_CP＝(2～4)τ_max，则可设计OFDM符号周期如公式(4)所示

T_s＝(2～4)τ_max/ζ           (4)

通常，为降低CP的开销，一般设定ζ≤1/4，如在IEEE802.11a标准中，CP持续时间为800ns，占OFDM符号持续时间4μs的1/5，即ζ＝1/5。

以上分析了静态多径信道下的参数设计，下面讨论时变(动态)信道条件下的参数调整。这时，需考虑到由于终端移动引起的载波频偏ε而造成的载波间干扰(ICI)，ICI功率的上界由公式(5)表示(参见参考文献[1])

$P_{\mathrm{ICI}}<\frac{{\mathrm{\&pi;}}^2}{3}\&CenterDot;{\mathrm{\&epsiv;}}^2---\left(5\right)$

由此可知，载波频偏ε越小，载波间干扰(ICI)也越低。若最大多普勒频移为f_d，则最大载波频偏为ε＝f_d/Δf_c，即如公式(6)所示

ε＝f_dT_s                     (6)

故可得T_s＝ε/f_d，因ε越小，OFDM性能越好，故T_s的上限为T_s＝ε/f_d，即可表示为公式(7)

T_s≤ε/f_d                    (7)

联立公式(4)和(7)，得到在时变多径信道下的OFDM符号周期应满足由下面的公式(8)表示的条件：

(2～4)τ_max/ζ≤T_s≤ε/f_d    (8)

上述条件联合信道参数和***参数特征来确定OFDM数据符号持续时间，具有频谱效率高、鲁棒性强的优点。

图3示出了用在图2所示的可重构OFDM***中的OFDM符号结构。在图3中，OFDM符号周期保持不变，但CP长度和传送数据的调制子载波数随信道条件而变。

图4示出了根据本发明实施例的可重构OFDM***的操作方法的流程图。

首先，在步骤S401，接收端利用发送的导频序列、根据现有技术，例如上面提到的参考文献[2]、[3]所提出的方法，估计出多径信道的最大时延扩展均方根RMS值。在步骤S402，选取循环前缀持续时间大于或等于最大时延扩展均方根值的2倍且小于其4倍。在步骤S403，根据循环前缀周期和OFDM符号周期之比，确定OFDM符号时间周期的下界(等式(4))。与此同时，在步骤S404，接收端利用发送的导频序列，估计出信道的最大多普勒频移。在步骤S405，根据***要求的最大载波频偏和信道最大多普勒频移之比，确定OFDM符号时间周期的上界(等式(7))。在步骤S406，根据OFDM符号时间周期的上、下界，确定其周期。在步骤S407，根据信道带宽、OFDM符号时间周期和带宽效率系数，计算得到OFDM符号的调制载波数，总子载波数和循环前缀占用的子载波数。最后，在步骤S408，将获得的OFDM参数送入循环前缀控制单元，该单元把各参数的控制信息输出到对应的单元，并调整参数。

与传统方法(见图5)相比，本发明明确地指出了需要估计的信道信息为最大时延扩展均方根值和最大多普勒频移，并根据这些信道条件重新调整循环前缀和传送数据的载波数。在传统方法中，仅利用了静态信道的最大时延扩展均方根值信息来设计CP长度，也未对传送数据的载波进行任何重新调整。

以下给出了应用根据本发明的可重构OFDM***及其操作方法的具体实例。假设某信道的RMS为τ_max＝200ns，工作载波频段f_c＝5GHz，终端移动速度v＝30m/s，最大多普勒频移f_d＝v/λ＝vf_c/c＝30×5×10⁹/3×10⁸＝500Hz，信道带宽B＝15MHz，QPSK调制。若选择ζ＝0.2，带宽效率系数α＝0.8，频偏ε≤0.005，则可得到：

CP周期T_CP＝4τ_max＝800ns；

OFDM符号持续时间的范围为：

4τ_max/ζ≤T_s≤ε/f_d＝800ns/0.2≤T_s≤0.005/500＝4μs≤T_s≤10μs，选择T_s＝4μs，这时OFDM数据载波部分持续时间为4-0.8＝3.2μs；

调制载波数N_mod＝αT_sB＝0.8×4×10^-6×15×10⁶＝48；

子载波数N＝N_mod/α＝48/0.8＝60，为易于FFT实现，***4个零子载波(不传送数据)，选择N＝64；

CP长度为 $N_{\mathrm{CP}}=\frac{T_{\mathrm{CP}}}{T_s}\&CenterDot;N=\frac{0.8}{4}\&CenterDot;64=12.8,$ 取为12；

***频谱效率 $\mathrm{\&eta;}=\frac{48}{64+12}\&CenterDot;\frac{{\log }_{2}2}{15\&times;{10}^6\&times;4\&times;{10}^{-6}/64}=0.67\mathrm{bps}/\mathrm{Hz}.$

若移动终端进入另一环境中，该信道的RMS为τ_max＝50ns，若利用该RMS值重新设计，则相关***参数为：

CP周期T_CP＝4τ_max＝200ns；

OFDM符号持续时间范围为：

4τ_max/ζ＝200ns/0.2≤T_s＝1μs≤T_s，为降低复杂度，选择与前述情况相同的T_s＝4μs，这时OFDM数据载波部分持续时间为4-0.2＝3.8μs，与前述情况相比，该持续时间增加了0.6μs。这部分时间可用于增加传送数据的载波数，故可选择较大的带宽效率系数α＝0.95；

调制载波数N_mod＝αT_sB＝0.95×4×10^-6×15×10⁶＝57；

子载波数N＝N_mod/α＝57/0.95＝60，为易于FFT实现，***4个零子载波(不传送数据)，选择N＝64；

CP长度为 $N_{\mathrm{CP}}=\frac{T_{\mathrm{CP}}}{T_s}\&CenterDot;N=\frac{0.2}{4}\&CenterDot;64=3.2,$ 取为4；

***频谱效率 $\mathrm{\&eta;}=\frac{57}{64+4}\&CenterDot;\frac{{\log }_{2}2}{15\&times;{10}^6\&times;4\&times;{10}^{-6}/64}=0.89\mathrm{bps}/\mathrm{Hz}.$

可见，在根据信道环境的不同，自适应地调整CP和调制载波参数后，***频谱效率提高了0.89-0.67＝0.22bps/Hz，相应地，传输速度可提高0.22×15×10⁶＝3.3Mbps，且同时满足抗ISI条件。

尽管已经针对典型实施例示出和描述了本发明，本领域的普通技术人员应该理解，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以进行各种其他的改变、替换和添加。因此，本发明不应该被理解为被局限于上述特定实例，而应当由所附权利要求所限定。

Claims (11)

1、一种可重构正交频分复用***，包括发送端和接收端，其特征在于：

所述发送端包括循环前缀控制装置，所述接收端包括信道时延和多普勒估计装置、以及循环前缀控制装置，

所述信道时延和多普勒估计装置利用接收到的导频信号，估计出信道的最大时延扩展均方根值和多普勒频移，根据信道的最大时延扩展均方根值和多普勒频移，确定正交频分复用符号的时间周期的上、下界，并确定其周期；并把这些估计信息输入到接收端的循环前缀控制装置，并通过反馈信道把控制信息返送给发送端的循环前缀控制装置；

所述接收端和发送端的循环前缀控制装置根据信道带宽、正交频分复用符号时间周期和带宽效率系数，确定正交频分复用符号的调制载波数、总子载波数和循环前缀占用的子载波数；并利用所获得的正交频分复用参数，对所述发送端和接收端的操作进行控制。

2、根据权利要求1所述的可重构正交频分复用***，其特征在于所述信道时延和多普勒估计装置根据***要求的最大载波频偏和信道最大多普勒频移之比，确定正交频分复用符号时间周期的上界。

3、根据权利要求1所述的可重构正交频分复用***，其特征在于所述信道时延和多普勒估计装置根据多径信道的最大时延扩展均方根值，首先确定循环前缀持续时间，进而确定正交频分复用符号时间周期的下界。

4、根据权利要求3所述的可重构正交频分复用***，其特征在于所述信道时延和多普勒估计装置将所述循环前缀持续时间设置为大于或等于最大时延扩展均方根值的2倍且小于其4倍。

5、根据权利要求3所述的可重构正交频分复用***，其特征在于所述信道时延和多普勒估计装置根据循环前缀周期和正交频分复用符号周期之比，确定正交频分复用符号时间周期的下界。

6、根据前述权利要求中的任何一项所述的可重构正交频分复用***，其特征在于：

所述发送端还包括：逆离散傅氏变换装置，用于将输入信号调制成正交频分复用符号；加入循环前缀装置，用于根据所述发送端循环前缀控制装置的控制，在每个正交频分复用符号前***循环前缀；发射射频链，用于对正交频分复用基带符号进行调制；发射天线，将调制后的正交频分复用基带符号发射到信道上；以及

所述接收端还包括：接收天线，用于接收发送端所发射的信号；接收射频链，用于将接收天线所接收到的信号下变频为基带信号；移出循环前缀装置，根据所述接收端循环前缀控制装置的控制，删除正交频分复用基带符号的循环前缀；离散傅氏变换装置，对正交频分复用符号进行解调，并输出解调后的正交频分复用符号。

7、一种自适应地控制可重构正交频分复用***的发送和接收操作的方法，其特征在于包括以下步骤：

利用发送的导频序列，估计出多径信道的最大时延扩展均方根值和信道的最大多普勒频移；

根据多径信道的最大时延扩展均方根值，确定正交频分复用符号的时间周期的下界；

根据信道最大多普勒频移，确定正交频分复用符号的时间周期的上界；

根据正交频分复用符号的时间周期的上、下界，确定其周期；

根据信道带宽、正交频分复用符号的时间周期和带宽效率系数，确定正交频分复用符号的调制载波数、总子载波数和循环前缀占用的子载波数；

利用所获得的正交频分复用参数，对所述可重构正交频分复用***的发送端和接收端的发送和接收操作进行控制。

8、根据权利要求7所述的方法，其特征在于根据***要求的最大载波频偏和信道最大多普勒频移之比，确定正交频分复用符号的时间周期的上界。

9、根据权利要求7所述的方法，其特征在于根据多径信道的最大时延扩展均方根值，首先确定循环前缀持续时间，进而确定正交频分复用符号的时间周期的下界。

10、根据权利要求9所述的方法，其特征在于将所述循环前缀持续时间设置为大于或等于最大时延扩展均方根值的2倍且小于其4倍。

11、根据权利要求9所述的方法，其特征在于根据循环前缀周期和正交频分复用符号周期之比，确定正交频分复用符号时间周期的下界。

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