CN1868147A - 信道自适应天线选择的方法及*** - Google Patents

Abstract

本发明提供一种在多天线单元通信***中进行信道－自适应天线选择的***和方法。例如，在一个实施例中，选择接收器的接收天线的子集来接收被发射的RF信号的方法包括以下一项或多项：建立接收天线的可能的子集；确定与各个接收天线的可能子集对应的信道参数统计组；计算接收器的输出误码率，每个输出误码率都基于至少一组信道参数统计而计算；基于一定的标准选择接收天线的特定的可能子集，该标准以所计算的输出误码率为基础；将接收器的一个或多个RF链连接到所选择的特定可能子集的接收天线上。

Description

信道自适应天线选择的方法及***

技术领域

本发明涉及通信***，更具体地，涉及一种在多天线单元通信***中进行天线选择的方法和***。

背景技术

当前多数无线通信***都由配有单个发射和接收天线的节点组成。据预测，通过使用多个发射和/或多个接收天线，很多通信***的性能包括容量将得到充分的提升。这种天线配置形成了“智能”天线技术的基础。结合时空信号处理的智能天线技术可用于降低输入信号多径衰落的有害影响和抑制干扰信号。这样，已有的或正在部署的数字无线***(例如，基于CDMA的***、基于TDMA的***、WLAN***和基于OFDM的***如IEEE 802.11a/g)的性能和容量将得到提升。

通过使用为在信号接收处理过程中引入分集增益和抑制干扰而设计的多单元天线***，上述类型的无线***的至少一些性能损害会得到部分地改善。如J.H.Winters等人在1994年2月《IEEE通信学报》第42卷2/3/4号1740-1751页中“The Impact of Antenna Diversity On the Capacity ofWireless Communication Systems”所介绍。通过减轻多径以得到更均衡覆盖、增加接收信噪比以获得更大距离或降低所需的发射功率、提供更好的稳健性以抗干扰、或者允许更多的频率重用以获得更大的容量，这种分集增益提升了***性能。

在结合了多天线接收器的通信***中，一组M个接收天线能消除M-1个干扰。因此，可以用N个发射天线在同一带宽上同时发射N个信号，接着，这N个发射信号被接收器的一组N个天线分成N个单独的信号。这种***通常称为多入多出(MIMO)***，并已得到广泛研究。例如，参见J.H Winters在《IEEE通信学报》1987年11月COM-35卷11号的论文“Optimum combiningfor indoor radio systems with multiple users”；C.Chuan等人在1998年11月的《全球通信***学会’98，澳大利亚，悉尼，IEEE 1998》1894-1899页的论文“Capacity of Multi-Antenna Array Systems In Indoor WirelessEnvironment”；D.Shiu等人在《IEEE通信学报》2000年3月48卷3号502-513页的论文“Fading Correlation and Its Effect on the Capacity ofMulti-Element Antenna Systems”。

一些多元天线阵列(如MIMO)为***增加了容量，这可通过使用上面提到的配置来实现。MIMO***中，在对接收器可适用信道的理想估算的假设之下，接收信号分解到M个“空间复用”的独立信道。这样使容量得以增加，相当于单天线***的M倍。在总发射功率固定的前提下，MIMO提供的容量与天线单元的数目成线性比例。具体地，已证实：在总带宽和总发射功率不增加的情况下，具有N个发射和N个接收天线的数据速率可以是单天线***的N倍。例如，参见G.J.Foschini等人在Kluwer Academic Publishers出版的1998年3月的《无线个人通信》第6卷第3号第311-335页上“On Limits ofWireless Communications in a Fading Environment When Using MultipleAntennas”。在以N倍空间复用为基础的实验性MIMO***中，通常在给定的发射器或接收器上使用超过N个的天线。因为每个额外的天线都增加分集增益和天线增益，而干扰抑制适用于所有的N个空间复用信号。参见G.J.Foschini等人在IEEE Journal on Selected Areas in Communications 1999年11月11期17卷1841-1852页的“Simplified processing for highspectral efficiency wireless communication employing multi-elementarrays”。

虽然增加发射和/或接收天线的数目增强了MIMO***的多方面性能，但是为每个发射和接收天线提供独立的RF链路使成本增加。通常每个RF链路包括低噪声放大器、滤波器、下变频器和模-数转换器(A/D)，其中，后三者占据了RF链路成本的主要部分。在一些现有的单天线无线接收器中，所需的单个RF链路的成本超过接收器总成本的30％。很显然，随着发射和接收天线增加，总的***成本和功率消耗将显著地增加。

目前已经找到一些处理上述缺陷的方法，如美国专利公开号为20020102950、名称为“Method and apparatus for selection and use ofoptimal antennas in wireless systems”；A.Molisch等人在2001年6月IEEE ICC学会，芬兰，赫尔辛基，2卷第570-574页的“Capacity of MIMOSystems with antenna selection”；以及R.S.Blum等人在《IEEECommunications Letters》2002年8月第6卷第8期第322-324页的“Onoptimum MIMO with antenna selection”，其中，从众多天线中选择发射/接收天线的子集。因为具有N倍的空间复用，所以至少要使用N个RF链路，典型地，从接收器上总共M个天线中选择N个天线和/或从发射器总共n_T个天线中选择N个天线，其中M＞N并且n_T＞N。

具有天线选择的***的性能取决于选择过程中使用的标准。使用的标准不同，即使在相同的信道条件下也可能导致选择的天线子集不同，从而造成性能不同。部分上面提到的文献主张使用最大化容量的标准选择天线子集。但是，容量是一个理想量，该理想量可能是无法达到的，因为她需要完美的编码和/或均衡和/或连续的调制。实际上，使用的是有限编码(或者甚至没有编码)和量化调制，且均衡器不是理想的。

发明内容

本发明的一些方面涉及在多天线单元通信***中提供信道-自适应天线选择的***和方法。

根据本发明一些方面的一个实施例中，从具有M个天线单元的发射器或具有M个天线单元的接收器中选择N个天线的***，其中N小于M，该***包括：例如，M个天线单元发射器或M个天线单元接收器中的M个天线单元、N个RF链路、连接于该N个RF链路的开关。所述M个天线单元接收器为该M个天线单元中每个可能的N天线单元子集计算输出误码率。每个输出误码率都基于至少一组信道参数统计而计算。该M个天线单元接收器根据以所计算的输出误码率为基础的标准选择特定的N天线单元子集。作为对基于所述标准选择特定的N天线单元子集的响应，所述开关将N个RF链路连接到该特定N天线单元子集的N天线单元上。

根据本发明一些方面的另一个实施例中，选择接收器的接收天线的子集来接收所发射的RF信号的方法包括，例如，以下一项或多项：建立接收天线的可能的子集；确定与所述接收天线的可能的子集对应的信道参数统计；计算接收器的输出误码率，每个输出误码率都基于至少一组信道参数统计而计算；根据以所计算的输出误码率为基础的标准选择接收天线的特定的可能子集；将接收器的一个或多个RF链路连接到所选择的特定的可能子集的接收天线上。

根据本发明一些方面的再一个实施例中，选择发射器的发射天线的子集以发射RF输入信号的方法，其中所发射的RF输入信号作为随后被接收器接收的多个输出RF信号，所述方法包括，例如，以下一项或多项：建立发射天线的可能的子集；确定与所述发射天线的可能的子集对应的信道参数统计组；选择分别与各组信道参数统计对应的发射模式；计算接收器的输出误码率，每个输出误码率都基于至少一组信道参数统计以及至少一种所选择的发射模式计算；根据至少以所计算的输出误码率为基础的标准选择发射天线的特定的可能子集；将发射器的一个或多个RF链路连接到所选择的特定的可能子集的发射天线上。

根据本发明一些方面的另一个实施例中，提供一种在包括发射器和接收器的通信***中选择天线的方法，所述发射器包括发射天线，该发射天线使用两个或多个RF发射链路通过信道发射一组空间复用的RF输出信号。所述接收器包括接收天线，该接收天线用于接收该组空间复用的RF输出信号和相应地生成一组经两个或多个RF链路处理的空间复用的接收RF信号。所述方法包括以下一项或多项：建立该发射天线的可能的子集和该接收天线的可能的子集；确定对应于该发射天线的可能子集之一和该接收天线的可能子集之一的各种组合的信道参数统计；选择分别与各种信道参数统计对应的发射模式；计算接收器的输出误码率，每个输出误码率都基于至少一组信道参数统计以及所选择的相应的发射模式而计算；根据至少以所计算的输出误码率为基础的标准选择发射天线的特定的可能子集和接收天线的特定的可能子集；将所述两个或多个RF发射链路连接到所选择的特定的发射天线的可能子集上；将两个或多个RF接收链路连接到所选择的特定的接收天线的可能子集上。

根据本发明一些方面的又一个实施例中，提供一种在包括发射器和接收器的通信***中选择天线的方法。所述发射器包括发射天线，该发射天线使用一个或多个RF发射链路通过信道发射一组RF输出信号。所述接收器包括接收天线，该接收天线用于接收该组RF输出信号和相应地生成一组经一个或多个RF接收链路处理的接收RF信号。所述方法包括以下一项或多项：建立该发射天线的可能的子集和该接收天线的可能的子集；确定对应于该发射天线的可能子集和该接收天线的可能子集的各种组合的信道参数统计；选择分别与各种信道参数统计对应的发射模式；计算接收器的输出误码率，每个输出误码率都基于至少一组信道参数统计以及所选择的相应的发射模式而计算；根据至少以所计算的输出误码率为基础的标准选择发射天线的特定的可能子集和接收天线的特定的可能子集；将所述一个或多个RF发射链路连接到所选择的特定的发射天线的可能子集上；将所述一个或多个RF接收链路连接到所选择的特定的接收天线的可能子集上。

通过以下的描述和附图，可以更深入地理解本发明的各种优点、各种特性各个方面及其实施例的细节。其中，同一个附图标记在各幅附图中用于表示相同的或相似的部件。

附图说明

图1A和图1B是常规的MIMO***的示意图；

图2A和图2B是根据本发明一些方面的MIMO***的示意图；

图3是根据本发明一些方面的SM-MIMO-OFDM***的示意图；

图4A和图4B是根据本发明一些方面进行天线选择的流程图；

图5是根据本发明一些方面导致的性能变化的示意图；

图6是根据本发明一些方面的SC-MIMO-OFDM***的示意图；

图7是根据本发明一些方面的DS-SS SIMO***中的接收器的示意图。

具体实施方式

一、概述

本发明一些方面的一些实施例涉及使用具有多个天线单元的发射器和/或接收器的通信***。

本发明一些方面的一些实施例涉及在多天线单元通信***中提供信道-自适应天线选择的方法和***。

实施本发明一些方面的一些实施例，有助于根据至少部分地以所计算的输出误码率为基础的标准在一个或多个多天线无线通信设备中选择天线单元子集。

实施本发明一些方面的一些实施例，有助于在一个或多个多天线无线通信设备中选择天线单元的子集，从而使误码率(BER)最小化或最优化。

实施本发明一些方面的一些实施例，有助于根据至少部分地以所计算的输出误码率为基础的标准在一个或多个多天线无线通信设备中信道-自适应地选择天线单元子集。

实施本发明一些方面的一些实施例，能够使用比射频(RF)链路数目更多的天线单元。本发明一些方面的一些实施例以具有成本效益的方式提高了***性能。

可以使用本发明一些方面的一些实施例来选择多天线发射器中天线单元的子集以发射信号和/或选择多天线接收器中天线单元的子集以接收信号。

本发明一些方面的一些实施例中，至少部分地根据至少部分地以所计算的输出误码率为基础的标准来选择天线单元的子集。

本发明一些方面的一些实施例中，至少部分地基于最小误码率来选择天线单元的子集。

本发明一些方面的一些实施例适用于使用，例如，码分多址信号、扩频信号、单载波信号、多载波信号、正交频分复用信号和超宽带信号、时空分集信号和空间复用信号的通信***。

本发明一些方面的一些实施例中，至少部分地根据以与一个或多个通信信道相关的参数(例如统计参数)为基础的最小误码率来选择天线单元的子集。本发明一些方面的一些实施例中，至少部分地基于根据一个或多个适用的通信信道的参数统计而计算出的最小误码率来选择天线单元的子集。

本发明一些方面的一些实施例可用于在多入多出(MIMO)通信***中选择天线。例如，MIMO通信***提供发射器，该发射器通过N个发射天线单元广播多个(N个)空间复用信号，该N个天线单元是从一组n_T个天线单元中选取，其中n_T＞N。例如，MIMO通信***提供接收器，该接收器中共M个天线单元，从其中选择N个接收天线单元，其中M＞N，该N个接收天线单元生成的输出信号数目等于空间复用信号的数目。然后该输出信号被提供给对应的RF链路以在基带中处理。这样，本发明一些方面的一些实施例有利于使BER最小化(例如，信道-自适应的BER最小化)和/或降低多天线***中RF信号的处理成本。

根据本发明一些方面的一些实施例提供一种发射器，该发射器包括一个或多个RF链路和特定数量的发射天线，其中，RF链路的数量等于或少于发射天线的数量。根据本发明一些方面的一些实施例提供一种***和/或方法，例如，选择特定的多个发射天线的子集，被选择的天线子集发射RF输入信号，所发射的RF信号随后作为多个RF输出信号由接收器接收。建立特定多个发射天线的多个可能子集(例如，其数目等于或小于包括特定数量的发射天线或其他类型组合特性的可能子集的数目)。确定对应于该特定多个发射天线的可能子集的多组信道参数统计或其他参数。选择与相应的信道参数统计对应的发射模式或其他类型的模式。所述发射模式包括，例如，调制水平和/或编码率。例如，计算接收器的多个BER(如输出BER)。其中，每一个输出BER都至少部分地基于一组信道参数统计和/或相应的所选择的发射模式来计算。例如，特定多个发射天线的可能子集可以基于至少部分地根据输出BER和/或所选择的发射模式而定的标准来选择。接着，一个或多个RF链路被连接到所述发射天线上或特定多个发射天线中被选择的可能子集的发射天线上。

根据本发明一些方面的一些实施例提供信道参数统计，其包括，一阶统计、二阶统计和更高阶统计。信道参数统计包括以下一项或多项：例如，接收器的输出信噪比、输出信号与干扰及噪声比、似然率(例如对数似然率)、信号群的欧几里得距离(Euclidean distance)。例如，信道参数统计可在频域或时域上计算。

根据本发明一些方面的天线选择方法的一些实施例可用于不同类型的多天线通信***中。在特定的实施例中，可将根据本发明一些方面的天线选择方法的一些实施例应用到单信道(SC)***(如，没有空间复用的***)的多天线接收器中，应用到单信道***的多天线发射器中或应用到使用空间复用(SM)或单信道的MIMO***的发射器和/或接收器中。

例如，根据本发明一些方面的一些实施例，从一组M个可用的天线单元中选取N个接收天线单元(其中M＞N)，例如，考虑多种信道参数统计时，所选择的天线单元的子集使BER最小化。实现过程如下：首先建立多个发射天线的可能子集和M个接收天线的可能子集。该方法还包括确定对应于发射天线的可能子集之一和接收天线的可能子集之一的各种组合的多组信道参数统计。选择分别与所述多组信道参数统计对应的多个发射模式。另外，至少部分地基于所述多组信道参数统计中的一组参数统计及对应的多个发射模式中的一个模式来计算接收器的多个输出误码率。接着，基于一定的标准选择多个发射天线的一个可能子集和多个接收天线的一个可能子集，其中，该标准至少部分地根据所述多个输出误码率及多个发射模式而确定。该方法还包括：将一个或多个RF发射链路连接到多个发射天线的所述一个可能子集和将一个或多个RF接收链路连接到多个接收天线的所述一个可能子集上。

根据本发明一些方面的一些实施例提供一种标准，例如，该标准基于以下一项或多项：输出误码率、发射模式、输出误码率的最小值、数据速率的最大值、接收器第一级上的数据速率的最大值和接收器第二级上的输出误码率的最小值。

当单信道或空间复用MIMO***在发射端和/或接收端使用多个RF链路的情况下，可将确定的基带加权和组合方案与天线选择方法相结合，一起应用到发射器(如预编码)和/或接收器中。例如，将基带加权和天线选择都设计成使BER最小化。在另一个实施例中，例如，在通过适当的天线选择使BER最小化的同时，可将基带加权设计成使输出信噪比(SNR)、信号与干扰及噪声比(SINR)或容量最大化。

根据本发明一些方面的一些实施例涉及用于多天线***，包括如N倍空间复用的多天线***中，基于最小化BER选择天线的信道-自适应方法和/或***。为了使根据本发明一些方面的一些实施例易于理解，下面提供用于在多天线***中实现天线选择的典型的架构的概况。随后，还提供与基于最小化BER进行信道-自适应的天线选择的***和方法相关的其他细节。

二、用于天线选择的架构

根据本发明一些方面的一些实施例可用于无线通信***中，该无线通信***中，发射器和/或接收器使用的RF链路数目少于使用的发射/接收天线的数目。在根据本发明一些方面的一些实施例中，从总共M个接收天线单元中选择N个接收天线单元，其中M＞N。这样生成N个RF输出信号，接着，该N个RF输出信号通过N个RF链路。在一个典型的实施例中，每个RF链路包括，例如滤波器、下变频转换器和A/D转换器。接着，每个RF链路的A/D转换器产生的输出信号被数字处理以产生N个空间复用的输出信号。通过在RF执行必需的天线子集的选择，具有多于N个的接收天线，但只有N个RF链路的N倍空间复用***的实现成本与具有N个接收天线的***的成本近似。因此，在相对低成本下通过使用额外的天线能提升接收器性能。

可在具有N个RF链路和n_T个发射天线的发射器上使用类似的技术，其中n_T＞N。在一个实施例中，该N个RF链路后紧接着开关，该开关将每个RF链路连接到从n_T个发射天线中选取的N个发射天线的子集上。与在接收器中一样，通过在RF执行必需的天线的子集的选择，具有多于N个的发射天线，但只有N个RF链路的N倍空间复用的***的实现成本与具有N个发射天线和N个RF链路的***的成本近似。因此，在相对低成本下通过使用额外的天线能提升发射器性能。

A、空间复用

根据本发明一些方面的一些实施例，空间复用(SM)提供一种基于在发射器和接收器上均使用多个天线的信号发射模式，这种模式下，能够增加无线链路的比特率而不需要增加相应的功率或带宽消耗。当接收器和发射器都使用N个天线的情况下，提供给发射器的信息符号的输入流被分成N个独立的子码流。空间复用试图让每个子码流都占据可适用的多址协议中相同的“信道”(如，时隙、频率或编码/键序列)。在发射器中，每个子码流分别加到该N个发射天线上并通过居间多径通信信道传播给接收器。接着，接收器配置的N个接收天线的接收阵列接收复合的多径信号。在接收器上，对来自接收天线阵列的相对于给定子码流的N个相位和N个振幅定义的“空间签名”进行估算。接着，应用信号处理技术以分离接收到的信号，该信号处理技术使原始子码流得以还原和合成到原始输入符号流中。J.H.Winters在《IEEE通信学报》1987年11月COM-35卷11号的论文”Optimum combining for indoor radiosystems with multiple users”中进一步阐述了空间复用通信的原理和典型的***实现。本发明全面参考了该论文。

B、常规的MIMO***

通过考虑图1所示的常规MIMO***，能够充分地阐述本发明的一些方面。如图1所示，图1中MIMO***100包括图1A所示的发射器110和图1B所示的接收器130。发射器110和接收器130分别包括数目为T的一组RF发射链路和数目为R的一组RF接收链路，这些RF链路被配置以发射和接收数目为N的一组空间复用信号。***100中，假设以下之一：(i)T大于N，R等于N；(ii)T等于N，R大于N；或者(iii)T和R都大于N。

参考图1A，将要发射的输入信号S，该信号典型地包括数字符号码流，由解复用器102分离成N个独立的子码流S_{1，2……，N}。接着，子码流S_{1，2……，N}被发送给数字信号处理器(DSP)105，DSP 105生成T个输出信号T_{1，2……，T}。该T个输出信号T_{1，2……，T}通常由将N个子码流S_{1，2……，N}通过加权而生成，即通过用T个不同的加权因子对该N个子码流S_1，2…，N中的每个子码流权进行加权(如，用一个复数相乘)而形成NT个码流。接着，将该N·T个码流组合以形成T个输出信号T_{1，2……，T}。然后，用T个数字-模拟(D/A)转换器108将该T个输出信号T_{1，2……，T}转换成T个模拟信号A_{1，2……，T}。通过在混频器112中将本地振荡器114产生的信号与该T个模拟信号A_{1，2……，T}混频将该T个模拟信号A_1，2…，T上变频到合适的发射载波RF频率。接着，该T个RF信号(如RF_{1，2……，T})由相应的放大器116放大并由相应的天线118发射。

现在参考图1B，发射器100发射的RF信号被安装在接收器130上的R个接收天线131接收。接收天线131接收的R个信号中的每个信号都被相应的低噪放大器133放大并通过滤波器135滤波。接着，利用混频器137将所得到的滤波信号从RF下变频到基带，每个混频器都由本地振荡器138提供一个本振信号。虽然图1B中的接收器都被配置成零差接收器，但也可以使用以中频(IF)频率为特征的外差接收器。然后，使用一组对应的R个模拟-数字(A/D)转换器140将混频器137产生的R个基带信号转换成数字信号。接着，数字信号处理器142将该R个数字信号D_{1，2……，R}加权和组合以形成N个空间复用输出信号S′_{1，2……，N}，该N个空间复用输出信号S′_{1，2……，N}包括发射信号S_{1，2……，N}的估算。然后，多路复用器155将该N个输出信号S′_{1，2……，N}进行多路复用以产生原始输入信号S的估算160(S′)。

C、空间复用通信***中RF的天线选择

现在参见图2，图2所示为具有发射器210和接收器250的MIMO通信***200，发射器210和接收器250在配置上能够仅使用N个发射/RF接收链路实现N倍的空间复用，即使发射器210和接收器250上分别装配有多于N个的发射/接收天线。具体地，发射器210包括一组MT个发射天线240，接收器包括一组MR个接收天线260，在本发明一些方面的一些实施例中，MT和/或MR大于或等于N。例如，(i)MT大于N，MR等于N；(ii)MT等于N，MR大于N；或着(iii)MT和MR都大于N。

如图2A所示，将要发射的输入信号S被解复用器202分离成N个独立的子码流SS_{1，2……，N}。接着，对应的D/A转换器组206将该N个独立的子码流SS_{1， 2……，N}转换成N个模拟子码流AS_{1，2……，N}。然后，本地振荡器214给混频器212提供信号，混频器212将该N个模拟子码流AS_{1，2……，N}上变频到合适的发射载波RF频率。接着，开关218将生成的N个RF信号(如RF_{1，2……，N})中的每个RF信号连接到所选择的N个发射天线单元的子集上。开关218将该N个RF信号(如RF_{1，2……，N})连接到从MT个可用发射天线240中选出的N个发射天线，从而获得一组N个输出信号。接着，对应的N个放大器234放大该N个输出信号，经放大的输出信号被选出的N个发射天线240发射。在另一实施例中，放大器234位于开关218之前。这种配置下，仅需要N个放大器而不是MT个；而如果该MT个发射天线中每个天线配置一个放大器，就需要MT个放大器。选择N个天线是为了最小化接收器的输出信号的BER。

参考图2B，发射器210发射的N个RF信号被设置在接收器250上的MR个接收天线260接收。该MR个接收信号中每个接收信号都被对应的低噪放大器(LNA)264放大，接着，开关276将N个接收信号的子集连接到N个RF链路以形成N个RF信号，该N个RF信号通过对应的N个滤波器280。在另一个实施例中，低噪放大器264可位于开关276之后，这样，使用的LNA的总数是N而不是MR；如果该MR个接收天线中每个接收天线都设置一个LNA，则需要MR个LNA。接着，使用N个混频器282将生成的N个过虑信号下变频到基带，其中，本地振荡器284向每个混频器提供载波信号。在图2B的实施例中，虽然接收器250是以零差接收器实现的，但接收器250也能够以外差接收器实现，所述外差接收器以中频(IF)频率为特征。(实际上，根据本发明一些方面的一些任何实施例都可以结合零差配置或外差配置)。对应的一组N个A/D转换器286将混频器282产生的N个基带信号转换成数字信号。数字信号处理器288进一步处理该N个数字信号以形成N个空间复用的输出信号SS′_{1，2……， N}，该N个空间复用输出信号SS′_{1，2……，N}是N个独立子码流SS_{1，2……，N}的估算。接着，多路复用器292对该N个输出信号SS′_{1，2……，N}进行多路复用以产生输出信号S′，S′是输入信号S的估算。

在本发明一些方面的一些实施例中，在发射端增加基带加权和组合(如“预编码”)方案，与下述的天线选择方法结合使用。这种情况下，DSP模块设置于解复用器202和D/A转换器206之间，这样N个独立子码流SS_{1，2……，N}被复数因子加权和被组合以形成一组N个输出信号。接着，对应的一组D/A转换器206将该N个输出信号转换成模拟信号AS_{1，2……，N}。

在本发明一些方面的实施例中，可以结合使用典型的天线选择方法，在发射端增加时空编码。这种情况下，用DSP模块取代解复用器202，其在空间和时间域内处理输入信号S以形成一组N个输出信号。接着，对应的一组D/A转换器206将该N个输出信号转换成模拟信号AS_{1，2……，N}。常用的两种时空技术是：1)在N个输出信号中的一个或多个输出信号中引入时延(或相当于相位偏移)；2)使用发射分集技术，该技术在《IEEE Journal on Selected Areasin Communications》1998年10月第8期第16卷1451-1458页，S.M.Alamouti撰写的论文“A Simple transmit diversity technique for wirelesscommunications”中有相关阐述。本发明全文参考了该论文。

例如，时空编码技术可适用于SC MIMO***和/或为获得分集增益而设计的***。预编码技术适用于基于SC或基于空间复用的MIMO***或为获得数据速率和分集增益两者而设计的***。

三、基于最小误码率在RF频段进行

信道自适应天线选择的方法和/或***

A、概述

根据本发明一些方面的一些实施例涉及在多天线通信***中基于最小化误码率进行信道-自适应选择天线的方法和/或信道-自适应天线选择***。例如，根据本发明一些方面的一些实施例，在多天线的通信***中，选择天线单元的子集来发射和/或接收信号，以使误码率最小化。例如，根据本发明一些方面的一些实施例，在多天线的通信***中，选择天线单元的子集来发射和/或接收信号，以便当一个或多个适用通信信道存在变化的情况下，使误码率在整个时间段最小化。当使用多个天线来发射时，可以使用根据本发明一些方面的一些实施例来选择发射器的天线。当使用多个天线来接收时，可以使用根据本发明一些方面的一些实施例来选择接收器的天线。

例如，根据本发明一些方面的一些实施例适用于：(i)在称为单信道***(如没采用空间复用的***)中使用多个天线的接收器；(ii)在单信道***中使用多个天线的发射器；和(iii)在空间复用或单信道的MIMO***中发射器和/或接收器使用的RF链路少于发射和/或接收天线的***。

以下将参考图3至图7，在以下的典型范围中对本发明一些方面的一些实施例进行阐述：1)具有空间复用的MIMO***，其中发射器和接收器使用的RF链路的数目小于发射器/接收器天线的数目；2)不具有空间复用的单信道MIMO***，其中发射器和接收器使用的RF链路的数目小于发射器/接收器天线的数目的；和3)不具有空间复用的单信道SIMO***，其中包括使用多个天线单元的接收器。根据本发明一些方面的一些实施例还可用于不具有空间复用的单信道(SC)多入单出(MISO)***，其中发射器使用多个天线单元。

作为示例，下面的实施例是对使用正交频分复用调制(OFDM)(如遵循802.1-1a WLAN标准)的***或基于直接序列扩频(DS-SS)(如遵循WCDMA标准)的***进行阐述的。根据本发明一些方面的一些实施例，通过结合时空Rake接收器，DS-SS接收器的处理容量能够扩展到空间域，时空Rake(耙式)接收器能有效地组合对应于时间域和空间域两者的多径“抽头(taps)”。这种扩展表明这里所述的技术能推广到实际中在频率选择性衰落环境下的任何使用时间和/或频率域处理的***。

B、SM-MIMO-OFDM***中的天线选择

图3所示的是根据本发明一些方面的一些实施例使用天线选择的SM-MIMOOFDM***300的发射器和接收器结构。如图所示，两个独立的子码流304(如空间复用信号)OFDM调制在Nt个频率副载波上，并通过两个RF链路308，为发射做准备。在这点上，开关模块312从4个发射天线单元316中选择两个天线单元并将该两个天线单元连接到两个RF链路308上。因为发射器302的4个天线单元316只有两个被选择，所以RF发射链路的数目方便地减少到空间复用信号的数目。

在图3所示的实施例中，在任何给定时刻，开关模块312都包含识别将用于发射的天线单元对316的信息。开关模块312本身可以根据基于最小BER标准的运算法则计算该信息(如在信道318是可互换(reciprocal)的情况下)。在另一个实施例中，模块312可通过反馈路径(图中未示出)接收来自接收器330的信息。在信道318不是可互换(reciprocal)的情况下，例如在限制干扰环境下可使用后一种方法。

接收器330中，开关模块334从4个天线单元338中选择两个天线单元用于接收发射器302发射的入射信号。开关模块334将选择的2个天线338连接到两个RF链路342，该两个RR链路342用于将该两个信号转换成数字域以进行基带处理。接着，在每个调(at each tone)上将加权矩阵346应用到所接收的信号上以分离和还原每一个被发射的空间复用信号。

在典型的实施例中，配置开关模块334使其能够通过执行基于最小BER标准的运算法则自己计算出应该选择天线单元338中的哪对天线单元来接收。当信道不是可互换情况下，可以对模块334进行进一步配置，以计算出发射器302应该使用哪一对天线单元316，并将该信息提供给发射器302。下面结合图4A和图4B对由开关模块312、334执行的两种可能的天线选择运算法则进行描述。

转到图4A中，图4A所示为天线选择运算法则400的流程图，其中，编码/调制模式(如数据速率或吞吐量)是固定或适应于长期原则(long-termbasis)(如适用于SNR的大范围变化)。天线选择运算法则的任务是在给定模式下为每个数据分组确定发射器302应该使用天线单元316中的哪对天线单元和确定发射器330应该使用天线单元338中的哪对天线单元。例如，该选择过程中，假定信道318是准固定的(例如，信道318在数据分组发射期间内是不变的，在两个相邻的数据分组间是独立地变化的)。虽然信道318表现出一些频率选择性，天线选择对于整个频率带宽来说是共通的。

参考图4A，当发射器302刚启动(步骤401)且信道318的状态尚未知时，使用天线单元316中默认的一组两个天线单元的子集发射无线信号。类似地，接收器330使用天线单元338中默认的一组两个天线单元的子集以获得同步。接着，获得信道状态信息(CSI)(步骤402)。在根据本发明一些方面的一些实施例中，获取CSI的操作由接收器330执行。由已知符号组成的训练序列从发射器302发送到接收器330。接收器330中，基于所接收的信号和已知的符号序列估算信道318。每当信道318改变，如在每个数据分组实现时，都进行该估算操作。为了成功执行该选择方法，应该在整个频率带宽内进行完全的信道矩阵估算(如，对从发射器302的所有天线单元316到接收器330的所有天线单元338在所有调上(across all tones)进行信道路径增益估算)。J.J.Van de Beek等人在IEEE第45届“Vehicular TechnologyConference”1995年7月25-28日第2卷第815-819页的论文“On ChannelEstimation in OFDM Systems”和A.N.Mody及G.L.Stuber在IEEE Globecom2001年第一卷第509-513页的论文“Synchronization for MIMO OFDM Systems”中阐述了适用于MIMO***的基于训练序列的信道估算技术。本发明全文参考了这些论文。

再参考图4，通过执行链路自适应运算法则获取模式信息(步骤404)。在图4A所示的实施例中，模式变化出现缓慢。因此能够使用链路自适应运算法则来确定从长期平均SNR来看，哪种可能的候选模式是最适合使用的。在给定模式选择标准下(如，最大的数据速率和最小的发射功率)，从长期变动的信道/SNR条件来看，使用链路自适应运算标准能够确保使用的是最有效的模式。能够用于频率选择性MIMO***中的典型的链路自适应运算法则在IEEE通信杂志2002年6月第40卷第6号第108-115页S.Catreux等人的论文“Adaptive Modulation and MIMO Coding for Broadband Wireless DataNetworks”有阐述，本发明全面参考了该论文。通常，模式选择独立于选择发射器/接收器天线单元的方法。模式的选择可排外地基于长期的SNR统计。因此，模式变化的速率比天线选择的速率要慢很多。换句话说，选择运算法则可能对应于每个数据分组实现选择新的天线子集，而模式变化则作为长期SNR变化的函数。

步骤406、408和410以循环方式重复执行，直到所有可能的发射/接收天线单元的子集的组合被估算完(步骤411)。例如，考虑图3所示类型的MIMO-OFDM***(如，配置有4个发射天线单元316和4个接收天线单元338)，完整的信道矩阵可以在频率域内调k(tone k)上用4×4的矩阵表示，该4×4矩阵用H_k表示。在每一端都选择了两个天线的子集后，子信道矩阵的尺寸减小为2×2的矩阵，用

表示。从总共4个天线单元中选择2个单元的组合有 $\left(\begin{array}{c}4\\ 2\end{array}\right)=6$ 种可能的选法。因为天线选择是应用到发射器302和接收器330两者中的，所以

的可能的组合的总数是36。通常，在M×M的MIMO***的尺寸减小到n×n的MIMO***(M＞n)的情况下，从M个可能的天线单元中选择n个天线单元的可能组合有 $\left(\begin{array}{c}M\\ n\end{array}\right)=\frac{M!}{n!(M-n)!}$ 种。当发射器和接收器上都进行天线选择时，

的可能的组合的总数是 这对应于包括步骤406、408和410的循环重复的次数。该重复过程可以串行方式进行(如重新使用共用的处理资源)或以并行方式进行(如花费额外的处理资源)。在典型的实施例中，能够同时处理所有的可能的天线组合，其中每个可能的天线组合使用独立的处理资源。

包括步骤406、408和410的循环的每次重复都影响一个天线子***的处理。首先，为期望子***获取所有调(tone)上(k＝1，……，Nt)的2×2矩阵

(步骤406)。接着，在每个调k上和为每个被发射的空间复用信号计算处理后的信号与干扰及噪声比(SINR)(步骤408)。基于发射器302和/或接收器330使用的信号处理技术(如，最大比例合成(MRC)、最小均方差(MMSE)、本征波束成型和最大似然(ML))，常常用闭型解决方法求解SINR。例如，如果发射器302没有执行空间处理且接收器330使用MMSE，那么SINR可如下确定：

计算 $B_k={\tilde{H}}_k^H{\tilde{H}}_k+\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{{\mathrm{\σ}}_s^2}{I}_2$ 其中， $I_2=\left[\begin{array}{c}10\\ 01\end{array}\right],$ σ²与σ_s ²分别表示噪声和信号功率，k＝1，……，Nt(步骤408-1)。

计算 $C_k=1/\mathrm{diag}\left(B_k^{-1}\right),$ 对每一个k＝1，……，Nt，C_K是N×1的矢量(步骤408-2)。

计算 ${\mathrm{SINR}}_k=\frac{{\mathrm{\σ}}_s^2}{{\mathrm{\σ}}^2}{C}_k-1,$ 对每一个k＝1，……，Nt，SINR_k是N×1的矢量

(步骤408-3)。

步骤410中，考虑到当前模式，SINR信息被转换成BER信息(如步骤404)。因为BER可能是信道318和所使用的编码/调制及天线组合技术的复杂函数，所以采用BER的近似表达式。该近似表达式也可以是信道318和适用的编码/调制及天线组合技术的函数。发射子码流i的数据分组(例如，如果使用了编码，Viterbi解码器的输出)上的BER可表示为一组SINR_k、K＝1，……，Nt的非线性的未知函数f，如：

$\stackrel{\‾}{{\mathrm{BER}}_i}=f\left(\right\{{\mathrm{SINR}}_k^i\left\}\right),i=1,...,N;k=i,...,N_t$

接着，用一些已知函数近似表示函数f。具体地，用信道的平均误码率近似表示输出BER，如：

$\stackrel{\‾}{{\mathrm{BER}}_t}\≈1/N_t\underset{k=1}{\overset{N_t}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{BER}}_k^i---\left(1\right)$

其中BER_k ⁱ是空间复用子码流i在调k上给定SINR下的误码率。在另一个实施例中，BER_k是在调k上给定信噪比(SNR)下的误码率。当BER_k是在信道时间取样k上给定SINR下的误码率时，也可在时间域内取平均值。BER_k可以是对应于给定信号成分(如信道调或控制延迟)的误码率。

另外，也可以用一些简单的闭型函数近似表示BER_k。通过仿真发现能够模拟802.1-1a的模式1(如BPSK、R1/2)下与SINR或SNR(在一些实施例中，可忽略BER标准化因子1/Nt，因为该因子不影响天线选择)相关的平均误码率 BER的行为，例如：通过

$\stackrel{\‾}{\mathrm{BER}}\≈-\underset{k=1}{\overset{N_t}{\mathrm{\Σ}}}\tanh \left({\mathrm{SINR}}_k^i\right);i=1,...,N---\left(2\right)$

可用-tanh(SINR_k)近似表示信号成分k的BER。

函数tanh不总是能够充分近似表示BER，特别是对于不同的调制技术。当使用特定的技术时，可用以下的函数更好地近似表示BER：

1)AWGN信道下未编码的BPSK调制的BER是(例如参见J.G.Proakis，Digital Communications，3^rdED.McGraw-Hill Series，1995)：

${\mathrm{BER}}_{\mathrm{BPSK}}=Q\left(\sqrt{\frac{{2E}_b}{N_o}}\right)=Q\left(\sqrt{{2\mathrm{\γ}}_b}\right)=\frac{1}{2}\mathrm{erfc}\left(\sqrt{{\mathrm{\γ}}_b}\right)=\frac{1}{2}\mathrm{erfc}\left(\sqrt{{\mathrm{\γ}}_s}\right)$

可用下面的函数(与y＝-tanh(x)比较)适度地近似表示函数erfc的形式：

$y=-[(1-e^{-2\sqrt{x}})+(1-e^{-1.8x})]$

2)AWGN信道下未编码的QPSK调制的BER是(例如参见J.G.Proakis，Digital Communications，3^rdED.McGraw-Hill Series，1995)

${\mathrm{BER}}_{\mathrm{QPSK}}=Q\left(\sqrt{\frac{{2E}_b}{N_o}}\right)=Q\left(\sqrt{2{\mathrm{\γ}}_b}\right)=\frac{1}{2}\mathrm{erfc}\left(\sqrt{{\mathrm{\γ}}_b}\right)=\frac{1}{2}\mathrm{erfc}\left(\sqrt{\frac{{\mathrm{\γ}}_s}{2}}\right).$

可用下面的函数来比y＝-tanh(x)更好地近似表示 的形式：

$y=-[(1-e^{-1.3\sqrt{x}})+(1-e^{-x})]$

3)AWGN信道下未编码的16QAM调制的BER可从给定的符号误码率导出，例如从J.G.Proakis，Digital Communications，3^rdED.McGraw-Hill Series，1995中给定的符号误码率导出：

${\mathrm{BER}}_{16\mathrm{QAM}}=1-\sqrt{1-\frac{3}{2}Q\left(\sqrt{\frac{{3E}_s}{15N_o}}\right)}=1-\sqrt{1-\frac{3}{4}\mathrm{erfc}\left(\frac{{\mathrm{\γ}}_s}{10}\right)}$

一个适当的拟合函数是y＝-(1-e^-02x)。

4)AWGN信道下未编码的64QAM调制的BER可从给定的符号误码率导出，例如从J.G.Proakis，Digital Communications，3^rdED.McGraw-Hill Series，1995中给定的符号误码率导出：

${\mathrm{BER}}_{64\mathrm{QAM}}=1-{(1-\frac{7}{4}Q\left(\sqrt{\frac{{\mathrm{\γ}}_s}{21}}\right))}^{1/3}=1-{(1-\frac{7}{8}\mathrm{erfc}\left(\sqrt{\frac{{\mathrm{\γ}}_s}{42}}\right))}^{1/3}$

一个适当的拟合函数是 $y=-(1-e^{-0.35\sqrt{x}}).$

可以理解，任何能够合理地模拟BER与SINR关系的拟合函数都可用在等式(2)中。该合适的拟合函数的数目不限于上面列举的例子。

如上所示，步骤406至步骤410重复执行，直到考虑完所有可能的天线子集的组合(步骤411)。重复过程的结果是，获得了所有

(或

种可能的天线组合的BER值的一组N个估算(每个空间复用信号对应于一个估算)。接着，后面就是选择能够将该组BER的均值(mean)、该组BER的最大值(max)或该组BER的最小值(min)最小化的的天线子集(步骤412)。

图4B是天线选择运算法则500的流程图，其中，响应信道318的相应变化，编码/调制模式改变的次数与每数据分组实现的次数相同。在该实施例中，编码/调制模式调整的频率与天线选择实现的频率相同。

参考图4B，步骤501和502分别与步骤401和402相似。如图所示，步骤504到步骤510包括一个循环，该循环重复执行直到所有的可能的天线子集的组合已经估算完毕。该循环重复的次数等于 (在链路的一端进行选择)或

(在链路的两端都进行选择)。有关这一点，步骤504和506分别与步骤406和408相似。基于对所有调上的瞬时SINR的了解，链路适应模块在给定模式选择标准下(如最大的数据速率和最小的发射功率)为每个空间复用信号确定最有效的模式(步骤508)。该步骤与步骤404相似，不同的是模式确定是基于瞬时SNR(或SINR)统计而不是基于长期的SNR(或SINR)统计。因此，不同的天线子集的组合可能获得不同的模式确定。最后，在给定的瞬时SINR和模式信息下，步骤510以步骤410中所述的方式计算或确定对应的BER。

再一次，执行步骤504至步骤510直到所有的可能的天线组合已经考虑完毕(步骤511)。一旦重复执行完毕后，获得所有 (或 种可能的天线组合的BER值的一组N个估算(如每个空间复用信号对应一个估算)。选择运算法则500与运算法则400的不同之处在于

(或种可能的天线组合无需使用相同的编码/调制模式。因此，选择哪一个天线子集不仅取决于BER的最小化，还取决于模式(如数据速率或吞吐量)。按照选择运算法则500中的步骤512，在选择天线单元子集作出最终确定时，有以下几种典型选项：

选项1

1)将使用相同模式的天线子集的所有组合归组到公用存储池(common pool)。

2)选择与最高模式(获得最大速据速率)对应的存储池(pool)。

3)在该存储池中，用与步骤412充分相似的方式选择将BER最小化的天线子集的组合。

选项2

不考虑每个组合使用的模式，用与步骤412充分相似的方式选择将BER最小化的天线子集的组合。

选项3

执行选项1和选项2的混合版，例如：

1)将使用相同模式的天线子集的所有组合归组到公用存储池。

2)选择与X个最高模式(获得最大速据速率)对应的X个存储池，其中，X是整数，等于1或2或3，等。

3)在这些存储池中，用与步骤412充分相似的方式选择将BER最小化的天线子集的组合。

图5所示为在噪声限制环境下的SM-MIMO-OFDM***中采用典型的天线选择技术后，作为SNR函数的分组误码率(PER)的示意图。例如，可将图5的结果应用到以图3所示的示例性方式使用4个发射和接收天线的***中。结果仅反映了一些示例中1000字节大小的数据分组和固定的编码/调制模式的情况。该结果也反映了可适用的发射器和接收器都结合了两个典型的RF链路。另外，图5的结果使用BPSK调制、编码率为1/2(如802.11a的模式1)、信道模型特征为“信道A”(如50ns rms的延迟扩展、0.5的天线相关性)和拟合函数是tanh。

图5中的曲线的图例如下：

2×22SM-MIMO MMSE：该***对应于使用2个发射天线和2个接收天线、有2个空间复用(SM)信号的SM-MIMO-OFDM***。因为天线的数目等于SM信号的数目，所以没有应用天线选择。接收器中使用基带组合方案来分离2个子码流，如MMSE。

4×42SM-MIMO sel mcap MMSE：该***对应于使用4个发射天线单元和4个接收天线单元、有2个空间复用(SM)信号的SM-MIMO-OFDM***。发射器和接收器上都应用常规的选择方法以根据最大容量标准在4个天线单元中选择2个天线单元的子集。接收器上选择天线子集后，MMSE被应用到基带中以分离2个子码流。

2×42SM-MIMO sel mber MMSE(bound)：该***对应于使用2个发射天线单元和4个接收天线单元、有2个空间复用(SM)信号的SM-MIMO-OFDM***。仅在接收端上应用选择方法以根据最小BER标准在4个天线单元中选择2个天线单元的子集。这种情况下，没有使用拟全函数来近似表示BER。作为替代，假定已经完全知道BER。这种情况不容易实现，但提供了通过使用本发明一些方面的一些实施例能达到的性能的范围。

4×4 2SM-MIMO sel mber MMSE(bound)：该***对应于使用4个发射天线单元和4个接收天线单元、有2个空间复用(SM)信号的SM-MIMO-OFDM***。在发射端和接收端上都应用选择方法以根据最小BER标准在4个天线单元中选择2个天线单元的子集。这种情况下，没有使用拟合函数来近似表示BER。作为替代，假定已经完全知道BER。这种情况不容易实现，但提供了通过使用本发明一些方面的一些实施例能达到的性能的范围。

4×42SM-MIMO sel mber MMSE(implementation tanh)：该***对应于使用4个发射天线单元和4个接收天线单元、有2个空间复用(SM)信号的SM-MIMO-OFDM***。在发射端和接收端上都应用根据本发明一些实施例的选择方法，以根据最小BER标准在4个天线单元中选择2个天线单元的子集。使用tanh作为近似表示BER的拟合函数。

图5的结果表明，相对于不使用天线选择的***，所有的使用一些类型的天线选择的***提供了增益，也表明了基于最小BER标准的天线选择比基于最大容量标准的天线选择能提供更大的增益。具体地，相对于不使用天线选择的***，在发射器和接收器都应用了根据本发明的天线选择的***在10e-2的PER水平上获得7.6dB的增益；相对于使用基于最大容量标准的天线选择的***，在发射器和接收器都应用了根据本发明的天线选择的***在10e-2的PER水平上获得4.2dB的增益。能观察到，仅仅在接收器上应用根据本发明一些方面的一些实施例的选择方法获得的增益，小于在发射器和接收器都应用选择方法所获得的增益，但大于不使用选择方法的增益。最后，根据本发明一些方面的一些实施例的***的性能非常接近图5所示的理论上的性能范围。

C、SC-MIMO-OFDM***的天线选择

图6所示的是SC-MIMO-OFDM***600，该***除使用根据本发明一些实施例的天线选择方法外，还使用预编码技术。在图6的实施例中，预编码涉及发射器602上执行的各种基带加权和组合方案。参考图6，单码流符号604由一组复合因子608加权和组合以生成一组N个输出信号，其中N与发射器602中使用的RF链路612的数目有关。接着，这N个输出信号通过N个RF链路612以产生N个RF信号。接着，该N个RF信号被开关620连接到M个发射天线单元616中相应的一组N个发射天线单元并通过信道624发射。

接收器622中，开关630从M个接收天线单元626中选择N个接收天线单元以接收通过信道624进来的信号。接着，该N个RF接收信号被N个RF链路634处理，并为进行基带处理而转换成数字域以还原原始发射信号。

例如，根据本发明一些方面的一些实施例，将基带加权608和天线选择方法设计到一起，以共同将BER最小化。例如，根据本发明一些方面的一些实施例中，选择基带加权608来最大化输出SNR(或SINR)或容量，同时实施天线选择以最小化BER。与最大奇异值(singular value)对应的子信道矩阵 的右奇异矢量和左奇异矢量可用于选择最佳的发射天线616的子集、接收天线626的子集以及合适的发射基带加权608和接收基带加权640。J.B.Andersen在《IEEE Antennas and Propagation Magazine》2000年4月第42卷第2号第13-16页中，对未采用天线选择MIMO***范围内的基带加权值的确定进行了描述，本发明全文参考了该文章。

可用时空编码模块取代发射器602中的基带加权608来修改图6所示的实施例。这种情况下，根据本发明一些实施例，发射器和接收器上都使用天线选择方法来选择天线子集。另外，时空编码模块处理符号的输入码流，如S.M.Alamouti在《IEEE Journal on Selected Areas in Communications》1998年10月第8期第16卷第1451-1458页的“A simple transmit diversitytechnique for wireless communications”中所述。

D、DS-SS-SIMO***的天线选择

图7是DS-SS SIMO***的具有2个接收天线单元704(n_R＝2)的接收器700的示意图。接收器700结合了RAKE接收器功能和典型的天线选择处理。如图所示，接收器700仅设置有单个RF链路708，在任何时刻下，开关712将该RF链路708连接到两个接收天线单元704中的一个天线单元。基于最小BER标准来确定选择两个天线单元704中的哪个天线单元与RF链路708连接。根据本发明一些方面的一些实施例中，计算与每个接收天线单元704对应的接收信号的BER值，选择获得最小BER值的天线单元704。因为BER通常是可适用的信道以及使用的编码/调制和天线组合技术的复杂的函数，给定信道和天线组合技术给定时，近似表示BER，使BER的变化是所使用的编码/调制方法的函数。

一旦选择出天线单元704中的最佳天线，RAKE接收器以在单入单出(SISO)***(如链路的每端有一个天线)中相同的方式运行。RAKE接收器使用J个相关器720(如图7中J＝2)，每个相关器都与第一J个独立多径组件之一对应。每一个这样的组件都分别与时延τ_J相关，j＝1，……，J。接着，每个相关器720的输出(如指针)被加权730和组合740以形成接收信号的单个输出750，该输出750包括已发射信号的估算。

在一个实施例中，在RAKE接收器的输入端，对应于第i个天线单元704的接收信号可表示为：

$r_i\left(t\right)=\underset{l=1}{\overset{L_i}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{i,l}\sqrt{2P}d(t-{\mathrm{\τ}}_{i,l})p(t-{\mathrm{\τ}}_{i,l})\cos (w_0(t-{\mathrm{\τ}}_{i,l})-{\mathrm{\θ}}_{i,l})+n_i\left(t\right)---\left(3\right)$

其中，L_i是第i个天线单元704接收的信道中的抽头(tap)的数目，h_i，l是天线i和抽头

的复合信道增益，P是信号发射功率，d是包括周期T的符号的数据序列，p是扩展序列，该扩展序列包括周期Tc＝T/G的芯片，其中G是扩展因子。另外，τ_i，l对应于抽头

和天线i的路径延迟，w_o对应于载波频率，w_o＝2πf₀，θ_i，l对应于抽头 和天线i的移相。在第i天线单元704上测得的噪声n_i的模型为两端频谱密度为N₀/2的AWGN处理。为了表达简洁和清晰，等式

(3)假定单用户环境。但是，本发明不局限于该假定，本发明能应用到多用户环境中。

在第j个指针的相关器720的输出端，接收信号如下表示：

$r_{i,j}=\sqrt{\frac{2}{T}}{\∫}_{{\mathrm{\τ}}_j}^{{\mathrm{\τ}}_j}{r}_i\left(t\right)p(t-{\mathrm{\τ}}_j)\cos (w_0(t-{\mathrm{\τ}}_j)-{\mathrm{\θ}}_j)\mathrm{dt}=\sqrt{\mathrm{PT}}{h}_{i,j}{d}_0+n_{i,j}---(4.)$

其中d₀是将要调制的期望符号，n_i，l是具有0均值和两端频谱密度为N₀/2的AWGN噪声成分。同样为了表达简洁和清晰，假定等式(4)中没有路径内干扰(IPI)。但是，本发明也能用于存在IPI的环境中。

分集组合之后，与第i个天线单元704对应的RAKE接收器的最终输出是：

$r_i=\underset{j=1}{\overset{J}{\mathrm{\Σ}}}{w}_{i,j}{r}_{i,j}---(5.)$

其中J是RAKE接收器的指针数目，通常选择最适宜的组合加权以匹配信道，如：

$w_{i,j}=h_{i,j}^{*}---(6.)$

这种环境下，RAKE执行最大比例的组合，与第i个天线单元704对应的的RAKE输出端的SNR是：

${\mathrm{\γ}}_i=\underset{j=1}{\overset{J}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\γ}}_{i,j}---(7.)$

其中，γ_i，j是与第i个天线单元704关联的第j个路径上组合后的SNR。基于等式(4)，可以用下式表示：

${\mathrm{\γ}}_{i,j}=\frac{{\left|h_{i,j}\right|}^{2}P}{{\mathrm{\σ}}^2}---(8.)$

其中， ${\mathrm{\σ}}^2=\frac{N_0}{2}\·\frac{2}{T}$ 是噪声功率。

可从对γ_i的似然密度函数(PDF)的认知中获取与第i个天线单元704对应的RAKE接收器的输出端的BER。例如，如果数据序列没有使用编码，应用了BPSK调制，如J.G.Proakis，1995年McGraw-Hill系列，第3版的“DigitalCommunications”中所述的方法，通过将表示为 的条件差错概率结合到γ_i的似然密度函数(PDF)中能求出BER，如：

${\mathrm{BER}}_i={\∫}_0^{\∞}Q\left(\sqrt{{2\mathrm{\γ}}_i}\right)p_r\left({\mathrm{\γ}}_i\right)d{\mathrm{\γ}}_i---(9.)$

一旦估算完所有的接收天线的BER，就选择获得最小BER的天线单元704：

$\underset{i=1,...n_R}{\min }\left\{{\mathrm{BER}}_i\right\}---\left(10\right)$

其中，n_R表示接收天线单元的总数。

显然，当在***中加入编码(如turbo编码，卷积编码)和使用其他调制级时，等式(9)中使用的用于估算BER的模拟函数将需要改变。根据本发明一些方面的一些实施例中，典型的天线选择运算法则能使用任何能够准确模拟给定***中BER行为的拟合函数。通常，拟合函数取决于以下一项或多项参数，例如：信道、使用的编码和/调制、发射端和/或接收端的信号处理、接收器SNR和其他参数。

图7所示的典型的实施例可扩展到二维RAKE接收器，二维RAKE接收器中进行空间域和时间域的处理。在该范围内，可结合典型的天线选择运算法则来从总共M个天线中选择N(N＞1)个天线的子集(M＞N)，所选择的子集将二维RAKE输出端的BER最小化。

本发明是通过一些实施例进行描述的，本领域技术人员知悉，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以对这些特征和实施例进行各种改变或等效替换。另外，在本发明的教导下，可以对这些特征和实施例进行修改以适应具体的情况及材料而不会脱离本发明的精神和范围。因此，本发明不受此处所公开的具体实施例的限制，所有落入本申请的权利要求范围内的实施例都属于本发明的保护范围。

Claims (56)

1、一种选择接收器的接收天线的子集以接收被发射的RF信号的方法，包括：

建立所述接收天线的可能的子集；

确定与所述接收天线的可能的子集对应的信道参数统计组；

计算接收器的输出误码率，每个输出误码率都基于至少一组信道参数统计而计算；

根据以所计算的输出误码率为基础的标准选择接收天线的特定的可能子集；

将接收器的一个或多个RF链路连接到所选择的特定的可能子集的接收天线上。

2、根据权利要求1所述的方法，还包括：

选择发射模式，其中，每种发射模式的选择都基于至少一组信道参数统计；和

使所述标准至少基于所选择的发射模式。

3、根据权利要求1所述的方法，其中，每组信道参数统计包括接收器的输出信噪比、输出信号与干扰及噪声比、对数似然率、信号群的欧几里得距离中的至少一种。

4、根据权利要求1所述的方法，其中，每组信道参数统计包括一阶统计、二阶统计和更高阶统计中的至少一种。

5、根据权利要求1所述的方法，其中，每组信道参数统计都在频域上计算。

6、根据权利要求1所述的方法，其中，每组信道参数统计都在时域上计算。

7、根据权利要求2所述的方法，其中，每个所选择的发射模式包括调制水平和编码率。

8、根据权利要求1所述的方法，其中，所述标准基于最小输出误码率。

9、根据权利要求1所述的方法，其中，所述标准基于接收器第一级的最大数据速率和接收器第二级的最小输出误码率中的至少一个。

10、根据权利要求1所述的方法，其中，至少一个所述输出误码率用闭型表达式近似表示。

11、根据权利要求10所述的方法，其中，每一个输出误码率用闭型表达式近似表示。

12、根据权利要求10所述的方法，其中，所述闭型表达式至少包括以下之一：

a)y＝-tanh(x)，

$b)---y=-[(1-e^{-2\sqrt{x}})+(1-e^{-1.8x})],$

$c)---y=-[(1-e^{-1.3\sqrt{x}})+(1-e^{-x})],$

d)y＝-(1-e^-0.2x)，或

$e)---y=-(1-e^{-0.35\sqrt{x}}).$

13、根据权利要求10所述的方法，其中，所述闭型表达式取决于已发射的RF信号的编码和调制中的至少一个。

14、根据权利要求10所述的方法，其中，所述闭型表达式是接收器的输出信噪比或输出信号与噪声及干扰比的函数。

15、根据权利要求1所述的方法，其中：

所述接收天线的数目大于RF链路的数目，和

每个可能的子集中接收天线的数目等于RF链路的数目。

16、一种选择发射器的发射天线的子集以发射RF输入信号的方法，其中所发射的RF输入信号作为随后由接收器接收的多个输出RF信号，所述方法包括：

建立发射天线的可能的子集；

确定与所述发射天线的可能的子集对应的信道参数统计组；

选择分别与各组信道参数统计对应的发射模式；

计算接收器的输出误码率，每个输出误码率都基于至少一组信道参数统计以及至少一种所选择的发射模式而计算；

根据至少以所计算的输出误码率为基础的标准选择发射天线的特定的可能子集；

将发射器的一个或多个RF链路连接到所选择的特定的可能子集的发射天线上。

17、根据权利要求16所述的方法，其中，每组信道参数统计包括接收器的输出信噪比、输出信号与干扰及噪声比、对数似然率、信号群的欧几里得距离中的至少一种。

18、根据权利要求16所述的方法，其中，每组信道参数统计包括一阶统计、二阶统计和更高阶统计中的至少一种。

19、根据权利要求16所述的方法，其中，每组信道参数统计都在频域上计算。

20、根据权利要求16所述的方法，其中，每组信道参数统计都在时域上计算。

21、根据权利要求16所述的方法，其中，每个所选择的发射模式包括调制水平和编码率。

22、根据权利要求16所述的方法，其中，所述标准最小化接收器的输出误码率。

23、根据权利要求16所述的方法，其中，所述标准基于所计算的输出误码率和所选择的发射模式。

24、根据权利要求16所述的方法，其中，所述标准基于接收器第一级的最大数据速率和接收器第二级的最小输出误码率中的至少一个。

25、根据权利要求16所述的方法，其中，每一个输出误码率用闭型表达式近似表示。

26、根据权利要求25所述的方法，其中，所述闭型表达式至少是以下之一：

a)y＝-tanh(x)，

$b)---y=-[(1-e^{-2\sqrt{x}})+(1-e^{-1.8x})],$

$c)---y=-[(1-e^{-1.3\sqrt{x}})+(1-e^{-x})],$

d)y＝-(1-e^-0.2x)，或

$e)---y=-(1-e^{-0.35\sqrt{x}}).$

27、根据权利要求25所述的方法，其中，所述闭型表达式取决于RF输出信号的编码和调制中的至少一个。

28、根据权利要求25所述的方法，其中，所述闭型表达式是接收器的输出信噪比或输出信号与噪声及干扰比中至少一个的函数。

29、根据权利要求1所述的方法，其中，所述被发射的RF信号至少包括以下之一：码分多址信号、单载波信号、正交频分复用编码和超宽带信号。

30、根据权利要求16所述的方法，其中，所述多个RF输出信号至少包括以下之一：码分多址信号、单载波信号、正交频分复用信号和超宽带信号。

31、根据权利要求16所述的方法，其中：

所述发射天线的数目大于RF链的数目，和

每一可能的子集中发射天线的数目等于RF链的数目。

32、一种在包括发射器和接收器的通信***中选择天线的方法，所述发射器包括发射天线，该发射天线使用两个或多个RF发射链路通过信道发射一组空间复用的RF输出信号，所述接收器包括接收天线，该接收天线用于接收该组空间复用的RF输出信号和相应地生成一组经两个或多个RF链路处理的空间复用的接收RF信号，所述方法包括：

建立所述发射天线的可能的子集和所述接收天线的可能的子集；

确定对应于所述发射天线的可能子集和所述接收天线的可能子集的各种组合的信道参数统计；

选择分别与各种信道参数统计对应的发射模式；

计算接收器的输出误码率，每个输出误码率都基于至少一组信道参数统计以及所选择的相应的发射模式而计算；

根据至少以所计算的输出误码率为基础的标准选择发射天线的特定的可能子集和接收天线的特定的可能子集；

将所述两个或多个RF发射链路连接到所选择的特定的发射天线的可能子集上；

将所述两个或多个RF接收链路连接到所选择的特定的接收天线的可能子集上。

33、根据权利要求32所述的方法，其中，每一组信道参数统计包括接收器的输出信噪比、输出信号与干扰及噪声比、对数似然率、信号群的欧几里得距离中的至少一种。

34、根据权利要求32所述的方法，其中，每组信道参数统计包括一阶统计、二阶统计和更高阶统计中的至少一种。

35、根据权利要求32所述的方法，其中，每组信道参数统计都在频域上计算。

36、根据权利要求32所述的方法，其中，每组信道参数统计都在时域上计算。

37、根据权利要求32所述的方法，其中，每个所选择的发射模式包括调制水平和编码率。

38、根据权利要求32所述的方法，其中，所述标准基于接收器的最小输出误码率。

39、根据权利要求32所述的方法，其中，所述标准基于所计算的输出误码率和所选择的发射模式。

40、根据权利要求32所述的方法，其中，所述标准基于接收器第一级的最大数据速率和接收器第二级的最小输出误码率中的至少一个。

41、根据权利要求32所述的方法，其中，所述输出误码率用一个或多个闭型表达式近似表示。

42、根据权利要求41所述的方法，其中，所述一个或多个闭型表达式至少包括以下之一：

a)y＝-tanh(x)，

$b)---y=-[(1-e^{-2\sqrt{x}})+(1-e^{-1.8x})],$

$c)---y=-[(1-e^{-1.3\sqrt{x}})+(1-e^{-x})],$

d)y＝-(1-e^-0.2x)，或

$e)---y=-(1-e^{-0.35\sqrt{x}}).$

43、根据权利要求41所述的方法，其中，所述一个或多个闭型表达式取决于该组空间复用RF输出信号的编码和/或调制中的至少一个。

44、根据权利要求41所述的方法，其中，所述一个或多个闭型表达式是接收器的输出信噪比或输出信号与噪声及干扰比中至少一个的函数。

45、根据权利要求32所述的方法，其中，该方法还包括：

使用一组基带加权值对输入信号执行分离和加权操作以形成第一组基带信号；和

至少基于该第一组基带信号产生所述空间复用RF输出信号组。

46、根据权利要求32所述的方法，其中，该方法还包括：

将接收到的空间复用RF信号降频以形成第一组基带信号；和

使用第一组基带加权值对该第一组基带信号实施基带加权和合成操作。

47、根据权利要求32所述的方法，其中，所述空间复用RF输出信号至少包括以下之一：码分多址信号、单载波信号、正交频分复用信号和超宽带信号。

48、根据权利要求32所述的方法，其中：

所述发射天线的数目大于所述两个或多个RF链的数目，和

所述接收天线的数目大于所述两个或多个RF链的数目。

49、一种在包括发射器和接收器的通信***中选择天线的方法，所述发射器包括发射天线，该发射天线使用一个或多个RF发射链路通过信道发射一组RF输出信号，所述接收器包括接收天线，该接收天线用于接收该组RF输出信号和相应地生成一组经一个或多个RF接收链路处理的接收RF信号，该方法包括：

建立所述发射天线的可能的子集和所述接收天线的可能的子集；

确定对应于所述发射天线的可能子集和所述接收天线的可能子集的各种组合的信道参数统计；

选择分别与各种信道参数统计对应的发射模式；

计算接收器的输出误码率，每个输出误码率都基于至少一组信道参数统计以及所选择的相应的发射模式而计算；

根据至少以所计算的输出误码率为基础的标准选择发射天线的特定的可能子集和接收天线的特定的可能子集；

将所述一个或多个RF发射链路连接到所选择的特定的发射天线的可能子集上；

将所述一个或多个RF接收链路连接到所选择的特定的接收天线的可能子集上。

50、根据权利要求49所述的方法，其中，所述标准基于所计算的输出误码率和所选择的发射模式。

51、根据权利要求49所述的方法，其中，该方法还包括：

使用一组发射基带加权值对输入基带信号执行分离和加权操作以形成第一组基带信号；和

至少基于该第一组基带信号产生所述RF输出信号。

52、根据权利要求51所述的方法，其中，所述发射基带加权值是使用预编码或时空编码技术产生。

53、根据权利要求49所述的方法，其中，该方法还包括：

将接收的RF信号组下变频以形成第一组基带信号；和

使用一组接收基带加权值对该第一组基带信号执行基带加权及合成操作。

54、根据权利要求51所述的方法，其中，所述发射基带加权值从对应于所选择的发射天线的可能子集的信道矩阵的单一向量中获得。

55、根据权利要求53所述的方法，其中，所述接收基带加权值从对应于所选择的接收天线的可能子集的信道矩阵的单一向量中获得。

56、一种从M个天线单元的发射器或M个天线单元的接收器中选择N个天线单元的***，其中N小于M，包括：

M个天线单元的发射器或M个天线单元的接收器中的M个天线单元；

N个RF链路；和

连接到该N个RF链的开关，

其中，该M个天线单元的接收器计算该M个天线单元中每一可能的N个天线单元子集的输出误码率，每一个输出误码率都至少基于一组信道参数统计而计算，

所述M个天线单元的接收器基于以所计算的输出误码率为基础的标准选择特定的N天线单元子集；和

作为对基于所述标准选择特定的N天线单元子集的响应，所述开关将所述N个RF链路连接到该特定N天线单元子集的N个天线单元上。

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