CN1862974A

CN1862974A - 降低频率复用率的无线通信***

Info

Publication number: CN1862974A
Application number: CNA2005100807257A
Authority: CN
Inventors: 郑若滨
Original assignee: Huawei Technologies Co Ltd
Current assignee: Huawei Technologies Co Ltd
Priority date: 2005-07-05
Filing date: 2005-07-05
Publication date: 2006-11-15
Anticipated expiration: 2025-07-05
Also published as: WO2007003096A1; CN100557988C

Abstract

本发明涉及一种降低频率复用率的接收机及通信***。所述的接收机为一种简单干扰抑制接收机或多解码单元干扰抑制接收机，包括信号接收处理单元和干扰抑制和抵消单元，所述的信号接收处理单元用于对接收的各路信号进行解调、解映射及信道解码处理；所述的干扰抑制和抵消单元用于对接收的各路信号之间的干扰进行抑制和抵消处理。所述的通信***中的基站或用户站包括所述的简单干扰抑制接收机或多解码单元干扰抑制接收机。本发明的实现可以有效克服现有的种同频干扰，有效缩短复用距离，降低频率复用率，增大蜂窝***容量。甚至蜂窝***所有小区可以只用同一种频率，无需复杂的网络规划和功率控制技术。

Description

降低频率复用率的无线通信***

技术领域

本发明涉及无线通信技术领域，尤其涉及一种降低频率复用率的无线通信***。

背景技术

理论上已经证明，采用多个发射天线能把无线信道分割成多个并行的窄带信道，具有提高信道比特传输率的潜能，且研究结果显示，信道容量随天线数量增加而线性增大。与接收分集和智能天线相比，MIMO(多输入多输出)***不但能够提供分集增益和阵列增益，而且可以采用SDM(空间复用)的方式提高***容量。

BLAST是无线通信中采用空间复用技术提高带宽有效性的一种途径，称为贝尔实验室分层空时结构。BLAST***利用多个天线在同一频段同时发送并行的数据流，利用丰富的多径传播不同的数据流，并可在接收机进行分离，从而取得空间分集。

BLAST的原理如图1所示。多个发射机采用相同的调制方式，多个接收机也采用相同的解调方式。BLAST把单个用户的数据流分割成多个子流，并利用多个天线同时发送这些并行子流，所有子流在同样的频带内发送，因此频谱使用效率很高。所需数据有多个副本进入信道(发射天线)，同时有多个输出(接收天线)。在接收机端，多个天线挑选出发送来的多个数据子流及其散射副本，每个接收天线接收叠加在一起的所有发送来的数据子流，并能够利用复杂的信号处理技术，通过这些子信道的差异能分离数据子流并进行检测。

由于无论发射机还是接收机的天线数都是有限的，因此增加分集增益和提高发射速率是一对矛盾。STC(空时码)和SFC(空频码)能较好地解决这一矛盾。空时码利用了多天线***所能提供的空间分集，其性能取决于***的天线数和信号在空间和时间上的编码，包括空时分组码和空时网格码。这些码的设计都假设了非多径信道条件，属于窄带码，最大可获得的分集增益等于发射天线数和接收天线数的乘积。

在宽带多径信道条件下，空时码的性能不是最佳的，因为它只利用了空间分集，而未能利用多径提供的信道频率分集。因此，在研究了多径环境下，基于OFDM(正交频分复用)的多天线***的编码问题，提出了空频码的概念，这些码潜在能实现的分集增益是发射天线数、接收天线数和信道冲击响应长度(信道多径数)的乘积。

从衰落信道的相干时间和相干带宽来看，空时码要求在跨越几个OFDM字符的一个码块周期内信道衰落时间响应保持近似不变，即相干时间越大越好；而空频码要求跨越几个子载波的一个码块的信道衰落频率响应保持近似不变，即相干带宽越大越好。从约束条件上看，空时码在平坦衰落信道中具有较好性能，而空频码在快衰落信道中具有较好性能。但实际上，发射机是无法预知信道状态信息的，为此可以整合空时码和空频码的优势，提出STFC(空时频码)方案，在空间域、时间域和频率域上联合考虑，从而实现了多天线衰落信道下的最大分集增益。

基于上述空时／空频／空时频／空间复用编码处理技术，现有技术中无线通信***中应用的发射机和接收机的结构如图6至图15所示，对于需要向同一接收机发送信号的发射机需要采用不同的频率进行发送，以避免同频干扰。

在蜂窝***中，由于频率资源是有限的，频率复用是提高频率利用率的有效手段。在基于频率复用的蜂窝***中，相邻同频BS(基站)间由一族采用不同频率的小区进行覆盖，用N表示频率复用族小区(即所述采用不同频率的小区)的数目。假设***有K个频点，在该频率复用族中，每个小区分得J个频点(J＜K)，则有

K＝JN＝常量。

如果该频率复用族在某地域重复M次，则该地域的***容量C为：

C＝MK。

***容量C和M成正比，而M则和N成反比。网络规划时如果能优化N最小，则蜂窝***容量最大。

频率复用率q定义为：q＝D/R＝(3N)^1/2；

式中，D为频率复用距离，即为相邻同频基站间的距离；R为小区半径。

可见，蜂窝***容量由频率复用率q决定。

频率复用必然造成相互间的干扰，即同频干扰。相邻同频基站间的距离D越近，频率复用率q越小，蜂窝***容量越大，频率利用率越高，但是同频干扰也越大。同频干扰主要有4中干扰模式，如图2至图5所示。其中，BS为基站，SS为用户站；TX表示发送模块，RX表示接收模块；并假设SS1属于BS1，SS2属于BS2。

干扰功率的大小取决于有效发射功率、复用距离和路径衰耗。在现有的蜂窝***中，通常采用复杂的功率控制技术，以减小同频干扰。因此，现有技术需要进行复杂的网络规划，并需要复杂的功率控制技术。

发明内容

鉴于上述现有技术所存在的问题，本发明的目的是提供一种降低频率复用率的无线通信***，从而可以有效降低无线通信***中的同频干扰，简化网络规划方案。

本发明的目的是通过以下技术方案实现的：

本发明提供了一种降低频率复用率的接收机，包括：

一组接收天线：用于接收各路信号；

信号接收处理单元：分别用于对接收的各路信号进行处理；

干扰抑制和抵消单元：用于对接收的各路信号之间的干扰进行抑制和抵消处理。

所述的干扰抑制和抵消单元包括：

一组干扰抑制和抵消子单元：包括与接收信号路数相同的干扰抑制和抵消子单元，并分别用于对各路信号进行处理获得相互独立的各路接收信号，所述的各个干扰抑制和抵消子单元之间为依次串联，且其输入信号路数依次减少上一次处理获得接收信号的一路信号；

或者，

一个干扰抑制和抵消子单元：用于对接收的各路信号进行处理，并直接输出一路有效的信号。

所述的降低频率复用率的接收机还包括与发射机端对应的空时/空频/空时频/空间复用解码单元：用于对接收信号进行空时/空频/空时频/空间复用解码处理。

所述的信号接收处理单元包括：

解调器：用于对接收的信号进行解调处理；

解映射处理模块：用于经过解调处理后的信号进行解映射处理；

信道解码处理模块：用于对经过解映射处理后的信号进行信道解码处理。

所述的干扰抑制和抵消单元连接设置于解调器，解映射处理模块，信道解码处理模块，或者，空时/空频/空时频/空间复用解码单元的信号输出侧，对经过相应处理后的信号进行干扰抑制和抵消处理。

所述接收机还包括：

信号选择单元：用于从接收的且经过相应处理后的信号中选择一路信号作为有效接收信号。

所述的干扰抑制和抵消单元为基于最大似然ML译码、线性算法译码或非线性算法译码建立设置。

本发明还提供了一种降低频率复用率的无线通信***，包括发射机和所述的降低频率复用率的接收机，发射机将经过信道编码、符号映射及调制处理的信号通过发射天线发送，所述接收机接收所述的发射机发送的信号，并对信号进行信道解码、符号解映射、解调及干扰抑制和抵消处理，获得接收信号。

所述的发射机包括至少两个，所述的接收机对接收的至少两路信号进行干扰抑制和抵消处理。

所述的各个发射机包括基于比特级的单编码单元发射机和/或基于符号级的单编码单元发射机，且所述的接收机侧结构与各个发射机结构对应设置。

所述的接收机包括：

基于比特级的简单干扰抑制接收机或多解码单元干扰抑制接收机、基于符号级的简单干扰抑制接收机或多解码单元干扰抑制接收机、基于比特级混合、基于符号级混合和基于比特级和符号级混合的多解码单元干扰抑制接收机。

所述的降低频率复用率的无线通信***，包括基站和用户站，且，

基站发射机采用普通发射机或单编码单元发射机，不同的基站之间同时或分时发送，接收机采用简单干扰抑制接收机或多解码单元干扰抑制接收机，用户站发射机采用普通发射机或单编码单元发射机，用户站接收机采用简单干扰抑制接收机或多解码单元干扰抑制接收机；

或者，

基站采用基站发射机采用普通发射机或单编码单元发射机，不同的基站之间分时发送，接收机采用简单干扰抑制接收机或多解码单元干扰抑制接收机，用户站发射机采用普通发射机或单编码单元发射机，用户站接收机采用普通接收机或单解码单元接收机；

或者，

基站和用户站发射机采用普通发射机或单编码单元发射机，基站和用户站接收机采用普通接收机或单解码单元接收机，不同的基站之间分时发送并分时接收。

所述的单编码单元发射机包括：

信号发送处理单元：用于对信号进行信道编码、符号映射及调制处理；

空时/空频/空时频/空间复用编码单元：用于对经信道编码处理之前，或者信道编码、符号映射或调制处理后的信号进行空时/空频/空时频/空间复用编码处理。

由上述本发明提供的技术方案可以看出，本发明的实现可以有效克服现有的种同频干扰，有效缩短复用距离，降低频率复用率，增大蜂窝***容量。甚至蜂窝***所有小区可以只用同一种频率，无需复杂的网络规划和功率控制技术。

也就是说，本发明的实现可以在不增加带宽和天线发送功率的情况下，成倍地提高频谱利用率，进而提高无线通信***容量。

附图说明

图1为BLAST的原理图；

图2至图5为现有技术中的四种同频干扰场景示意图；

图6为现有技术中的普通发射机；

图7为现有技术中的普通接收机；图8至图11为现有技术中的四种单编码单元发射机；

图12至图15为现有技术中的四种单解码单元接收机；

图16为本发明提供的信源比特级简单干扰抑制接收机；

图17为本发明提供的信道比特级简单干扰抑制接收机；

图18为本发明提供的信源符号级简单干扰抑制接收机；

图19为本发明提供的信道符号级简单干扰抑制接收机；

图20为本发明提供的另一种信道比特级简单干扰抑制接收机；

图21为本发明提供的信源比特级多解码单元干扰抑制接收机；

图22为本发明提供的信道比特级多解码单元干扰抑制接收机；

图23为本发明提供的信源符号级多解码单元干扰抑制接收机；

图24为本发明提供的信道符号级多解码单元干扰抑制接收机；

图25为本发明提供的信道比特级和信源符号级混合多解码单元干扰抑制接收机；

图26为本发明提供的另一种信源符号级多解码单元干扰抑制接收机；

图27为干扰抑制和抵消单元的结构示意图1；

图28为干扰抑制和抵消单元的结构示意图2；

图29为本发明提供的无线通信***结构示意图1；

图30为本发明提供的无线通信***结构示意图2；

图31为本发明提供的无线通信***结构示意图3；

图32为本发明提供的无线通信***结构示意图4；

图33为本发明提供的无线通信***结构示意图5。

图34为基于空时码的BS1的发射机的结构示意图；

图35为基于空时码的BS2的发射机的结构示意图；

图36为基于空时码的SS1的接收机的结构示意图；

图37为基于空时码的SS2的接收机的结构示意图。

具体实施方式

本发明的核心是利用MIMO和混合空间技术(例如，分层空间复用码、空时码、空频码或空时频码的组合)，能克服所述4种同频干扰，有效缩短复用距离，降低频率复用率，提高频率利用率，增大蜂窝***容量。甚至蜂窝***所有小区可以只用同一种频率，无需复杂的网络规划和功率控制技术。

本发明述的降低频率复用率的无线通信***中涉及普通发射机、普通接收机、单编码单元发射机、单编码单元接收机、简单干扰抑制接收机和多解码单元干扰抑制接收机，下面将分别进行说明。

(一)所述的普通发射机的结构如图6所示，具体包括：

信号发送处理单元，用于对发送信号进行信道编码、符号映射及调制处理，并由发射天线发送；

(二)所述的普通接收机的结构如图7所示，具体包括：

信号接收处理单元，用于对接收天线的接收信号进行信道解码、符号解映射和解调处理；

(三)所述的单编码单元发射机的结构如图8至图11所示，具体包括：

空时/空频/空时频/空间复用编码单元，用于对信源信号进行空时/空频/空时频/空间复用编码，形成Ti条发送支路；

信号发送处理单元，用于对发送信号进行信道编码、符号映射及调制处理，并发送；

按编码器放置的位置的不同，可以有基于比特级的单编码单元发射机，如图8和图9所示，基于符号级的单编码单元发射机，如图10和图11所示；比特级编码器的编码最小单位为比特，而符号级编码器的编码最小单位为符号，例如，图10中编码最小单位可以为经QAM符号映射后的符号；图11中编码最小单位可以为经OFDM调制后的OFDM符号。

对于不同发送支路，可采用相同模式或不同模式的信道编码方式、符号映射方式和调制方式(例如OFDM调制、OFDMA调制或扩频调制)；

(四)单解码单元接收机，如图12至图15所示，具体包括：

信号接收处理单元，用于对不同接收支路，采用相同模式或不同模式的信道解码方式、符号解映射方式和解调方式，例如OFDM解调、OFDMA解调或扩频解调；

按解码器放置位置的不同，可以有基于比特级的单解码单元接收机，如图12和图13，基于符号级的单解码单元接收机，如图14和图15；比特级解码器的解码最小单位为比特，而符号级解码器的解码最小单位为符号，例如，图14中解码最小单位可以为经QAM符号解映射之前的符号；图15中编码最小单位可以为经OFDM解调之前的OFDM符号。

上述发射机和接收机为现有技术中的发射机和接收机。

(五)对于简单干扰抑制接收机，该接收机为本发明提供的接收机，如图16至图20所示，具体包括：

信号接收处理单元，有Rq个接收天线，接收不同支路信号，并采用相同模式或不同模式的信道解码方式、符号解映射方式和解调方式，例如OFDM解调、OFDMA解调或扩频解调；

干扰抑制和抵消单元，对q条解码支路联合进行干扰抑制和抵消，得到q路干扰抑制和抵消后的接收信号，或得到单路干扰抑制和抵消后的接收信号，如图20所示。

根据干扰抑制和抵消单元放置位置的不同，可以有基于比特级的简单干扰抑制接收机，如图16、图17或图20，基于符号级的简单干扰抑制接收机，如图18或图19。

信号选择单元，用于当经上述接收机各单元处理后，如果得到的是q路干扰抑制和抵消后的接收信号，则从q路接收信号中选择出一路信号作为有用接收信号，具体的选择方式本发明中不作限定；如果得到的是单路干扰抑制和抵消后的接收信号，则无需该信号选择单元。

(六)对于多解码单元干扰抑制接收机，该接收机为本发明提供的接收机，如图21至图26所示，具体包括：

信号接收处理单元，有R＝R1+...+Ri+...+Rq个接收天线，接收不同支路信号，并采用相同模式或不同模式的信道解码方式、符号解映射方式和解调方式，例如OFDM解调、OFDMA解调或扩频解调；

与发射机侧对应设置有空时/空频/空时频/空间复用解码单元，具体可以有q个空时/空频/空时频/空间复用解码单元，每个解码单元分别对应R1，...，Ri，...，Rq个接收天线，形成q条解码支路；可以是所有解码支路都采用一种网格解码或分组解码，也可以是一部分解码支路采用网格解码，而另一部分解码接收支路采用分组解码；当解码第i解码支路的接收信号时，其它解码支路信号被看作干扰信号处理。接收机的空时/空频/空时频解码器需要MIMO(多输入多输出)、MISO(多输入单输出)或SIMO(单输入多输出)的信道估计。

根据该解码单元放置位置的不同，可以有基于比特级的多解码单元干扰抑制接收机，如图21或图22，基于符号级的多解码单元干扰抑制接收机，如图23、图24或图26，基于信源比特级和信道比特级混合、基于信源符号级和信道符号级混合及基于比特级(信源或信号)和符号级(信源或信号)混合的多解码单元干扰抑制接收机，如图25；比特级解码器的解码最小单位为比特，而符号级解码器的解码最小单位为符号，例如，图23中解码最小单位可以为经QAM符号解映射之前的符号；图24中编码最小单位可以为经OFDM解调之前的OFDM符号。

干扰抑制和抵消单元，位于空时/空频/空时频/空间复用解码单元之后，不一定紧随其后，q条解码支路联合进行干扰抑制和抵消，得到q路干扰抑制和抵消后的接收信号，或得到单路干扰抑制和抵消后的接收信号，如图26所示。

对于所述干扰抑制和抵消单元，理论上，可采用ML(最大似然)译码能得到最大的空间分集度(为Ri)，但其译码复杂度大。也可采用次最佳的算法：包括线性算法，如迫零(ZF)算法和最小均方误差(MMSE)算法等，以及非线性算法，如SUC(SUccessive Cancellation，一种逐次抵消算法)，OSUC(Ordered SUccessive Cancellation，另一种逐次抵消算法)，即ZF V-BLAST(迫零贝尔实验室分层空时结构)，等。其中的线性算法译码复杂度低，但由于没有充分利用接收信号中的有用信息，能得到的分集度只有Ri-Ti+1，远低于方法ML方法，空时特性较差(虽然MMSE的性能较ZF好)。非线性方法的特性虽不如ML方法，但其译码复杂度大大低于ML方法，在性能和复杂度之间做了很好的折中。在非线性方法中，SUC的性能只比线性方法略好，而OSUC却远远优于线性方法。

假设有q路信源x₁，...，x_q，其中有效信源为x_i，即接收机真正要接收的目标信号。则所述的干扰抑制和抵消单元的结构可以采用如图27所示的结构，干扰抑制和抵消单元有q路输入r₁，...，r_q，分别来自接收天线1，...，q，则干扰抑制和抵消单元由q层干扰抑制和抵消子单元组成；其中，第1层干扰抑制和抵消子单元负责由q路输入r₁，...，r_q，中解出对信源x_q的估计信号x^_q，并将接收天线q的接收贡献从接收天线1，...，q的接收信号中扣除，剩余的信号做为第2层干扰抑制和抵消子单元。第2，..q层干扰抑制和抵消子单元重复上述第1层干扰抑制和抵消子单元的处理过程，最终得到对信源x₁，...，x_q的估计信号x^₁，...，x^_q，然后由其后的信号选择单元选出目标信号x^_i。

本发明还可以采用另一种干扰抑制和抵消单元的结构如图28所示，干扰抑制和抵消单元有q路输入r₁，...，r_q，分别来自接收天线1，...，q，则干扰抑制和抵消单元仅由1层干扰抑制和抵消子单元组成；第1层干扰抑制和抵消子单元负责由q路输入r₁，...，r_q中，直接选择解出对有效信源x_i的目标估计信号x^_i。该结构干扰抑制和抵消单元之后只有单路接收处理支路，避免了上一种结构干扰抑制和抵消单元之后需要有q路的后续接收处理支路，而且无需在干扰抑制和抵消单元之后设置信号选择单元。

下面以上述各个发射机和接收机，尤其是简单干扰抑制接收机和多解码单元干扰抑制接收机在无线通信***，即基站和用户站***中的应用为例进行说明。

第一种实现方案如图29和图30所示：

该方案适用于TDD和FDD方式；对于TDD方式，基于各模式网络发送同步的假设。

基站发射机采用如图6所示的普通发射机或图8至图11所示的单编码单元发射机，且基站接收机采用简单干扰抑制接收机或多解码单元干扰抑制接收机；用户站发射机采用如图6所示的普通发射机或图8至图11的单编码单元发射机，且用户站接收机采用简单干扰抑制接收机或多解码单元干扰抑制接收机。以TDD为例，参见图29和图30，在FDD下不存在图29的情况；其中，各幅附图中t0、t1、tr、tk和tk+1表示不同的时刻；TX表示发送模块，RX表示接收模块；BS为基站，SS为用户站，并假设SS1属于BS1，SS2属于BS2；DL为下行帧，UL为上行帧；图29为克服图2和图3所示的干扰的***示意图，图30为克服图4和图5所示的干扰的***示意图。

第二种实现方案如图31和图32所示：

该方案基于各模式网络发送同步的假设，适用于TDD方式。

基站发射机采用如图6所示的普通发射机或图8至图11所示的单编码单元发射机，且基站接收机采用简单干扰抑制接收机或多解码单元干扰抑制接收机，且不同基站分时发送；用户站发射机采用如图6所示的普通发射机或图8至图11所示的单编码单元发射机，且用户站接收机采用简单干扰抑制接收机或多解码单元干扰抑制接收机。

参见图31和图32所示：图31为克服图2和图3所示干扰的***示意图，图32为克服图4和图5所示干扰的***示意图。

第三种实现方案如图33所示：

该方案适用于TDD和FDD方式；对于TDD方式，基于各模式网络收发同步的假设。

基站采用图6所示的普通发射机或如图8至图11所示的单编码单元发射机，且基站接收机采用简单干扰抑制接收机或多解码单元干扰抑制接收机，且不同基站分时发送；用户站采用如图6所示的普通发射机或图8至图11所示的单编码单元发射机和图7所示的普通接收机或图12至图15所示的单解码单元接收机。

以TDD为例，参见图24，为克服图2和图3所示干扰的***示意图。由于各模式网络收发同步，不会引入图4和图5所示的干扰。

下面再以空时码为例，以一个具体的实例说明本发明的具体实现方式。

实施例如图34、35、36和37所示，具体包括：

空时码主要针对平坦衰落信道，而在实际高速数据传输***中信道特性通常为频率选择性衰落。OFDM(正交频分复用)技术能把频率选择性衰落信道划分为多个并行的相关的平坦衰落信道，因而各载波上呈现非频率选择性衰落。本发明的一个实施例将空时码与正交频分复用技术的组合用于OFDM***上。

假设相邻同频基站BS1和BS2，用户站SS1属于BS1，SS1受BS2的干扰。基于双天线发射分集、单天线接收的简单空时码技术的OFDM***，如图16和图18所示。在每个基站发射端有2根发射天线，相距至少为λ/2(λ为波长)，即发送信号在不同路径种传播的过程应能够被近似认为是相互独立的衰减过程，在用户站接收端有2根接收天线，这种方案接收机的空时解码器需要多输入多输出(MIMO)的信道估计。

信源1(或信源2)通过信道编码/符号映射，然后经符号级简单空时编码，输出的两路信号再分别经过OFDM调制，最后发射天线1和2(发射天线或3和4)发送。

基站1空时编码器输入成对符号(s₁，s₂)，即在时刻0，符号s₁和s₂分别从天线1和天线2发射；在时刻1，符号(-s₂ ^*)和(s₁ ^*)分别从天线1和天线2发射。基站2空时编码器输入成对符号(x₁，x₂)，即在时刻0，符号x₁和x₂分别从天线1和天线2发射；在时刻1，符号(-x₂ ^*)和(x₁ ^*)分别从天线3和天线4发射。其中(*)表示复共轭。这样可保证欲发射符号具有正交空时结构，构成完全时域分集。

用户站1接收机两路天线的接收信号分别经过OFDM解调，输出的两路OFDM信号分别经符号级简单空时解码，再经干扰抑制和抵消单元，输出纯净的BS1信号和纯净的BS2信号，然后分别做信道解码/符号解映射，最后选择得到BS1信号。用户站2接收机结构则更简洁，两路接收信号分别经过OFDM解调，输出的两路OFDM信号分别经符号级简单空时解码，再经干扰抑制和抵消单元，直接输出纯净的BS2信号，然后做信道解码/符号解映射得到BS2信号。

在每个接收支路，空时解码器按下式对接收信号进行空时线性合并，获得Ti×Ri(本例中Ti＝2，Ri＝1)阶分集：

[\begin{matrix} r_{n} (0) \\ {r_{n}}^{*} (1) \end{matrix}] = \sqrt{\frac{2}{N_{T}}} [\begin{matrix} h_{n 1} & - h_{n 2} & h_{n 3} & - h_{n 4} \\ {h_{n 2}}^{*} & {h_{n 1}}^{*} & {h_{n 4}}^{*} & {h_{n 3}}^{*} \end{matrix}] [\begin{matrix} s_{1} \\ {s_{2}}^{*} \\ x_{1} \\ {x_{2}}^{*} \end{matrix}] + [\begin{matrix} w_{n} (0) \\ {w_{n}}^{*} (1) \end{matrix}];

其中，h_ij为发射天线j到接收天线i的信道系数，为多输入多输出(MIMO)的信道估计的结果；w_i(t)为满足正态分布的加性高斯白噪声(AwGN)；系数(2/N_T)^1/2用于归一化发射功率；N_T为发射天线数目，本例中等于两个基站发射天线的总和4；n＝1或2。

综上所述，本发明的实现可以克服图2至图5所示的同频干扰，有效缩短复用距离，降低频率复用率，增大蜂窝***容量。甚至蜂窝***所有小区可以只用同一种频率，无需复杂的网络规划和功率控制技术。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。

Claims

1、一种降低频率复用率的接收机，其特征在于，包括：

一组接收天线：用于接收各路信号；

信号接收处理单元：分别用于对接收的各路信号进行处理；

2、根据权利要求1所述的降低频率复用率的接收机，其特征在于，所述的干扰抑制和抵消单元包括：

或者，

3、根据权利要求1所述的降低频率复用率的接收机，其特征在于，还包括与发射机端对应的空时/空频/空时频/空间复用解码单元：用于对接收信号进行空时/空频/空时频/空间复用解码处理。

4、根据权利要求1、2或3所述的降低频率复用率的接收机，其特征在于，所述的信号接收处理单元包括：

解调器：用于对接收的信号进行解调处理；

5、根据权利要求4所述的降低频率复用率的接收机，其特征在于，所述的干扰抑制和抵消单元连接设置于解调器，解映射处理模块，信道解码处理模块，或者，空时/空频/空时频/空间复用解码单元的信号输出侧，对经过相应处理后的信号进行干扰抑制和抵消处理。

6、根据权利要求5所述的降低频率复用率的接收机，其特征在于，所述接收机还包括：

7、根据权利要求5所述的降低频率复用率的接收机，其特征在于，所述的干扰抑制和抵消单元为基于最大似然ML译码、线性算法译码或非线性算法译码建立设置。

8、一种降低频率复用率的无线通信***，其特征在于，包括发射机和所述的降低频率复用率的接收机，发射机将经过信道编码、符号映射及调制处理的信号通过发射天线发送，所述接收机接收所述的发射机发送的信号，并对信号进行信道解码、符号解映射、解调及干扰抑制和抵消处理，获得接收信号。

9、根据权利要求8所述的降低频率复用率的无线通信***，其特征在于，所述的发射机包括至少两个，所述的接收机对接收的至少两路信号进行干扰抑制和抵消处理。

10、根据权利要求8或9所述的降低频率复用率的无线通信***，其特征在于，所述的各个发射机包括基于比特级的单编码单元发射机和/或基于符号级的单编码单元发射机，且所述的接收机侧结构与各个发射机结构对应设置。

11、根据权利要求10所述的降低频率复用率的无线通信***，其特征在于，所述的接收机包括：

12、根据权利要求8或9所述的降低频率复用率的无线通信***，其特征在于，包括基站和用户站，且，

或者，

13、根据权利要求12所述的降低频率复用率的无线通信***，其特征在于，所述的单编码单元发射机包括：