CN1845440A - 用于开关电源准有源功率因数校正电路 - Google Patents

Abstract

提供一种具有功率因数校正功能的开关电源交流－直流－直流变换器或交流－直流－交流变换器。开关电源具有准有源整形功能来校正输入电流波形。在整个***中，有源开关仅仅用于控制输出功率，没有额外的电流电压应力加在有源开关中，这有可能进一步减小整个***的尺寸和成本。

Description

用于开关电源准有源功率因数校正电路

技术领域

本发明涉及单相具有功率因数校正功能交流到直流变换器，该交流到直流变换器具有高功率因数和低谐波失真，该电路可用于开关电源和电子镇流器。

背景技术

研发功率因数校正器的要求被大量地使用电子功率变换器所推动，例如交流—直流—直流，交流—直流—交流变换器用于开关电源***，由于成本和效率考虑，希望采用简单的功率因数校正电路。

现有的功率因数校正电路可分为两类，其一称之为有源功率因数校正器，其二称之为无源功率因数校正器。非常流行的升压式功率因数校正器是属于有源功率因数校正器，它能整形变换器的输入电流并使其总谐波失真相当低，但是，因为额外开关电路的加入，有源功率因数校正器的效率是比无源功率因数校正器的效率低。另外有源功率因数校正器的控制比较复杂，这样使制造成本增加，可靠性下降，对无源功率因数校正器而言，由于没有有源控制开关电路。无源功率因数校正器可以高效率地工作，但无源功率因数校正器的总谐波失真比较高，另外无源元件的尺寸比较大。

基于两类功率因数校正器优缺点，具有功率因数校正器功能的单级功率变换器概念已经提出数年。在这种变换器中，额外无源元件加到一般直流到直流变换器中。这些无源元件以变换器的开关频率工作。因为这些无源元件以较高的开关频率工作，從而这些无源元件的尺寸可以比较小。在这种变换器中，有源开关的主要任务是调节输出功率。有源开关也完成输入电流整形的部分工作。因为输入和输出电流都通过有源开关，有源开关的损耗是比较高，整体的效率比较低。

基于已有的功率因数校正器电路，有许多文章和专利围绕着谷填充电路。基本的谷填充电路是如图1所示，谷填充电路可以提供比其它已有的无源功率因数校正器要好的性能。

在谷填充电路中，在输入峰值电压附近大约120度左右输入电压通过整流二极管直接提供能量给负载。两个储能电容器C₁和C₂在输入电压过零大约60度左右通过二极管D₁和D₂提供能量给负载。总的来说，大部分输入能量首先供给负载，而小部分输入能量是先储存在两个储能电容中，然后通过电容C₁和C₂供给负载，这样的电路提供相当高的工作效率。

与谷填充电路相关的问题是存在脉冲充电电流，导致功率因数低(大约0.95)以及总谐波失真高(大约40％)，并且这谷填充电路的输出电压从峰值电压的一半到峰值电压呈现相当大的纹波，这纹波频率是于输入频率的兩倍。人们已花费了大量时间和努力来试图改进谷填充电路的功率因数校正器的性能，比如说试图改善输入电压过零大约60度角的死区时间的输入电流波形，另外限制当输入电压接近峰值附近对电容器充电的脉冲充电电流。

一九九七年在电力电子专家会议(PESC)上，有篇题为”A Unity Power factorElectronic Ballast for florescent lamp Having Improved Valley Fill and Valley BoostConverter””描述如何使用有源升压电路来改善输入电压过零大约60度角的死区时间的输入电流波形，电路示于图3，因为升压开关承受输入峰值电压并且该开关仅工作于这60度死区时间，如图4可示，一套复杂的控制需要加入整个***以检测工作点，正因为这复杂的控制电路使得整个***的可靠性下降，也增加了生产费用。

日本专利号码HEL-205520电路示于图5，该专利描述功率因数校正器的负载电流是一断续电流，并在交流输入源与谷填充电路之间***一个合适的电感，以避免输入充电脉冲电流。在该电路中，当瞬时输入电压是高于直流储能电容电压，但低于两电容电压之和时，***电感提供升压功能来提高两电容的电压，以避免充电电流脉冲，但这一专利没能解决输入电压过零大约60度角的死区时间的输入电流断流问题。

美国专利号码5,986,901电路示于图6。该电路使用后续变换器的断续输入电流驱动一个电荷泵电路和***的电感。其电荷泵用于整形对应于输入电压过零大约60度角的死区时间的输入电流波形，而***电感用于升压两直流储能电容电压而避免充电脉冲电流。因为电荷泵和***电感是被断续电流自动驱动，变换器中的有源开关不承受额外电流或电压应力，但该专利电路需要比较多的无源元件来实现电荷泵功能，故该专利的成本还是比较高。

                              发明内容

本发明是根据谷填充电路基础，但谷填充电路所存在的问题，即60度角死区输入电流断续及充电脉冲电流均被克服，而且整个***的效率相当高，根据该发明，辅助功率因数校正电路的驱动源是从至少一个谷填充电路的支路耦合过来，以整形输入电流对应60度角的死区时间，这辅助功率因数是由耦合电感及其他电路组成，这耦合电感电路也用于升压两直流储能电容电压而避免充电脉冲电流。

本发明可以避免使用有源开关和开关控制电路来实现功率因数校正功能并保持无源功率因数校正电路的优点即高效率，低制造成本，这功率因数校正功能是自动启动，当输入电压低于储能电容电压。

按照本发明，整个校正***在预定过零期间校正输入电流波形及减少输入电流脉冲，按照本发明的优点，该功率因数校正电路的输出是断续功率源，这适合大部分功率变换器。因为非常流行的直流降压电路，直流全桥变换电路，直流交流全桥逆变器，直流半桥变换器，直流交流半桥逆变器，直流升降压电路以及反激式直流变换器，都具有断续功率输入特点。

根据本发明的特点耦合电感电路是由多绕组并绕在一个磁芯上组成，其中一个耦合电感绕组是连接在整流器输出和谷填充电路及后续负载之间，至少有一个耦合电感绕组是连接到至少一个谷填充的储能电容。在这样一种电路，从这谷填充储能电容流出的电流可以以磁能形式储存在耦合电感中，当后续负载电流为零时，即断续，储存在耦合电感中的磁能将在接近60度死区时通过整流器，即谷填充电路的输入源释放到两个谷填充电路的储能电容和其他储能器件。

按照本发明的目的，展示一个开关电源具有交流—直流变换功能，即，将输入交流电压变换成一个所需要的直流。储能器件(如谷填充电路和其他储能器件)所储存的电能以输入交流周期周期性地释放到负载中去。这辅助功率因数校正器工作以高频开关频率断续电流方式释放可储存的电能。当能量储存器件向负载释放能量之后，在预给定的时间内以整形输入电流波形。这预定时间是在输入电压接近于零附近60度死区。

根据本发明的特点，限制电流上升下降速率的器件是用于限制交流-直流变换器的输入电流变化速率。

根据本发明的另一优点，电流变化速率限制器是由一电动势发生器组成，比如耦合电感。

                               附图说明

图1示出常规的基本谷填充功率因数校正电路。

图2示出於图一所示的电路对应的电路工作波形，即输入电流和输出电压波形。

图3示出一种现有技术谷填充功率因数校正电路交流-直流-直流变换器，该变换器使用了一个有源升压开关来整形输入电流在输入电压过零附近60度死区时的波形。

图4示出与图3所示对应的工作波形，在图上顶部波形是直流输出电压，中间波形是输入电流波形，底部波形是开关驱动信号波形。

图5示出一种现有技术谷填充功率因数校正电路，该电路采用一个电动势发生器器件，这电动势发生器器件，用于避免输入电流脉冲。

图6示出另一种现有技术即谷填充电路加电荷泵电路来整形输入电流波形在60度死区，并避免输入电流脉冲。

图7示出根据本发明的较佳实施例的准有源交直流变换器功率因数校正器功能块图。

图8示出根据本发明的较佳实施例的以断续电流为负载的单相高功率因数校正变换器的电气原理图。

图9示出根据本发明的第二实施例的单相高功率因数校正变换器以断续电路输入降压电路为其负载的电气原理图。

图10示出根据本发明的第三实施例的单相高功率因数校正变换器以断续电流输入全桥电路为其负载的电气原理图。

图11示出根据本发明的第四实施例的单相高功率因数校正变换器以断续电流输入半桥电路为其负载的电气原理图。

图12示出根据本发明的第五实施例的单相高功率因数校正变换器以断续电流输入升降压变换器为其负载的电气原理图。

图13示出根据本发明的第六实施例的单相高功率因数校正变换器以断续电流输入反激式变换器为其负载的电气原理图。

图14示出根据本发明的第七实施例的单相高功率因数校正变换器以断续电流输入正激式变换器为其负载的电气原理图。

图15示出根据本发明的第八实施例的单相高功率因数校正变换器以断续电流输入两开关正激式变换器为其负载的电气原理图。

图16示出根据本发明的第九实施例的单相高功率因数校正变换器以断续电流输入两开关反激式变换器为其负载的电气原理图。

图17示出根据本发明的第十实施例的单相高功率因数校正变换器以断续电流输入半桥直流到直流变换器为其负载的电气原理图。

图18示出根据本发明的第十一实施例的单相高功率因数校正变换器以断续电流输入全桥直流到直流变换器为其负载的电气原理图。

图19到图28分别示出图9到图18所示电路的变形电路，即，低通滤波器从交流侧移动到直流侧。

图29A示出与图13所示的实施例中所采用的反激式变换器相关联的输入电压电流仿真波形。

图29B示出图13所示的实施例中所采用的反激式变换器相关联的耦合电感L₁电流和输出电压波形。

图30A示出图14所示的实施例中所采用的正激式变换器相关联的输入电压和电流仿真波形。

图30B示出与图14所示的实施例中所采用的正激式变换器相关联的耦合电感L₁电流和输出电压波形。

图31示出图8所示电路的一种变形电路。

图32示出图8所示电路的一种变形电路，其低能滤波器从交流侧移动到直流侧。

图33示出图8所示电路的一种变形电路，其谐振电容Cr从直流侧移动谷填充功率因数校正电路中。

                         具体实施方式

本发明展示一种无源功率因数校正电路，它具有高运行效率。图7表示本发明的较佳实施例的基本结构。如图7所示，辅助功率因数校正电路z(例如耦合电感)的驱动源是从谷填充电路的至少一个桥臂耦合过来的，以校正输入过零60度死区内的输入电流。这样本发明以最基本形式来克服上述已有的问题，即60度死区和谷填充功率因数校正电路的脉冲电流。

如图7所示，功率因数校正变换器的负载是由一不连续电流源组成，这种电流源有最小死区时间、即在这死区时间内，这负载电流是零或负的。辅助功率因数校正电路的驱动源耦合自谷填充电路的至少一个桥臂。桥臂是由一对二极管和一对直流滤波电容组成。在这基本结构中，由于串联二极管，从桥臂耦合的驱动源是一高频单极性电流源。

图8展示了本发明的基本电路，该电路是由如下元件组成：由电感L_f和电容C_f组成的差模滤波器，全桥整流器BR，电磁力产生器器件(例如，具有三个绕组L₁，L₂，L₃的耦合电感)，三只谷填充二极管D₁，D₂，D₃，两只直流滤波电容C₁，C₂，一只谐振电容Cr，和一个不连续功率负载，该不连续功率负载可以由降压式，升降压式，正激式，反激式，谐振逆变式等电路构成。

辅助功率因数校正电路由具有三个绕组L₁，L₂，L₃的耦合电感组成。耦合电感的绕组从谷填充电路的桥臂耦合驱动源。通过耦合电感的磁场以校正输入电流波形。耦合电感也用于限制输入电流变化率和作为升压功能来帮助功率因数校正功能。

值得注意的是，这不连续功率负载是由开关变换器产生的，如降压变换器，升降压变换器，反激式变换器，正激式变换器，谐振变换器或其它功率开关电路。

基本电路工作可分为两个工作模式，其一为直接供电模式(这对应于瞬时输入电压幅值大于每一直流滤波电容上直流电压)，其二为耦合升压模式(对应于瞬时输入电压幅值小于每一直流滤波电容上直流电压)。

下面描述是设为输入交流电压为正值期间。对于输入交流为负值期间，其工作原理相同。所以省略对其的描述。

1.直接供电模式

对于直接供电模式，因整流桥输出电压是高于每一直流滤波电容上直流电压，但小于各直流滤波电容上直流电压之和，所以当这功率因数校正电路的负载电流从零变到一固定值，输入电源将通过耦合电感的绕组L₁和整流器BR直接供能量给这负载和谐振电容Cr。因为负载电流穿过L₁和整流桥BR，有能量存储在L₁中。当负载电流从一个固定变为零，储存在L₁中的能量会释放到谐振电容Cr，以及通过二极管D₃释放到两个串联的直流滤波电容。因为输入电源是与L₁串联，输入电源通L₁向谐振电容Cr和两个直流滤波电容C₁，C₂充电。因为整流桥BR的输出电压是低于两个直流滤波电容上直流电压总和，L₁的充电电流为衰减电流。对直接供电模式而言，每个开关周期可划分为两部份。在第一部份，输入电源直接供能给负载并储能于L₁中。在第二部份，输入电源分别通过耦合电感L₁和二极管D₃向谐振电容Cr和两个直流滤波电容C₁，C₂充电。

2.耦合升压模式

在耦合升压模式中，输入电源电压瞬时值是低于每一直流滤波电容的直流电压。因为这输入交流电压是低于每一直流滤波电容的直流电压，当负载电流从零变到一固定值时，谐振电容Cr就释放所储的能量，谐振电容Cr上的电压降低。当谐振电容Cr上电压低于直流滤波电容上电压时，直流滤波电容释放所储存的能量给负载和谐振电容Cr。电流分别通过耦合电感两个绕组L₂和L₃。因为L₂和L₃是耦合电感的绕组，流过的电流储能在耦合电感中，耦合电感与谐振电容谐振。

当负载电流从一个固定值变为零，耦合电感绕组L₂和L₃继续与谐振电容Cr谐振。谐振电容Cr电压增加。当耦合电压绕组L₁的反射电压是低于两绕组L₂和L₃的反射电压时，二极管D₁和D₂关断并且耦合电感中储存的磁能从绕组L₂和L₃转移到绕组L₁。耦合电感通过绕组L₁释放所储存的磁能到谐振电容Cr以及直流滤波电容C₁和C₂。同时输入电源也释放或提供能量到谐振电容Cr以及直流滤波电容C₁和C₂。在耦合升压模式，每一开关周期可以分为三个区域，第一区域，两个直流滤波电容释放储能给负载并储存能量到耦合电感绕组L₂和L₃。第二区域，两个耦合电感绕组L₂和L₃与谐振电容Cr谐振，从而使耦合电感绕组L₂和L₃的磁能转移到绕组L1。第三区域，耦合电感和输入电源通过绕组L₁向谐振电容Cr以及直流滤波电容C₁和C₂放电。

因为输入电源总是输送能量给变换器，这样输入电压过零的60度死区问题可以解决。因为电流在二极管D₁和D₂支路是断续的，这就可能使用高频耦合电感耦合和输出一单极性高频电流源，即，瞬时电流变化从一定值变到零。二极管D₁和D₃仅仅在60度死区时有电流，并且耦合升压模式自动启动以校正输入电流波形。电路的循环电流是很低的，当瞬时输入电压幅值低于直流滤波电容直流电压时，绕组L₁电流用以从输入电流吸收输入能量。

本发明的第二个实施例示于图9，在该实施例中，降压式电路100是作为后续功率级。在这个降压式电路中，电路工作于连续电流或断续电流模式。该降压式电路100的结构和工作方式为本领域的技术人员所已知，故在此省略对其的描述。

图10示出本发明的第三实施例的电路，在该电路中，气体放电灯如金属卤灯，作为被驱动的负载。全桥逆变器200输出一低频方波交流电流源。该全桥逆变器200的结构和工作方式为本领域的技术人员所已知，故在此省略对其的描述。

图11示出本发明的第四实施例的电路，在该电路中，一半桥逆变器300用于驱动气体放电灯，如萤光灯，它以高频正弦波电流驱动。该半桥逆变器300的结构和工作方式为本领域的技术人员所已知，故在此省略对其的描述。

图12到18分示出本发明的第五、六、七、八、九、十、十一实施例的电路。在第五实施例的电路中，功率因数校正电路与断续电流输入升降压变换器400相连接；在第六实施例的电路中，功率因数校正电路与断续电流输入反激式变换器500相接；在第七实施例中，断续电流输入正激式变换器600作为功率因数校正器的负载；在第八实施例中双开关正激式700作为负载；在第九实施例中双开关反激式变换器800作为负载；在第十实施例中半桥直流一直流变换器900作为负载；在第十一实施例中全桥直流直流变换器1000作为功率因数校正器的负载。上述电路400，500，600，700，800，900，1000的结构和工作方式为本领域的技术人员所已知，故在此省略对其的描述。

第19图至第28图分别示出在图9至图18的基础上改进的拓扑电路，即低通滤波器从交流侧移到直流侧，二极管D_f与耦合电感绕组L₁串联，其好处是可以使桥式整流器以低频工作。

图29A示出与图13所示的实施例中所采用的反激式变换器相关联的输入电压电流仿真波形。图29B示出与图13所示的实施例中所采用反激式变换器相关联的耦合电感L1电流和输出电压波形。图30A示出与图14所示的实施例中所采用的正激式变换器相关联的输入电压电流仿真波形。图30B示出与图14所示的实施例中所采用的正激式变换器相关联的耦合电感例L1电流和输出电压波形。

图31示出图八所示电路的一种改进电路，其运行原理是与图8所示电路的运行原理相同，唯一的不同之处是耦合电感多绕组数目不同。在图8中，耦合电感有三个独立的绕组，在图31中，耦合电感只有两个绕组但其中一个绕组有一个抽头，对两个绕组耦合电感而言，其耦合系数可以比较高并且其制造成本比较低，所有如图9至图18所示的电路都可以使用如图31所示的功率因数校正电路。

图32示出图8所示电路的一种改进电路，即低通滤波器从交流侧移到直流侧。当这低通滤波器从交流侧移至直流侧，二极管D_f加入以使绕组L1中的电流单极性。所有如图19至图28所示的电路都可以使用如图32所示的功率因数校正电路。

图33示出图8所示电路的一种改进电路，即谐振电容Cr从直流侧移动谷填充功率因数校正电路中。所有如图19至图28所示的电路都可以使用如图33所示的功率因数校正电路。

与以往技术相比，本发明提供了对已有技术各种突破性改进，本发明的功率因数校正变换电路提供了一种改善的功率因数校正功能。本发明不增加开关元件任何额外的电流和电压应力。另外这改善的谷填充功率电路是一无源的并且有很少的附加元件，其结果是功率因数校正变换器的效率及可靠性是非常高的，而制造成本低。

Claims (10)

1.一种开关电源，其特征在于，该开关电源包括：

交流-直流变换器，该交流-直流变换器将交流输入电压变换成直流电压；能量储存器件，该能量储存器件储存比输入交流电压峰值低的直流电压，当经整流的交流输入电压高于储存器件储存直流电压，这整流后的交流输入电压直接供能量到负载和能量储存器件中，当整流后交流输入电压低于存储器件储存直流电压，能量储存器件释放其所储存的能量给负载并且整流后的交流输入电压提供能量给能量储存器件；

当能量储存器件向负载释放能量之后，辅助功率因数校正器即启动工作；以这种方式，这辅助功率因数校正器整形对应的输入电流波形。

2.如权利要求1所述的开关电源，其特征在于，所述能量存储器件接受连续或高频断续电流，但以高频断续电流或一系列脉冲串释放能量。

3.如权利要求1所述的开关电源，其特征在于，所述辅助功率因数校正器是由电流储能器件和能量储存器件谷填充功率因数校正电路组成。

4.如权利要求3所述的开关电源，其特征在于，所述的电流储能器件由耦合电感组成；耦合电感串联耦合从交流-直流变换器到谷填充功率因数校正电路，并且耦合谷填充电路的至少一个桥臂。

5.如权利要求3所述的开关电源，其特征在于，所述耦合电感是由多个绕组组成的耦合电感。

6.如权利要求1所述的开关电源，其特征在于，所述开关电源有一谐振电容Cr并联与交流-直流变换器。

7.如权利要求1所述的开关电源，其特征在于，所述辅助功率因数校正器运行是用于限制交流-直流变换器输入电流的变化速率。

8.如权利要求1所述的开关电源，其特征在于，所述负载是由以断续电流输入为输入电流的直流-直流变换器或直流-交流变换器组成。

9.辅助功率因数校正器，其特征在于，该辅助功率因数校正器包括：

电感电路串联耦合到谷填充功率因数校正电路的至少一个桥臂以在输入电压过零的60度死区内整形对应的输入电流波形并且限制交流-直流变换器输入电流的变化速率。

10.如权利要求9所述的辅助功率因数校正器，其特征在于，所述电感电路是由一耦合电感与一谐振电容串联组成。

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