CN1787510B - 数字通信***中16级正交幅度调制的解调方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种数字通信***中16级正交幅度调制的解调方法，包括步骤：将对数似然比(LLR)函数在区间上进行分段；对每一段用一阶函数进行拟合；通过一阶函数来计算每个比特的LLR值。通过对LLR计算公式的推导和简化，得到简化的近似公式。本发明提供的解调装置包括以下几个部分：归一化模块，虚部实部分离模块和一阶函数拟合模块。本发明使用近似公式替代了原有复杂的LLR公式，可以大大降低算法的复杂度，可以在实际***中进行应用。同时通过归一化操作，使计算LLR公式的系数固定，免除了计算系数的复杂运算，提高接收机的灵活性。

Description

数字通信***中16级正交幅度调制的解调方法及装置

技术领域

本发明涉及数字通信***中16级QAM(Quadrature Amplitude Modulation，正交幅度调制)的解调方法和装置，更具体而言是在无线通信***中如何对16QAM进行软输出的解调方法和装置。

背景技术

在数字通信***中，对信源数据进行信道编码之后，通常会使用16QAM来对数据进行调制，通过这种方法来提高频谱利用效率。在接收端，就相应的需要提供16QAM解调器来实现信号的解调，传统的16QAM的解调器一般直接根据其星座图量化输出进行硬判决，得到结果0或1。但是由于接收机对信号进行独立的硬判决，使接收信号产生不可恢复的信息损失，因此现在很多通信***中使用软判决的信道译码。正常情况下，软判决的维特比(Viterbi)要比硬判决的Viterbi译码性能好2-3dB。

Turbo码因为其卓越的性能而得到通信界的关注，并被作为信道编码而在很多通信***中广泛应用。而其解码器是一种典型的软输入软输出方式，因此就需要解调器输出软信息作为其输入。美国专利(US 6,594,318 B1)中提出通过计算LLR(Log-Likelihood Ratio，对数似然比)的方法进行计算解码的软信息，用下面的公式来近似运算LLR值，

$\mathrm{LLR}\left(c_0\right)=1.2649\left|Y_I\right|-0.8\left(\frac{C}{I}\right)$

LLR(c₁)＝1.2649Y_I

$\mathrm{LLR}\left(c_2\right)=1.2649\left|Y_Q\right|-0.8\left(\frac{C}{I}\right)$

LLR(c₃)＝1.2649Y_Q

其中

是载波信干比，该值是通过测量导频信号得到的，Y_I，Y_Q分别是接收到的调制信号的实部和虚部按照

进行归一化后的结果，c₀，...，c₃是对应于一个调制信号的4个输入比特。该方法的主要问题是对LLR公式的近似太简单，会导致解调输出的软信息和实际的LLR值误差比较大，这会严重影响解调之后的信道解码性能。另一方面是使用参数信干比

来参与计算软信息，由于引入干扰估计值，增加了噪声对软信息的影响。本发明就是在不提高接收机复杂度的情况下，提出一种能够更加准确输出软信息的解调方法，从而可以提高后面信道解码的性能。

发明内容

本发明的目的是通过计算解调之后数据的LLR，并进行一定近似的情况下，作为解调信号的软信息，提高16QAM解调器输出软信息的精度，从而提高瑞克接收机的整体性能。

为了实现上述目的，本发明所采用的技术方案为：利用LLR函数计算所接收调制信号的实部和虚部的每个比特的LLR值，将计算结果作为解调器输出的软信息，其特征在于求LLR值的过程包括以下步骤：将LLR函数在区间[-∞，-2a]，[-2a，2a]和[2a，+∞]上进行分段，其中a是调制信号的幅度值；对每一段用一阶函数进行拟合，所述进行拟合包括用调制信号的幅度值a对所接收的调制信号的实部和虚部进行归一化处理，使得归一化后实部和虚部的调制信号单位幅度等于1；并且对归一化后的结果进行实部和虚部分离，得到实部X_k和虚部Y_k；

计算得到归一化处理后的每个比特的对数似然比函数LLR，该对数似然比函数如下：

$\mathrm{LLR}\left(s_{k,0}\right)=\left\{\begin{array}{cc}b{X}_k+c& X_k\∈[-\∞,-2]\\ {\mathrm{dX}}_k& X_k\∈[-\mathrm{2,2}]\\ b{X}_k-c& X_k\∈[2,+\∞]\end{array}\right.,k=0,...,K-1$

LLR(s_k，1)＝e+fabs(X_k)  k＝0，...，K-1

$\mathrm{LLR}\left(s_{k,2}\right)=\left\{\begin{array}{cc}b{Y}_k+c& Y_k\∈[-\∞,-2]\\ {\mathrm{dY}}_k& Y_k\∈[-\mathrm{2,2}]\\ b{Y}_k-c& Y_k\∈[2,+\∞]\end{array}\right.,k=0,...,K-1$

LLR(s_k，3)＝e+fabs(Y_k)  k＝0，...，K-1

其中，s_k，0s_k，1，s_k，2，s_k，3是对应于第k个调制信号的4个输入比特。所述b＝7.876，c＝7.488，d＝4.17，e＝-8和f＝4.1。

所述的调制信号的幅度值是通过以下步骤获得的：利用接收到的导频信号，计算导频信号的强度，再根据导频信号和数据信号的能量关系得出数据信号的幅度大小。

本发明的另一个方面在于提供一种数字通信***中16级正交幅度调制的解调装置，利用LLR函数计算所接收调制信号的实部和虚部的每个比特的对数似然比值，将计算结果作为解调器输出的软信息，其特征在于用以下装置求对数似然比值：

归一化模块，其使用调制信号的幅度值a对所接收的调制信号进行归一化处理，使得归一化后调制信号实部和虚部的调制单位幅度等于1；

虚部实部分离模块，对归一化后的调制信号进行实部虚部的分离，得到实部X_k和虚部Y_k；

一阶函数拟合模块，用一阶函数在区间[- ∞，-2]，[-2，2]和[2，+∞]拟合对数似然比函数。

所述一阶函数拟合模块包括绝对值计算器、加法器最高位提取器、两路选择器、乘法器，该一阶函数拟合模块所包括的这些元件以逻辑运算关系进行连接，从而实现如下公式的运算：

$\mathrm{LLR}\left(s_{k,0}\right)=\left\{\begin{array}{cc}b{X}_k+c& X_k\∈[-\∞,-2]\\ {\mathrm{dX}}_k& X_k\∈[-\mathrm{2,2}]\\ b{X}_k-c& X_k\∈[2,+\∞]\end{array}\right.,k=0,...,K-1$

LLR(s_k，1)＝e+fabs(X_k)  k＝0，...，K-1

$\mathrm{LLR}\left(s_{k,2}\right)=\left\{\begin{array}{cc}b{Y}_k+c& Y_k\∈[-\∞,-2]\\ {\mathrm{dY}}_k& Y_k\∈[-\mathrm{2,2}]\\ b{Y}_k-c& Y_k\∈[2,+\∞]\end{array}\right.,k=0,...,K-1$

附图说明

LLR(s_k，3)＝e+fabs(Y_k)  k＝0，...，K-1

其中，s_k，0s_k，1，s_k，2，s_k，3是对应于第k个调制信号的4个输入比特。

所述b＝7.876，c＝7.488，d＝4.17，e＝-8和f＝4.1。所述的归一化模块是乘法器；

由于本方案中使用近似公式替代了原有复杂的LLR公式，大大降低了解调方法的复杂度，可以在实际***中进行应用，和前面提到美国专利相比，在基本不增加解调方法复杂度的前提下，大大提高LLR计算值的精度，接收机性能得到改善。同时通过归一化操作，使计算LLR公式的系数固定，免除了计算系数的复杂运算，提高接收机的灵活性。

图1调制信号单位幅度a是1时16QAM的星座图；

图2调制信号单位幅度a是1时s_k，0的LLR函数曲线图；

图3调制信号单位幅度a是1时s_k，1的LLR函数曲线图；

图4调制信号单位幅度a是1时 $\mathrm{Log}\frac{1+e^{4a{X}_k-8a^2}}{1+e^{-4a{X}_k-8a^2}}$ 函数曲线图；

具体实施方式

图5本发明的流程图；

图616QAM解调部分的功能框图；

图716QAM解调部分的硬件框图；

图8本发明与现有技术的解调方法性能比较图。

下面结合附图和具体实施例对本发明所述技术方案作进一步详细说明，根据这些结构图，同一领域的技术人员可以很容易实现本发明。

在无线通信***中，经常使用16QAM调制的方法来提高频谱利用率，其星座图参见图1。原数据中4个比特信号s_k，0s_k，1，s_k，2，s_k，3均分成两组，分别对应星座图中的实部和虚部，图1中的映射方式是s_k，0s_k，1对应实部，s_k，2，s_k，3对应虚部，其对应方式可用公式表示为：

X_k＝(2s_k，0-1)*2a+(2s_k，1-1)*a

Y_k＝(2s_k，2-1)*2a+(2s_k，3-1)*a

其中X_k和Y_k分别表示接收的调制信号的实部和虚部，s_k，0s_k，1，s_k，2，s_k，3是对应于第k个调制信号的4个输入比特，a是调制中的幅度单位。其映射方式参见图2。

Turbo码因为其卓越的性能而得到通信界的关注，并被作为信道编码而在很多通信***中广泛应用。而其解码器是一种典型的软输入软输出方式，因此就需要解调器输出软信息作为其输入。由于现在通用的Turbo编译码器都是采用二进制的方式，因此这就要求16QAM解调器输出各比特的软信息。这里就涉及到如何得到各比特的软信息，最优的方法就是计算各比特的LLR值。

$\mathrm{LLR}\left(s_{k,i}\right)=\mathrm{Log}\frac{\mathrm{\Σp}(s_{k,i}=1|X_k,Y_k)}{\mathrm{\Σp}(s_{k,i}=0|X_k,Y_k)},i=0,...,3,k=0,...,K-1$

其中s_k，i是第k个16QAM接收复信号对应的第i个比特信号，X_k是接收的第k复信号实部，Y_k是接收的第k复信号虚部。由于实部和虚部分别对应两个比特的信号，相互独立的，上式就可以变为：

$\mathrm{LLR}\left(s_{k,i}\right)=\mathrm{Log}\frac{\mathrm{\Σp}(s_{k,i}=1|X_k)}{\mathrm{\Σp}(s_{k,i}=0|X_k)},i=0,1,k=0,...,K-1$

$\mathrm{LLR}\left(s_{k,i}\right)=\mathrm{Log}\frac{\mathrm{\Σp}(s_{k,i}=1|Y_k)}{\mathrm{\Σp}(s_{k,i}=0|Y_k)},i=2,3,k=0,...,K-1$

由于实部和虚部分别对应两个比特的信号，并且对应方式相同，我们这里可以仅讨论实部的LLR公式。由于假定噪声是加性高斯噪声，将概率分布函数带入上式就可以得到：

$\mathrm{LLR}\left(s_{k,0}\right)=\mathrm{Log}\frac{e^{-{(X_k-3a)}^2}+e^{-{(X_k-a)}^2}}{e^{-{(X_k+3a)}^2+}{e}^{-{(X_k+a)}^2}},k=0,...,K-1$

$\mathrm{LLR}\left(s_{k,1}\right)=\mathrm{Log}\frac{e^{-{(X_k-a)}^2}+e^{-{(X_k+a)}^2}}{e^{-{(X_k-3a)}^2+}{e}^{-{(X_k+3a)}^2}},k=0,...,K-1$

图2和图3分别是s_k，0和s_k，1的LLR函数曲线。由于公式中存在指数运算，复杂度很大，实际中不可能使用。经过公式的推导，上面的公式可以简化如下：

$\mathrm{LLR}\left(s_{k,0}\right)=4a{X}_k+\mathrm{Log}\frac{1+e^{4a{X}_k-8a^2}}{1+e^{-4a{X}_k-8a^2}},k=0,...,K-1$

$\mathrm{LLR}\left(s_{k,1}\right)=-8a^2+\mathrm{Log}\frac{e^{8a{X}_k}+e^{-4a{X}_k}}{1+e^{4a{X}_k}},k=0,...,K-1$

上面两个公式仍然存在指数运算，但我们可以进行近似。对于s_k，0的LLR函数，其后一项是复杂的指数运算，其函数曲线参见图4。可以看出该函数在[-2a，2a]区间基本变化很小，而在剩余位置都近似服+从一阶函数。为了简化运算，我们对s_k，0的LLR函数进行分段，[-∞，-2a]，[-2a，2a]和[2a，+∞]，对每一段用一阶函数进行拟合。而从图3可以看出对s_k，1的LLR函数也可以用一阶函数进行很好的拟合。

调制信号的幅度值a是通过以下步骤获得的：利用接收到的导频信号计算导频信号的强度，再根据导频信号和数据信号的能量关系得出数据信号的幅度大小。

为了减少实际实现中对不同的调制信号单位幅度a值要分别计算拟合函数的问题。我们用a对接收到调制信号的实部和虚部进行归一化，使得归一化后实部和虚部的调制信号单位幅度等于1，这样就不需要每次都计算拟合函数的系数了。经过拟合运算，可以得到LLR函数的公式如下：

$\mathrm{LLR}\left(s_{k,0}\right)=\left\{\begin{array}{cc}7.876X_k+7.488& X_k\∈[-\∞,-2]\\ {4.17X}_k& X_k\∈[-\mathrm{2,2}]\\ 7.876X_k-7.488& X_k\∈[2,+\∞]\end{array}\right.,k=0,...,K-1$

LLR(s_k，1)＝-8+4.1abs(X_k)  k＝0，...，K-1

图5是在得到调制信号单位幅度a后的解调流程图，基本过程如下：

1.对接收的调制信号用a进行归一化。

2.对归一化后的结果进行实部虚部的分离，得到X_k，Y_k。

3.计算s_k，1和s_k，3的LLR值：

LLR(s_k，1)＝-8+4.1abs(X_k)

LLR(s_k，3)＝-8+4.1abs(Y_k)

4.首先判断实部X_k是否大于-2，如果小于，LLR(s_k，0)＝7.876X_k+7.488，转入步骤6，否则转入步骤5。

5.判断X_k是否小于2，如果小于，LLR(s_k，0)＝4.17X_k，否则LLR(s_k，0)＝7.876X_k-7.488。

6.首先判断虚部Y_k是否大于-2，如果小于，LLR(s_k，2)＝7.876Y_k+7.488，转入步骤8，否则转入步骤7。

7.判断Y_k是否小于2，如果小于，LLR(s_k，2)＝4.17Y_k，否则LLR(s_k，2)＝7.876Y_k-7.488。

8.LLR值计算结束。

图6是16QAM解调部分的模块框图，输入接收的调制复信号Z_k和1/a，通过调制幅度归一化模块601，虚部实部分离模块603和一阶函数拟合模块602、604，就可以得到软信息输出LLR(S_k，0)，LLR(S_k，1)，LLR(S_k，2)和LLR(S_k，3)。图7是16QAM解调部分的硬件功能框图，在本实施例中，上述的归一化模块601，为一乘法器701，通过乘法器701，即可实现对调制复信号的归一化操作。通过虚部实部分离器714，实现对调制复信号实部和虚部的分离操作。由于实部和虚部的处理过程类似，这里仅描述通过实部X_k获得LLR(S_k，0)和LLR(S_k，1)的过程。

X_k首先送入到绝对值计算器704中得到|X_k|，然后把它和-2送入加法器705中得到|X_k|-2，再送入到最高位提取器706中，得到|X_k|-2的正负，0时表示正值，1为负值，作为两路选择器708的控制输入。

X_k送入到乘法器702中得到4.17X_k，作为两路选择器708的一路输入。

X_k送入到乘法器703中得到7.876X_k，作为加法器707的一路输入。

X_k送入到最高位提取器710中得到X_k的正负，0时表示正值，1为负值。正负值送入到两路选择器709选择-7.488或者7.488，再送入到加法器707中，和7.876X_k相加，作为两路选择器708的一路输入。

从而就实现了如下公式：

$\mathrm{LLR}\left(s_{k,0}\right)=\left\{\begin{array}{cc}7.876X_k+7.488& X_k\∈[-\∞,-2]\\ {4.17X}_k& X_k\∈[-\mathrm{2,2}]\\ 7.876X_k-7.488& X_k\∈[2,+\∞]\end{array}\right.,k=0,...,K-1$

X_k首先送入到绝对值计算器713中得到|X_k|，然后把它和4.1送入乘法器711中得到4.1X_k，再送入到加法器712中，得到4.1X_k-8从而实现了如下公式：

LLR(s_k，1)＝-8+4.1abs(X_k)  k＝0，...，K-1

图8是本发明与现有技术的解调方法性能比较图，仿真中使用16QAM作为调制方式和三倍编码速率的Turbo码作为信道编码，数据长度是630。两条性能曲线分别表示现有技术采用的方法和本发明的方法，从图中可以看出，新方法可以实现0.1dB的性能提高。

本方案中使用近似公式替代了原有复杂的LLR公式，可以大大降低方法的复杂度，可以在实际***中进行应用。同时通过归一化操作，使计算LLR公式的系数固定，免除了计算系数的复杂运算，提高接收机的灵活性。

Claims (5)

1.一种数字通信***中16级正交幅度调制的解调方法，利用对数似然比函数计算所接收调制信号的实部和虚部的每个比特的对数似然比值，将计算结果作为解调器输出的软信息，其特征在于求对数似然比值的过程包括以下步骤：

将对数似然比函数在区间[-∞，-2a]，[-2a，2a]和[2a，+∞]上进行分段，其中a是调制信号的幅度值；

对每一段用一阶函数进行拟合，所述进行拟合包括用调制信号的幅度值a对所接收的调制信号的实部和虚部进行归一化处理，使得归一化后实部和虚部的调制信号单位幅度等于1；并且对归一化后的结果进行实部和虚部分离，得到实部X_k和虚部Y_k；

计算得到归一化处理后的每个比特的对数似然比函数LLR，该对数似然比函数如下：

$\mathrm{LLR}\left(s_{k,0}\right)=\left\{\begin{array}{cc}{\mathrm{bX}}_k+c& X_k\∈[-\∞,-2]\\ d{X}_k& X_k\∈[-\mathrm{2,2}]\\ {\mathrm{bX}}_k-c& X_k\∈[2,+\∞]\end{array}\right.k=0,...,K-1$

LLR(s_k，1)＝e+fabs(X_k)  k＝0，...，K-1

$\mathrm{LLR}\left(s_{k,2}\right)=\left\{\begin{array}{cc}{\mathrm{bY}}_k+c& Y_k\∈[-\∞,-2]\\ d{Y}_k& Y_k\∈[-\mathrm{2,2}]\\ {\mathrm{bY}}_k-c& Y_k\∈[2,+\∞]\end{array}\right.k=0,...,K-1$

LLR(s_k，3)＝e+fabs(Y_k)  k＝0，...，K-1

其中，s_k，0s_k，1，s_k，2，s_k，3是对应于第k个调制信号的4个输入比特，其中，所述b＝7.876，c＝7.488，d＝4.17，e＝-8和f＝4.1。

2.根据权利要求1所述的解调方法，其特征进一步在于调制信号的幅度值是通过以下步骤获得的：

利用接收到的导频信号计算导频信号的强度，再根据导频信号和数据信号的能量关系得出数据信号的幅度大小。

3.根据权利要求1所述的解调方法，其特征在于计算s_k，0s_k，1，s_k，2，s_k，3各个比特的LLR值的步骤包括：

(1)计算s_k，1和s_k，3的LLR值：

LLR(s_k，1)＝-8+4.1abs(X_k)

LLR(s_k，3)＝-8+4.1abs(Y_k)

(2)首先判断实部X_k是否大于-2，如果小于，LLR(s_k，0)＝7.876X_k+7.488，转入步骤(4)，否则转入步骤(3)；

(3)判断X_k是否小于2，如果小于，LLR(s_k，0)＝4.17X_k，否则LLR(s_k，0)＝7.876X_k-7.488；

(4)首先判断虚部Y_k是否大于-2，如果小于，LLR(s_k，2)＝7.876Y_k+7.488，转入步骤(6)，否则转入步骤(5)；

(5)判断Y_k是否小于2，如果小于，LLR(s_k，2)＝4.17Y_k，否则LLR(s_k，2)＝7.876Y_k-7.488；

(6)对数似然比值计算结束。

4.一种数字通信***中16级正交幅度调制的解调装置，利用对数似然比函数计算所接收调制信号的实部和虚部的每个比特的对数似然比值，将计算结果作为解调器输出的软信息，其特征在于用以下所述装置求对数似然比值：

归一化模块，其使用调制信号的幅度值a对所接收的调制信号进行归一化处理，使得归一化后调制信号实部和虚部的调制单位幅度等于1，并得到实部X_k和虚部Y_k；

虚部实部分离模块，将归一化后的调制信号进行实部和虚部分离；

一阶函数拟合模块，用一阶函数在区间[-∞，-2]，[-2，2]和[2，+∞]拟合对数似然比函数；所述一阶函数拟合模块包括绝对值计算器、加法器、最高位提取器、两路选择器和乘法器；该一阶函数拟合模块所包括的这些元件以逻辑运算关系进行连接，从而实现如下公式的运算：

$\mathrm{LLR}\left(s_{k,0}\right)=\left\{\begin{array}{cc}{\mathrm{bX}}_k+c& X_k\∈[-\∞,-2]\\ d{X}_k& X_k\∈[-\mathrm{2,2}]\\ {\mathrm{bX}}_k-c& X_k\∈[2,+\∞]\end{array}\right.k=0,...,K-1$

LLR(s_k，1)＝e+fabs(X_k)  k＝0，...，K-1

$\mathrm{LLR}\left(s_{k,2}\right)=\left\{\begin{array}{cc}{\mathrm{bY}}_k+c& Y_k\∈[-\∞,-2]\\ d{Y}_k& Y_k\∈[-\mathrm{2,2}]\\ {\mathrm{bY}}_k-c& Y_k\∈[2,+\∞]\end{array}\right.k=0,...,K-1$

LLR(s_k，3)＝e+fabs(Y_k)  k＝0，...，K-1

其中，s_k，0s_k，1，s_k，2，s_k，3是对应于第k个调制信号的4个输入比特，其中，所述b＝7.876，c＝7.488，d＝4.17，e＝-8和f＝4.1。

5.根据权利要求5所述的解调装置，其中所述归一化模块是乘法器。

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