CN1777895A - 用于优化rfid标签设计和实现的方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种确定RFID标签的最优范围、成本和数据速率(1012)的方法，其中首先选择频率(1002)和范围、成本、数据速率和工作电压(1006)。基于这些选择，计算最佳数据速率(1006)，随后计算最佳范围(1008)。对各个成本重复步骤(1006)和(1008)(1010)，以确定最佳范围、成本和数据速率(1012)。

Description

用于优化RFID标签设计和实现的方法

相关专利申请的相互参考

本专利申请要求2003年4月21日提交的临时专利申请No.60/464,234的权益。

技术领域

本发明一般的涉及射频标识***的领域，以及更具体地，涉及用于优化RFID标签的设计和实现的方法。

背景技术

无源RFID标签是主要被利用于流水线物流和制造过程的高可靠的无电池的电子装置。无源RFID标签可以附着到远程或移动中的物理物体，以及提供几十比特的唯一的可纠错的标识。较高性能的RFID标签还包括可重写的电子存储器和环境转换。例如，工业轮胎中的压力RFID标签自动中继简档到触发维护的中央服务器，因此改进性能、可靠性、和减小替换成本。较简单的标识RFID标签发射与在运输中的物体(例如一货架货物或一盒昂贵的花卉)相关联的唯一的标识。

在典型的RFID***中，RFID标签(也称为转发器)位于要被跟踪的物体上。RFID读取器(也称为询问器)典型地包含射频(RF)收发机，当它被触发时向RFID标签发射射频信号(询问)。在典型的实施例中，RF信号(也称为载波信号)开始时提供电压到RFID标签的天线线圈。接收的电压在RFID标签中被整流，用来给RFID标签供电。在示例性实施例中，RFID读取器使用幅度调制(或AM调制)来调制载波信号，以发射数据(诸如对于RFID标签请求其提供诸如RFID标签的识别号那样的信息)到RFID标签。RFID标签通过调制载波信号和把调制的信号散射回RFID读取器而作为应答。

标签可以或者是可连续地或周期地发射的有源标签，或者是响应于询问发射的无源标签。有源标签典型地由电源供电。无源标签典型地通过由读取器生成的电场或机械场不接触地被供电。

当使用RFID***时，可以对于给定的用途考虑选择RFID标签。典型地，RFID标签的用户试图优化诸如标签的范围(在可进行通信的RFID读取器与RFID标签之间的最大距离)、标签的数据速率和标签的成本那样的RFID标签的特性。然而，在这些参数与要被优化的其它参数之间有复杂的关系。

作为例子，图1显示在优化框架内参数的依赖性。在这个例子中，数据速率102、范围104和成本106是要被优化的和出现在优化三角形的顶点处的参数。正如在图1上可以看到的，这些参数依赖于其它因素。例如，范围104依赖于带宽、边带构成、发射功率、所使用的波长、天线增益、失谐灵敏度、逻辑功率(logic power)、标签中稳压器和整流器的效率。这些参数的某些参数被规定所约束。例如，不同的国家允许RFID***工作在不同的频率范围和不同的功率电平。某些参数取决于所使用的半导体制造技术。例如，工作电压取决于半导体制造技术，正如RFID标签的集成电路的电容值和门密度。类似地，成本106和数据速率102也受不同的参数影响，如图1所示，这些参数又受规定、工作环境和半导体制造技术影响。

所以，希望研制一种用于无源RFID标签的、使关键参数依赖性相联系的工作模型和研制一种用于优化RFID标签的设计和实现的方法。

发明内容

在本发明的一个实施例中，提供了一种优化用于在RFID***中与RFID读取器一起使用的RFID标签的设计参数的方法。在该方法中，选择RFID标签将要使用的期望的频段。另外，选择对于RFID标签的最大可按受的成本、对于RFID标签的最大可接受的数据范围、和对于RFID标签的最小工作电压。对于给定的成本，通过改变由RFID读取器生成的询问信号的载波调制周期和RFID标签的天线电容而计算最佳数据速率。接着，通过使用最佳数据速率计算对于给定的工作电压的最佳的范围。

附图说明

此后结合以下的附图描述本发明，其中相同的标号表示相同的单元，以及

图1显示RFID标签的参数及其依赖性；

图2显示列出在示例性公式中使用的变量的表；

图3显示示例性RFID标签；

图4显示说明按照本发明的教导的RFID标签的贮存电容的能量积累的曲线图；

图5a显示说明在最小工作电压与范围之间的关系的曲线图；

图5b显示说明在IC成本与范围之间的关系的曲线图；

图6显示说明对于不同的IC设计和不同的确定的速率，数据和范围之间的关系的曲线图；

图7显示说明在集成电路功率要求与电源电压要求之间的关系的曲线图；

图8显示说明在RFID标签的范围与载波调制和阈值电压之间的关系的曲线图；

图9显示优化过程的曲线图；

图10显示说明按照本发明的实施例的、用于优化RFID标签设计的示例性方法的流程图；以及

图11显示说明用于计算最佳数据速率的示例性方法的流程图。

具体实施方式

本发明的以下的详细说明事实上仅仅是示例性的，不打算用来限制本发明或本发明的应用和使用。而且，不打算受本发明的前面的背景中给出的理论或本发明以下的详细说明限制。

在一个示例性实施例中，本发明一种用于优化RFID标签的选择的方法。为了优化RFID标签的选择，一系列推导的公式中给出RFID标签参数之间的关系。各种不同的公式说明在优化某些参数时进行的折衷。重要的参数和变量，以及在以下的公式的推导中使用的某些变量的示例性数值被列在图2的表中。虽然以下的图和例子讨论无源RFID标签的优化，但这些概念可应用于半无源标签和有源标签以及其它模拟传感器。这些关系可以在以下的公式中被说明。

一开始，注意到由天线子***在远场的接收的功率Pr被给出为：

$P_r={\left(\frac{\mathrm{\λ}}{4\mathrm{\π}}\right)}^2\frac{1}{r^2}{P}_s{\mathrm{\ψ}}_r$ 公式(1)

其中λ是载波信号的波长，r是在载波信号源与天线子***之间的距离，ψ_r是接收天线的增益以及P_s是发射功率。发射功率P_s包括发射天线的功率增益。接收天线功率增益是接收天线方向性与功率传送电路的阻抗匹配效率的乘积。匹配电路效率γ_r是从天线阻抗匹配电路的电压驻波比(VSWR)得出的，其中

${\mathrm{\γ}}_r=\frac{4\left(\mathrm{VSWR}\right)}{{[\left(\mathrm{VSWR}\right)+1]}^2}$ 公式(2)

以上是基于自由空间远区RF传播的相对简单的模型。以上的远区模型没有考虑由关于RF传输的不同的国家和地区设置的各种不同的规定要求。这种模型也没有考虑半导体制造参数，诸如在半导体设计中固有的限制。所以，需要更加严格的模型来说明用于满足性能和成本目标的各种不同的设计参数的折衷和优化。

为了开始更加严格的模型的推导，在图3上显示典型的无源RFID标签的功率获取和调节电路300的示例性模型。电路300包括被耦合到匹配电路304的RFID天线302，匹配电路304包括谐振电路306。匹配电路304被耦合到IC 308，IC 308包括整流电路310、调节电路312、和逻辑电路314。整流电路310包括贮存电容器C_p和箝位二极管316。电路300的各种不同的部件和设计对于本领域技术人员是已知的，以及是在市面上可买到的。

在运行时，由RFID标签的天线302获取的功率被转换成电流I_ant，该电流流过天线302的有效辐射电阻、寄生电阻、和电抗分量。匹配电路304变换源阻抗，以便与负载阻抗匹配达到最大功率传送。天线阻抗和阻抗匹配电路的组合可以建模为集中式并联RLC谐振电路306，如图3所示。RLC谐振电路306具有带通滤波器响应。无损耗电抗元件可以忽略以及功耗元件被表征为每个载频的单个电阻分量R_m。对于在合成的带通响应中的每个窄带谐振槽，电阻分量R_m直接涉及到它的相关的合成Q因子。Q因子，或品质因子，规定谐振电路在它的谐振频带中对功率吸收得如何好。

接收的功率被传送到IC 308。能量贮存电容器C_p经由整流电路310接收来自匹配电路302的功率。开关311和二极管313代表整流电路310的整流结。整流电路310具有功率整流效率η_r。功率整流效率η_r反映偏离理想整流的程度，它不是整流的功率效率。例如，该效率反映全波对半波整流，但不包括在整流结上的动态功耗损失。对于全波整流，开关311闭合以及电流流过二极管313进到电荷贮存电容器C_p，每个载波周期两次。

标签的电压调整器310把平均功率P_a以效率η_C传递到微芯片：

P_c＝P_a/η_c

                         公式(3)

其中P_c是由集成电路逻辑块和调整器310消耗的平均功率。一旦电荷贮存电容器C_p达到预定的上限阈值电压V_p，调整器310和IC逻辑308就成为活动的，并且消耗能量。到贮存电容器C_p的能流在询问器AM调制期间减少。另外，到贮存电容器C_p的能流在RFID标签后向散射调制载波信号时天线失谐期间停止。在正向或反向通信链路中，RFID标签在任何比特调制期间必须能够持续运行。

图4显示在由询问器(RFID读取器)对标签进行询问期间贮存电容器C_p的能量积累。能量分布401的曲线图400显示于图4。当询问器开始询问时，发送射频信号。在接收到RF信号后，由天线302和匹配电路304组成的RFID标签的前端谐振电路产生信号斜坡。在贮存电容器C_p两端的电压从零伏斜坡上升到它的最终值V_p。这被显示为图4的区域402。电压被箝位二极管316保持箝位到该值(区域404)，直至贮存电容器C_p在AM调制期间(区域406)放电为止。电路300被设计成使得AM调制的最大持续时间总是小于对于贮存电容器放电到较低的工作阈值电压V_L所花费的最小时间。在AM调制后，有第二斜坡上升，在此期间在贮存电容器上的电压回到V_p。这被称为AM恢复周期，并被显示为区域408。RFID用后向散射信号回答询问。在这个回答周期期间，当RF载波信号被调制时(信号被后向散射到询问器或RFID读取器)，电压下降，以及当RF载波存在时电压通过增加而被恢复。这可以区域410看到。在询问和回答结束后，电容器上的电压由于泄漏将降低，如在区域412看到的。

最大询问比特速率t_bit由AM调制周期t_AM和在AM恢复阶段的电荷恢复周期t_rec的和限制。AM恢复周期取决于RFID标签的能量收集的速率、RFID标签的RF前端的Q因子、和调整器滞后窗口的尺寸δ_w(滞后窗口是最终的电压V_p与阈值电压V_L之间的差值)。能量收集的速率被假设为在单个询问周期期间大致恒定。也就是，假设RFID标签在询问周期期间至多只移动可忽略的距离。只要输入电源电压保持在规定的滞后窗口δ_w内，调整器310就传递恒定的电压到数字逻辑。足够大的滞后窗口有助于通过提供相对较低的阈值电压V_L而防止RFID标签在询问周期期间过早地关闭。

由于标签的数字逻辑在它工作周期期间消耗功率P_a，贮存电容器电压V_p将以取决于纯贮存速率的速率改变。例如，当RFID标签非常靠近询问器时，RFID标签将以比起逻辑块消耗功率快得多的速率获取能量。所以，贮存电容器电压将相对较快地上升，但由于箝位二极管316，它将保持箝位到接近上部阈值电压V_p。箝位电压可防止集成电路308接收太大的电压。相反，如果载波周期性地中止，诸如，例如在AM调制期间，在贮存电容器上存储的电荷必须足够大，以及截止阈值V_L必须足够低，以便在载波周期性地中止时(诸如在调制周期t_AM期间)的整个时间内保持运行。

在RFID标签后向散射时的时间间隔期间，RF前端反射能量，所以，贮存电容器必须提供保留的能量到数字逻辑。由于后向散射的信令生成反射而不是发源的电磁发射，可以服从规定，而不用限制后向散射的信号的数据速率。所以，后向散射的数据速率通常大于询问数据速率。因此，后向散射的比特调制周期大大地短于载波AM调制周期。所以，在后向散射的信令期间，贮存电容器C_p很可能不放电到最小的工作电压。这可以在图4的部分410中看到。能量分布曲线401在RFID标签后向散射调制期间不下降到下部阈值电压。

一旦询问器接收到来自RFID标签的最终回答，询问器就关断载波信号。RFID标签的数字逻辑将继续保持在电源导通状态，直至贮存电容器上的电荷泄漏而降低到低于最小工作电压阈值V_L。

正如前面讨论的，在载波AM调制或RFID标签后向散射调制期间，RFID标签利用存储的能量。在调制恢复期间，载波必须补充消耗的能量以及传递足够的功率，以便在剩余的比特周期内保持运行。这意味着，平均来说，RF载波必须以高于在AM调制期间RFID标签消耗的平均速率的速率传递能量。典型的设计技术规范需要比起询问器载波调制速率(正向链路)更快速的RFID标签后向散射调制速率(反向链路)。这个约束条件通常被加上，因为对于无源后向散射***的规定依从性仅仅是基于询问器输出功率和RF载波调制周期，而不是基于RFID标签的后向散射特性。由于询问器的输出功率和RF载波调制周期是非限制因素，载波调制周期将长于后向散射调制周期。所以，假设载波调制周期是能量贮存将停止的最长的持续时间，可以确定最小电荷传递速率。

为了给电荷传递速率(也就是，电荷被传递到贮存电容器C_p的速率)建模，应当指出，在比特周期内消耗的能量必须等于在RF载波信号可使用来传递能量到电荷贮存电容器的最小时间间隔期间传递的能量。每个比特周期消耗的能量如下：

$\underset{0}{\overset{t_{\mathrm{bit}}}{\∫}}{i}_c\mathrm{dt}=C_p\underset{V_L}{\overset{V_p}{\∫}}{\mathrm{dv}}_p\⇒\underset{0}{\overset{t_{\mathrm{bit}}}{\∫}}{v}_p{i}_c\mathrm{dt}=C_p\underset{V_L}{\overset{V_p}{\∫}}{v}_p{\mathrm{dv}}_p\⇒P_c{t}_{\mathrm{bit}}=\frac{1}{2}{C}_p(V_p^2-V_L^2)$ 公式(4)

功率调整***引入滞后，即，上部阈值电压与下部阈值电压之间的差别。一旦在贮存电容器C_p两端的电压达到上部阈值V_p，调整器312就开始提供功率到IC逻辑，当电压下降到低于第二阈值V_L时中止调整。包括来自公式3的调整器效率和重新整理公式4，来求解电荷贮存电容器C_p的大小，得到：

$C_p=\frac{2P_a{t}_{\mathrm{bit}}}{{\mathrm{\η}}_c(V_p^2-V_L^2)}$ 公式(5)

把滞后窗口尺寸δ_w(δ_w＝V_p-V_L)代入这个关系式产生：

$C_p=\frac{{2P}_a{t}_{\mathrm{bit}}}{{\mathrm{\η}}_c(V_L^2+2V_L{\mathrm{\δ}}_w+{\mathrm{\δ}}_w^2-V_L^2)}=\frac{{2P}_a{t}_{\mathrm{bit}}}{{\mathrm{\η}}_c{\mathrm{\δ}}_w(2V_L+{\mathrm{\δ}}_w)}$ 公式(6)

流过电容器的电流是：

$i_c=C_p\frac{{\mathrm{dv}}_p}{\mathrm{dt}}$ 公式(7)

在AM恢复周期期间RF载波必须传递足够的能量，以保持在载波恢复周期内逻辑功耗并且积累足够的电荷以在RF载波中止时的下一个周期期间保持AM调制。所以，整流器310必须传递平均电流I_C，将充电规定的贮存电容器C_p，从下部阈值电压V_L到它的最终工作电压V_p。平均电流可以通过积分公式7的两边而得到。

$\underset{t_{\mathrm{AM}}}{\overset{t_{\mathrm{bit}}}{\∫}}{i}_c\mathrm{dt}=C_p\underset{V_L}{\overset{V_p}{\∫}}{\mathrm{dv}}_p$ 公式(8)

在估计积分和代入用于电容值的表示式(公式5)后，结果是：

$I_c=\frac{C_p(V_p-V_L)}{t_{\mathrm{bit}}-t_{\mathrm{AM}}}-\frac{{2P}_a}{{\mathrm{\η}}_c}\frac{t_{\mathrm{bit}}}{t_{\mathrm{rec}}}\frac{1}{(V_p+V_L)}$ 公式(9)

一旦RF载波返回充电能量贮存电容器，这个平均电流就被建立、并且需要在半导体整流结两端的平均偏压Vd：

$V_d=n{V}_T\ln \left(\frac{I_c}{I_o}\right)$ 公式(10)

所以，在每个比特周期结束时，RFID标签的天线302将提供在IC 308两端的最终电压：

V_b＝V_d+V_p                                公式(11)

应当指出，虽然电压和电流是RMS电压和电流，整流器310产生RF载波的每四分之一周期的正弦电压斜坡和不连续的电流波形。RMS电压和电流优于瞬时值，因为它们简化分析和提供对于RFID标签的总的运行的相同的了解。把来自公式9和公式10的公式代入公式11得到：

$V_b=V_p+n{V}_T\ln \left(\frac{{2P}_a}{{\mathrm{\η}}_c{I}_o}\frac{t_{\mathrm{bit}}}{t_{\mathrm{rec}}}\frac{1}{(V_p+V_L)}\right)$ 公式(12)

在充电周期结束时，整流和能量贮存电路将消耗功率：

$P_d=\frac{V_b{I}_c}{{\mathrm{\η}}_r}$ 公式(13)

把来自公式9和公式12的对于V_b和I_c的公式代入公式13产生IC 308在充电周期结束时消耗的最大功率(这是仅仅由IC 308消耗的功率并且不包括天线和匹配电路)：

$P_d=P_{\mathrm{IC}}=\frac{2P_a}{{\mathrm{\η}}_r{\mathrm{\η}}_c}\frac{t_{\mathrm{bit}}}{t_{\mathrm{rec}}}\frac{1}{(V_p+V_L)}[V_p+n{V}_T\ln \left(\frac{{2P}_a}{{\mathrm{\η}}_c{I}_o}\frac{t_{\mathrm{bit}}}{t_{\mathrm{rec}}}\frac{1}{(V_p+V_L)}\right)]$ 公式(14)

把滞后窗口尺寸δ_w(δ_w＝V_p-V_L)引入到这个表示式，得到：

$P_d=P_{\mathrm{IC}}=\frac{{2P}_a}{{\mathrm{\η}}_r{\mathrm{\η}}_c}\frac{t_{\mathrm{bit}}}{t_{\mathrm{rec}}}\frac{1}{(2V_L+{\mathrm{\δ}}_w)}[V_L+{\mathrm{\δ}}_w+n{V}_T\ln \left(\frac{{2P}_a}{{\mathrm{\η}}_c{I}_o}\frac{t_{\mathrm{bit}}}{t_{\mathrm{rec}}}\frac{1}{({2V}_L+{\mathrm{\δ}}_w)}\right)]$ 公式(15)

这是用下部阈值电压V_L和滞后窗口尺寸δ_w表示，因为这些是独立的参数。另外，从公式15可以看到，随着下部阈值电压V_L或滞后窗口尺寸δ_w增加，IC功耗降低(应当指出，V_L和δ_w是在公式15的分母中，所以V_L或δ_w的增加将减小公式15的右边)。取阈值电压V_L或滞后窗口尺寸δ_w的增加为极限，等价于把贮存电容值C_p设置为零。这样做时，可以看到，功率将以逻辑消耗功率的速率被传递，它受效率因子和载波占空比节制。也就是，

$P_{\mathrm{IC}}{|}_{\lim V_L\→\∞}=\frac{P_a}{{\mathrm{\η}}_r{\mathrm{\η}}_c}\frac{t_{\mathrm{bit}}}{t_{\mathrm{rec}}}=\frac{P_a}{{\mathrm{\η}}_r{\mathrm{\η}}_c}\frac{1}{{\mathrm{\τ}}_D}=\frac{P_a}{{\mathrm{\η}}_r{\mathrm{\η}}_c}\frac{1}{1-R_{\mathrm{bit}}{t}_{\mathrm{AM}}}=P_{\mathrm{co}}$ 公式(16)

其中P_c0是最小需要的能量贮存速率，并且询问比特速率R_bit(也称为数据速率)可被定义为：

$R_{\mathrm{bit}}=\frac{1}{t_{\mathrm{bit}}}$ 公式(17)

这个关系式允许比特速率R_bit作为在将来的公式中的独立的变量。

如果RF载波不调制或替换地，占空比是单位一，则IC以与由逻辑电路消耗功率的完全一致的速率消耗功率，它受整流器和调整器效率因子节制。简化用于集成电路功耗的表示式得到：

$P_{\mathrm{IC}}=\frac{{2P}_{\mathrm{co}}(V_L+{\mathrm{\δ}}_w)}{({2V}_L+{\mathrm{\δ}}_w)}+\frac{{2P}_{\mathrm{co}}}{({2V}_L+{\mathrm{\δ}}_w)}n{V}_T\ln \left(\frac{{\mathrm{\η}}_r}{I_o}\frac{{2P}_{\mathrm{co}}}{({2V}_L+{\mathrm{\δ}}_w)}\right)$ 公式(18)

从这个表示式，可以识别两个功耗分量。第一项是电荷贮存速率以及第二项是在非线性整流器上的功耗。

对于窄频带***，天线和相关联的阻抗匹配子***可被建模为如图3所示的集中参数并联RLC网络306。这个网络具有Q因子：

$Q=R_m\sqrt{C_a/L_a}$ 公式(19)

其中功耗元件可被集中为等效电阻R_m，天线电感L_a和天线电容C_a。在这个天线和匹配网络中消耗的功率P_m仅仅是由于电阻部分，这样：

$P_m=\frac{V_b^2}{R_m}=\frac{V_b^2}{Q\sqrt{L_a/C_a}}$ 公式(20)

所以，具有较高的Q因子的***将消耗较小的能量。对于较高的带宽***，功耗元件可被集中为等效电阻R_m。代替来自公式12的IC电源电压V_b得到：

$P_m=\frac{{[V_L+{\mathrm{\δ}}_w+n{V}_T\ln \left(\frac{{\mathrm{\η}}_r}{I_o}\frac{{2P}_{\mathrm{co}}}{({2V}_L+{\mathrm{\δ}}_w)}\right)]}^2}{Q\sqrt{L_a/C_a}}$ 公式(21)

对于可靠地发射持续时间等于比特调制周期的脉冲所需要的带宽BW是：

$\mathrm{BW}=\frac{1}{t_{\mathrm{AM}}}=\frac{f_o}{Q}$ 公式(22)

其中f₀是RF载波的频率。

所以，根据独立的变量t_AM(比特调制周期)的Q因子是：

$Q=f_o{t}_{\mathrm{AM}}$ 公式(23)

天线阻抗L_a与电容C_a的比值可被重写为：

$\sqrt{C_a/L_a}=2\mathrm{\π}{f}_o{C}_a$ 公式(24)

所以，

$Q\sqrt{L_a/C_a}=\frac{f_o{t}_{\mathrm{AM}}}{\sqrt{C_a/L_a}}=\frac{f_o{t}_{\mathrm{AM}}}{2\mathrm{\π}{f}_o{C}_a}=\frac{t_{\mathrm{AM}}}{2\mathrm{\π}{C}_a}$ 公式(25)

把公式25代入公式21，得到：

$P_m={[V_L+{\mathrm{\δ}}_w+n{V}_T\ln \left(\frac{{\mathrm{\η}}_r}{I_o}\frac{{2P}_{\mathrm{co}}}{({2V}_L+{\mathrm{\δ}}_w)}\right)]}^2\frac{2\mathrm{\π}{C}_a}{t_{\mathrm{AM}}}$ 公式(26)

不像IC功耗P_IC，在天线302和匹配电路304中的功耗(P_M)随工作电压增加。这个现象表明存在最优激活阈值。上部和下部工作电压阈值通常是用于给定的特定的半导体工艺的电路设计参数。

公式26也显示在天线功耗与失谐灵敏度之间的折衷。优选的，集中参数天线电容C_a比起由于天线靠近环境中的其它物体造成的寄生电容耦合的电容大得多。当寄生耦合距离减小时，这种寄生耦合将限制天线的谐振频率变化。然而，增加天线电容C_a将增加天线的功耗P_m以及随后减小询问距离。为了补偿，可以增加比特调制周期t_AM。从公式16，增加比特调制而不减小比特速率将增加需要的能量传递速率P_c0，从而也减小询问距离。然而，在天线中将消耗较少的功率，并且功率转移效率将提高。因此，不像有源RFID标签，以较低的而不是较高的比特速率的无源RFID标签操作将是更鲁棒的。通过增加天线集中参数电容和增加比特调制周期同时降低比特速率会减小失谐灵敏度，而不失去范围。

被传递到整流和电荷贮存电路的功率P_d等于从天线302收集的功率，少于在匹配电路304中损失的功率。也就是，

P_d＝P_r-P_m                                     式(27)

把对于来自公式15的P_d，来自公式1的P_r，和来自公式26的P_m的表示式代入公式27，并对于范围r求解，得到：

$r_{\max }=\frac{\mathrm{\λ}}{4\mathrm{\π}}\sqrt{P_r{\mathrm{\ψ}}_r}{(\frac{{2P}_{\mathrm{co}}(V_L+{\mathrm{\δ}}_w)}{({2V}_L+{\mathrm{\δ}}_w)}+\frac{{2P}_{\mathrm{co}}}{({2V}_L+{\mathrm{\δ}}_w)}n{V}_T\ln \left(\frac{{\mathrm{\η}}_r}{I_o}\frac{{2P}_{\mathrm{co}}}{({2V}_L+{\mathrm{\δ}}_w)}\right)+\frac{{[V_L+{\mathrm{\δ}}_w+n{V}_T\ln \left(\frac{{\mathrm{\η}}_r}{I_o}\frac{2P_{\mathrm{co}}}{({2V}_L+{\mathrm{\δ}}_w)}\right)]}^2}{t_{\mathrm{AM}}/2{\mathrm{\πC}}_a})}^{\frac{1}{2}}$ 公式(28)

因此，供电距离取决于在诸如IC逻辑、非线性电压整流器、天线、和它的相关的匹配电路的各种电路子***中的功耗。此外，在每个子***中的功耗也随所需要的能量积累速率而变化。这被预期为，例如随着贮存电流增加，非线性整流电路将消耗更多的功率。

对于典型的设计参数，公式28可被简化。整流器结在最大询问距离上被微弱地偏置，这样，

$(V_L+{\mathrm{\δ}}_w)>>n{V}_T\ln \left(\frac{{\mathrm{\η}}_r}{I_o}\frac{{2P}_{\mathrm{co}}}{(2V_L+{\mathrm{\δ}}_w)}\right)$ 公式(29)

例如，在示例性实施例中，在最大询问距离处(volts：伏)，

(V_L+δ_W≈2volts                                  公式(30)

以及

$n{V}_T\ln \left(\frac{{\mathrm{\η}}_r}{I_o}\frac{{2P}_{\mathrm{co}}}{({2V}_L+{\mathrm{\δ}}_w)}\right)\≈75\mathrm{mV}$ 公式(31)

这个最大询问距离对于消耗约50微瓦的典型的低成本芯片约为20英尺。这个近似导致最大范围的约2％的误差，但对于最大范围的表示式可被简化：

$r_{\max }\≅\frac{\mathrm{\λ}}{4\mathrm{\π}}\sqrt{P_s{\mathrm{\ψ}}_r}{({2P}_{\mathrm{co}}\frac{(V_L+{\mathrm{\δ}}_w)}{({2V}_L+{\mathrm{\δ}}_w)}+\frac{2{\mathrm{\πC}}_a}{t_{\mathrm{AM}}}{(V_L+{\mathrm{\δ}}_w)}^2)}^{\frac{1}{2}}$ 公式(32)

代替来自公式16的P_c0可以弄明白最大速率对于AM调制周期t_AM的依赖性，其中：

$r_{\max }\≅\frac{\mathrm{\λ}}{4\mathrm{\π}}\sqrt{P_s{\mathrm{\ψ}}_r}{(\frac{{2P}_a}{{\mathrm{\η}}_r{\mathrm{\η}}_c}\frac{1}{(1-R_{\mathrm{bit}}{t}_{\mathrm{AM}})}\frac{(V_L+{\mathrm{\δ}}_w)}{({2V}_L+{\mathrm{\δ}}_w)}+\frac{2\mathrm{\π}{C}_a}{t_{\mathrm{AM}}}{(V_L+{\mathrm{\δ}}_w)}^2)}^{\frac{1}{2}}$ 公式(33)

可以计算在零滞后窗口、零载波调制周期、和100％整流与调整效率的理想条件下的最大可能的范围。设置δ_w＝0以及效率因子为一，产生：

$r_{\mathrm{idcal}}=r_{\max }{|}_{{\mathrm{\δ}}_w\→0}=\frac{\mathrm{\λ}}{4\mathrm{\π}}\sqrt{P_s{\mathrm{\ψ}}_r}{(\frac{P_a}{(1-R_{\mathrm{bit}}{t}_{\mathrm{AM}})}+V_L^2\frac{2{\mathrm{\πC}}_a}{t_{\mathrm{AM}}})}^{\frac{1}{2}}$ 公式(34)

从公式20，当天线的功耗接近零时，天线电容C_a接近零。所以，对于无损天线，第二项可被设置为零。对于零载波调制，t_AM可被设置为0，以及在理想条件下对于最大范围的最终表示式是：

$r_{\mathrm{idcal}}=r_{\max }{|}_{\stackrel{{\mathrm{\δ}}_w\→0}{t_{\mathrm{AM}\→0}}}=\frac{\mathrm{\λ}}{4\mathrm{\π}}\sqrt{\frac{P_r}{P_a}{\mathrm{\ψ}}_r}$ 公式(35)

最大范围表示式(公式24和33)的推导表明，收集的功率被分布在天线和匹配电路中的损耗、功率整流器上的损耗、和电压调整器与数字逻辑消耗的功率之间。对于典型的设计，数字估计表明，取决于数据速率，数字逻辑消耗在30％与70％之间的总的收集的功率，而天线和整流器消耗其余部分。当被利用时，作为箝位二极管，肖特基二极管将导致约5％的功耗，因为它们在特征上低的阈值电压。

在天线和匹配电路中的功耗随工作阈值电压V_p或[V_L+δ_w]增加，而整流器与电荷贮存电路的功耗减小。调整器的模拟电路设计的特定的晶体管拓扑和偏置电流确定最小工作电压阈值。

供电范围严重依赖于电阻损耗，从而依赖于阻抗匹配电路的Q因子。因此，Q的增强将提供供电距离的很大的增加，但以带宽减小为代价。这个事实可被使用于产生无源双频RFID标签，它经由窄带UHF频率接收远端功率，但经由在诸如2.45GHz或5.6GHz的工业、科学和医疗(ISM)频段内低功率有源传输或后向散射传输进行通信。使用双频RFID标签提供大大地增强功率接收UHF电路的Q因子的机会，从而增加供电范围而不牺牲RFID标签的通信带宽。

阻抗匹配电路的功耗直接正比于它的分布电容(集中参数模型)的和值。也就是，较小的天线电容将导致较大的询问范围。然而，较小的天线电容也将导致较大的失谐灵敏度，由此天线的谐振频率从载波频率偏移。为了减小失谐灵敏度，通过与附近物体耦合而产生的寄生电容应当是小于天线分布电容的量级。

无源RFID标签可被激活的最大距离或供电范围线性地依赖于载波波长。这种对于波长的强烈的依赖性是相对于诸如2.5GHz和5.8GHz的较短波长的ISM频段，UHF频段流行的主要原因。

当被优化时，从天线子***传送最大功率到集成的数字逻辑。所以，优化的设计使得在天线和整流器结上的功耗最小化和使得被传送到数字逻辑的功率最大化。这牵涉到经由天线和负载阻抗匹配的功率传送的最大化，以及最小化整流中的导通电压和泄漏电流。到数字逻辑的功率传送效率是平均逻辑功耗与在最大询问距离处接收的功率的比值。从公式1：

${\mathrm{\η}}_{\log \mathrm{ic}}={\left(\frac{{4\mathrm{\πr}}_{\max }}{\mathrm{\λ}}\right)}^2\frac{1}{{\mathrm{\ψ}}_r}\frac{P_a}{P_s}$ 公式(36)

取决于成本和数据速率选择，对于优化的设计在最大读取范围，这个值典型地处在从30％到70％的范围。然而，当标签设计改变时效率可以增加。

取决于在该位置的接收的功率，在场中的多个RFID标签在不同的时间初始化。一旦电荷贮存电容器积累足够的能量，超过最小工作电压阈值等于电压滞后窗口δ_w的量时，RFID标签就初始化。当离询问器的距离增加时，由RFID标签接收的功率量减小。所以，在最大读取距离处的RFID标签接收最小的功率量，并且是最后的要初始化的RFID标签。最长的初始化周期可以从下式得到：

$\underset{0}{\overset{r_{\mathrm{init}}}{\∫}}{i}_c\mathrm{dt}=C_p\underset{0}{\overset{v_p}{\∫}}{\mathrm{dv}}_p\⇒t_{\mathrm{init}}=\frac{C_p{V}_p}{I_c}$ 公式(37)

由公式9替换I_c，

$t_{\mathrm{init}}=(t_{\mathrm{bit}}-t_{\mathrm{AM}})\frac{V_p}{V_p-V_L}=(\frac{1}{R_{\mathrm{bit}}}-t_{\mathrm{AM}})(1+\frac{V_L}{{\mathrm{\δ}}_w})$ 公式(38)

通过设置V_L＝0，初始化周期等于AM恢复周期。也就是，V_L＝0代表没有用于建立最小工作电压的多余电荷。

抗冲突算法当前不依靠这种固有的空间分集。相反，大多数算法等待预定的时间量，以便保证在场中的所有的RFID标签在开始询问周期之前被初始化。这个附加的初始化时间量通常是对于典型的RFID标签密度n的总的询问时间的重大的部分，其中询问时间正比于nlog(n)。所以，可以通过结合这个固有的空间分集与智能发射功率控制(TPC)算法，而改进协议速度。TPC算法在技术上是已知的，并且当前被利用于流行的无线宽域网***，以及正出现用于要被引入到无线局域网***的类似的机制的标准。

RFID标签的效率也取决于半导体制造技术。半导体制造技术典型地每18个月左右有重大的改变。在某种程度，成熟的技术花费最小，较老的技术由于逐渐过时再次开始增加成本。某些以模拟为主的设计比起老得多的和更大特性尺寸的技术提供更好的性能，这是为什么它们仍旧存在服务于小的市场的原因。较新的制造技术通常由于较小的特性尺寸，因而是更加功率经济的，但因为早期工具投资和初始的低产量，因而每个单位面积更加昂贵。所以，典型地，两年老的技术往往是成本最经济的，并且是广泛地可得到的。

无源RFID标签典型地引用相对较简单的状态机逻辑，它由小于2万5千个门组成。电荷贮存电容器通常被集成在硅中，以便减小总的RFID标签组件成本。贮存电容器典型地主要占RFID标签的管芯(die)面积。每个RFID标签的总的管芯面积可被计算为：

$A_D=\frac{C_p}{D_c}+A_G{N}_G$ 公式(39)

给定每个硅面积的平均成本ζ，总的芯片成本是(cost：成本)，

Cost＝A_Dζ                              公式(40)

为了设置成本为独立的变量用于分析，根据电容值对于滞后求解公式6。对于δ_w求解公式6并取正的解，得到：

${\mathrm{\δ}}_w=\sqrt{V_L^2+\frac{{2P}_a}{{\mathrm{\η}}_c{R}_{\mathrm{bit}}{C}_p}}-V_L$ 公式(41)

公式39和公式40可被组合以及对于C_p进行求解。结果可被代入公式41，产生作为成本的函数的滞后电压，

${\mathrm{\δ}}_w=\sqrt{V_L^2+\frac{{2P}_a}{{\mathrm{\η}}_c{R}_{\mathrm{bit}}}\frac{\mathrm{\ζ}}{D_c(\mathrm{Cost}-{\mathrm{\ζA}}_G{N}_G)}}-V_L$ 公式(42)

公式42允许计算作为成本的函数的最大询问距离。图5a的曲线表明，对于典型的设计和最小成本目标，存在有最佳(最小)工作电压阈值。在图5a上的每条曲线显示对于给定的成本的范围对最小工作电压。在图5b上的曲线显示对于各种最小工作电压的RFID标签的范围对标签的成本。例如，曲线510显示对于3伏最小值的范围对成本。曲线512、曲线514和曲线516分别代表2、1和0.5伏时的范围对成本。如图5b所示，当成本超过约5美分时，范围没有很大的改变。

询问距离或范围严重依赖于几乎所有的要求。这是直观的，因为无源RFID标签设计的主要的目的是达到最大功率传送效率，从而达到最大距离，而同时提供最大数据速率、最小成本、和来自与环境中的物体的寄生耦合的最小失谐灵敏度的期望的组合。最大功率传送效率或范围常常是期望的。繁重的多径信令和与金属和塑料物体的电容耦合大大地妨碍能量收集。最大范围直接转换成最大灵敏度，这大大地改进在困难的信号传播条件下与RFID标签通信的机会。所以，通过选择最小期望范围，可以确定包括最大可达到的数据速率、最小可达到的成本、和最小可达到的失谐灵敏度的其余参数空间的边界。

图6a-6c显示在范围、成本和对于可接受的失谐灵敏度的各种不同的范围的数据速率之间的折衷，以及在本文件的两种最广泛的可得到的和成本经济的半导体制造过程之间的选择。选择半导体过程以使得期望的最小工作电压阈值V_L可以以最少可能的成本达到。来自图1的参数被使用于对0.35微米和0.25微米工艺的计算。

图6a显示对于.28微米工艺***(604)和.35微米工艺***(602)对于5μs的调制周期(高失谐灵敏度)，范围对传输数据速率。图6b显示对于.25微米工艺***(608)和.35微米工艺***(606)对于2μs的调制周期(中等失谐灵敏度)，范围对传输数据速率。图6c显示对于.25微米工艺***(612)和.35微米工艺***(610)对于.5μs的调制周期(低失谐灵敏度)，范围对传输数据速率。这些曲线图的每个曲线图包括多条曲线，代表对于标签的不同的成本。正如可以看到的，对于在每个曲线图602-612的每条曲线，对于某个给定的数据速率有峰值范围。

从一个工艺到下一个工艺的迁移包括逻辑功率P_a，它由于最小电源电压的改变而变化。从一个工艺到下一个工艺的迁移还导致硅设计的平均门尺寸、电容密度、和每单位面积的成本的改变。

给定期望的范围、数据速率和成本目标后，可以在规定约束条件内调节载波调制脉冲宽度，以及可以在半导体制造约束条件内调节最小工作电压V_L，以改变最佳工作点的位置。最佳工作点是传送到RFID标签的数字逻辑的最大功率点。改变载波调制脉冲宽度牵涉到为了较小的失谐灵敏度而对例如范围、数据速率、或成本的优化目标的至少一项的折衷。例如，当调制周期伸长时，RFID标签的接收机带宽减小，这又减小对于每个合成谐振频率的天线的电阻损耗。这增加RFID标签的范围，因为更多的功率可用于数字逻辑。然而，减小的带宽或增强的Q因子增加了对由于与附近的物体的容性耦合而失谐的天线的灵敏度。天线失谐导致显著的范围恶化。相反，可增加比特调制周期，而同时减小相等的量的比特速率，这样，天线电容C_a会增加而不降低询问范围。

半导体工艺确定每个门的最小逻辑功耗、电容和门面积密度、和可接受的门工作电压的范围。处理技术还确定设计者的集成用于高效率调整器的高Q电感和用于高效率整流器的低泄漏低电压阈值PN结的能力。逻辑功耗、调整器和整流器效率严重地约束最佳工作电压阈值V_L。图7显示对于最小电压的范围的RFID标签的范围。在图7上，有三条曲线，每条曲线代表不同的逻辑功耗水平。正如可以看到的，每条曲线具有在给定的工作电压下的峰值范围。如图7所示，当功耗减小时，峰值向左移动。所以，当逻辑功耗减小时，最小工作电压减小。

一旦半导体工艺被选择，就知道工作电压边界、平均逻辑功耗、调整器效率、整流器效率、和每个单位硅面积的电容。当制造技术移到更小的晶体管时，最小和最大工作电压历史地减小。平均逻辑功耗也以电源电压的平方减小，

P_a∝C_aV_s ²f_clk                        公式(43)

当制造技术继续产生较小的和更加功率有效的低电压晶体管时，可以预期对于无源RFID标签的重大的范围改进。作为例子，以下的表显示随半导体工艺几何尺寸而变化的预期的电源电压。

	半导体制造技术
					最小特性尺寸[μm]	0.35	0.25	0.18	0.13
电源电压[伏]	3.3	2.5	1.8	1.2

当设计者利用诸如微电机械(MEM)结构那样的更先进的技术来改进开关和电感的效率时，调整器效率也继续提高。当前调整器是用肖特基二极管用作为主要的非线性整流结来实施的。肖特基二极管在特性上比起其它传统的半导体二极管具有更低的导通电压，但是具有更低的泄漏电流。当设计方案结合二极管连接的CMOS晶体管或MEM开关时，将达到进一步的效率改进。预期的趋势是当氧化物厚度随晶体管缩放减小时趋向于稍微更高的每单位硅面积的电容值。电荷贮存电容器典型地占用芯片面积的最大的部分，特别是在只读无源RFID标签的情形下。所以，当半导体特性尺寸收缩时，应当出现成本降低。

随着时间推移，与RFID标签有关的成本应当降低并且性能应当提高。然而，即使有这些改进，RFID标签的设计者将面临在选择要优化的参数方面的折衷。折衷的存在显示于图1，以及在推导的公式中加以说明。通过使用推导的公式，可以研制一种方法，它有助于在受到最小的失谐灵敏度和半导体工作电压的范围约束时对诸如范围、数据速率和成本的这样重要的参数的优化。

图10显示说明按照本发明的教导的、用于RFID标签设计优化的示例性方法的流程图。正如本领域技术人员已知的，优化方法可以通过使用任何已知的操作***和任何适当的计算机语言在任何通用或专用计算设备上运行。在第一步骤1002，选择RFID标签和RFID读取器将在其中工作的频段。例如，在示例性实施例中，可以选择850-900MHz的超高频(UHF)范围。UHF频率RFID***典型地比起低频***可以具有更大的范围和更高的数据速率。一旦频率范围被选择，就需要对于选择的频段加上任何规定的约束。这些约束可帮助确定最大带宽、最大发射功率、RF载波与边带比、和天线全向性。

接着，在步骤1004，选择可接受的最小范围、可接受的最大成本、可接受的最小数据速率、和最小工作电压。这些数值的选择典型地留给设计者，并且是基于应用的需要和利用可用的技术。可接受的最小范围典型地是可接受的最小的最大范围，或换句话说，期望的最小的最大范围。

在步骤1006，使用可接受的固定的最小范围作为常数，通过使用公式33和42找出接近期望的数据速率的最佳数据速率。寻找最佳数据速率的示例性过程显示于图11。在第一步骤1102，选择初始的载波调制周期t_AM。典型地，这将被选择为低的载波调制周期，以使得该载波调制周期可以在将来的步骤被实施。接着，在步骤1104，对于天线电容C_a的范围计算数据速率。所使用的天线电容的范围是基于实际的天线电容。在这个步骤后，在某个载波调制周期和天线电容下将有多个数据速率出现。在步骤1106，载波调制周期递增。在步骤1108，检验当前的载波调制数值，查明该值是否大于设计者希望考虑的最大载波调制值。如果不是的话，过程回到1104，在其中通过使用当前的调制值和改变天线电容而计算其它数据速率。如果使用最大载波调制周期，则在步骤1110，从所有的计算的数据速率中选择最佳数据速率，它在一个实施例中是接近于期望的数据速率的数据速率。该数据速率和相关的载波调制周期t_AM以及天线电容C_a然后被保存，以便在图10的方法中使用。

回到图10，在步骤1008，通过使用公式33和42以及来自步骤1006的载波调制周期t_AM、数据速率R_bit、和天线电容Ca的数值，对于一系列最小工作电压V_L计算一系列范围值，以便找到最大范围。在这个步骤结束时，找出对于某个成本的最佳范围和数据速率。

在步骤1010，对于不同的成本点和/或其它约束值重复进行步骤1006和1008。当这个步骤完成时，在步骤1012，分析所有的确定的最佳范围、数据速率和成本，找出最好的一组值。在一个实施例中，这是通过使用对于每个识别的值计算范围、成本、和数据速率的向量和以及然后确定哪一个向量和是离期望的范围、成本、和数据速率有最小的总的向量距离的公知的技术完成的。

作为例子，图8显示该方法的使用。一开始把期望的范围设置为至少12英尺，数据速率设置为至少每秒60千比特，以及管芯成本至多5美分。优化算法确定15.7英尺的最大范围将出现在5.8微秒的载波调制周期和3.6伏的最小工作电压。知道这一点，设计者然后可选择把这些参数调节到实际的数值，以及验证最后的范围例如至少是12英尺。例如，可以选择在工作电压附近的管芯工作点。然而，具有t_AM和V_L的实际值的最后的设计可能在某种程度上是次最佳的。无论如何，优化曲线允许设计者确定最后的实施方案离最佳工作点有多远。正如在图8a上看到的，对于以上的例子，通过使用范围公式33和42，画出范围对载波调制周期t_AM的曲线。最大范围15.7英尺大于需要的范围，以及在5.84μs接入。图8b显示对于以上的例子的范围对最小工作电压。正如在图8b上看到的，15.7英尺的范围出现在3.59。这验证以上讨论的范围、数据速率和最小工作电压。

通过使用优化算法，可以确定图9的曲线图，它显示对于范围、成本、和数据速率的各种组合的需要的最小工作电压和载波调制周期。正如在图9上看到的，在第一象限902，画出对于各种不同的成本的范围对数据速率的曲线。这些曲线是从使用数据速率作为独立的变量的范围公式生成的。在第三象限906，画出对于各种不同的成本的工作电压对调制周期的曲线。在第四象限904，画出对于各种不同的成本的调制周期对数据速率的曲线。在这个象限，数据速率被用作为确定调制周期的独立的变量。在给定期望的成本和数据速率后，该范围在最佳工作点{t_AM，V_L}的地点处接近于常数。在最佳工作点时的最大范围对应于从天线到数字逻辑的最大功率传送效率，如由公式36给出的。直观地，在给定数据速率和成本目标后，最大功率传送效率在在最佳工作点应当是相当恒定的。

优化不能保证在规定、应用环境、和半导体制造参数边界的约束内满足一个或所有的性能和成本目标。只能确定优化的值可以多靠近期望的性能和成本技术规范。替换地，可以决定，一个性能或成本参数可以对于其它参数进行折衷以及当条件满足时，终结优化。

虽然在上述的本发明的详细说明中给出至少一个示例性实施例，但应当看到，可以存在非常多个变例。还应当看到，示例性实施例仅仅是例子，而不打算由这些实施例限制本发明的范围、可应用性、或配置。而是，上述的详细说明将给本领域技术人员提供用于实施本发明的示例性实施例的方便的路线图。将会看到，可以在不背离如在所附权利要求中阐述的本发明的范围的条件下在示例性实施例中描述的单元的功能和安排方面作出各种改变。

Claims (7)

1.一种用于优化在RFID***中与RFID读取器一起使用的RFID标签的设计参数的方法，所述方法包括以下步骤：

选择所述RFID标签将要在其中使用的期望的频段；

选择所述RFID标签与所述RFID读取器之间的可接受的最小距离；

选择对于所述RFID标签的最大可接受的成本和对于所述RFID标签的最小可接受的数据速率；

选择对于所述RFID标签的最小工作电压；

通过改变由所述RFID读取器生成的询问信号的载波调制周期和所述RFID标签的天线电容而计算最佳数据速率；以及

对于给定的工作电压和所述计算的最佳数据速率，计算最佳距离。

2.权利要求1的方法，还包括对于所述RFID标签的不同的成本重复进行计算最佳数据速率和计算最佳距离的步骤以确定一组最佳距离、数据范围和成本。

3.权利要求2的方法，还包括确定数据速率、范围和成本的最佳组合的步骤。

4.权利要求3的方法，其中所述确定最佳组合的步骤还包括：

计算对于每个成本的每组最佳范围与数据速率之间的向量距离；以及

确定对于每个成本的最佳范围与数据速率组中哪一个是处在离所述可接受的最小范围、可接受的数据速率和可接受的成本的最小总向量距离。

5.权利要求1的方法，其中所述期望的频率是在超高频频段。

6.权利要求1的方法，其中所述选择期望的频段的步骤还包括把与期望的频段相关联的规定约束应用到RFID标签的设计上。

7.权利要求1的方法，还包括将所述最佳数据范围、数据速率和成本与实际的值比较，以确定接近于最佳值的实际的优化的值。

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