CN1723647B

CN1723647B - 利用comb模式码元的跳频正交频分多址方法

Info

Publication number: CN1723647B
Application number: CN028301110A
Authority: CN
Inventors: 张庆熙; 金光淳; 赵镛洙; 河皙元
Original assignee: Electronics and Telecommunications Research Institute ETRI; Industry Academic Cooperation Foundation of Chung Ang University
Current assignee: Electronics and Telecommunications Research Institute ETRI; Industry Academic Cooperation Foundation of Chung Ang University
Priority date: 2002-10-26
Filing date: 2002-11-26
Publication date: 2010-08-25
Anticipated expiration: 2022-11-26
Also published as: AU2002353638A1; EP1554831A4; KR100626671B1; AU2002353638A8; JP2006504324A; CN1723647A; EP1554831B1; KR20050071624A; EP1554831A1; US20060072649A1; US7542504B2; WO2004038972A1

Abstract

本发明涉及使用comb模式码元提供跳频OFDMA的方法，所述方法包括步骤：a)将comb模式(comb码元)的频域信号X(k)(k是频率索引)分配给调制的数据序列，所述comb码元包括以预定间隔放置在全部可用频带中的预定数量的子载波(子载波组)；b)使comb码元跳过comb码元以具有独立频率偏移量；以及c)将comb码元通过快速逆傅立叶变换成时域信号x(n)(n是时间索引)，并发射所述信号。

Description

利用COMB模式码元的跳频正交频分多址方法

技术领域

本发明涉及正交频分多址(OFDMA)方法，特别涉及在无线移动通信***中comb码元的跳频OFDMA方法。

背景技术

正交频分多路复用(OFDM)方法是一种多载波传输方法，将整个可用频带划分成预定数目的窄带，并行地调制窄带子载波，并传输所调制的子载波。向每个子载波分配少量数据的低速率数据。依据数据容量的变化或明确的传输请求，应用的调制方法从简单的正交相移键控(QPSK)到256-正交幅度调制(QAM)各不相同。

信道信号正交地接近另一信道而不会引起干扰。由于其它子载波不会影响每个信道的中心频率，所以，该频率的利用率很高。由于每个子载波被处理成窄带信号，如1kHz，所以传输速率是低的。这样，虽然引起了如500纳秒的延时，而信道信号被多次反射并传输，这样就能消除OFDM码元之间的干扰。

换句话说，在OFDM方法中使用的子载波具有正交性，并且只用具有一个抽头(tab)的简单频域均衡器，就增加了频率利用率，并可克服多路径信道问题。由于OFDM方法可以利用快速傅立叶变换(FFT)高速实现，所以，目前OFDM方法用作高速数字传输通信***的传输方法。

例如，OFDM方法用于无线通信***中，如数字音频广播(DAB)、数字视频广播(DVB)、电子及电气工程师协会(IEEE)802.11a、以及高性能无线局域网2(HIPERLAN/2)。另外，与OFDM相似的离散多频音(DMT)用在有线通信***如x数字用户线路(xDSL)中。

同时，与采用广播方法或点对点方法的通信***不同，当多个移动站使用OFDM方法发送数据时，就需要多址方法，例如，OFDM时分多址(TDMA)、OFDM频分多址(FDMA)(OFDMA)，以及OFDM码分多址(CDMA)。

在OFDMA中，每个移动站所有时间都能使用全部子载波中的预定子载波。根据来自移动站的请求，这些子载波可以进行不同地分配。换句话说，在OFDMA中，依据每个移动站请求的数据传输速率，通过对子载波的不同分配就可有效地分配资源。OFDMA提供高的传输效率，因为它不要求在OFDM-TDMA***中所要求的导频码。

特别是当使用大量的子载波时，也就是说当FFT单元的幅值大时，OFDMA方法是适合的。这样，它能有效地应用于具有广域的小区(cell)并且小区的延迟传播相对较大的无线通信。

同时，跳频OFDMA(FH-OFDMA)用于增加频率多样性效果，并通过克服子载波的强衰落或另一移动站的子载波干扰来获得干扰平均效果。关于这方面的更多细节，在2000年由Artech出版社出版的，Richard van Nee和Ramjee Prasad编写的标题为“OFDM无线多媒体通信”一书中有详细说明。

图1A是示出依据传统的OFDMA方法，关于簇的跳频模式的示意图。参考图1A，根据移动站要求的数据传输速率而分配不同的频带a、b和c。通过执行基于时间的跳频来改变所分配的频带。图1A的每个矩形小区的垂直轴11是频域中连续子载波集合，也就是说，作为矩形小区内子载波数×子载波频率间隔(簇)的频带，每个矩形小区的水平轴10指示码元周期。

依据传统的FH-OFDMA方法，在全部子载波中预定数量的邻近子载波被分组以形成簇，并基于簇分配给移动站。该簇根据时隙执行跳频，使得该簇不会连续地跌入无效频率中。

更详细的说明在J.Chuang和N.R.Sollenberger发表在IEEE通信杂志的2000年7月第78到87页的题为“超越3G：基于OFDM和动态分组分配的宽带无线数据访问”文章中进行了描述。

图1B示出在传统的OFDMA方法中，在跳频期间跌入无效频率的簇的示意图。参考图1B，簇40到41基于时隙随机地进行跳频。每个簇是连续子载波的集合。当簇40跌入所示时隙3的信道无效频率中时，出现进发(burst)错误。为了克服这些进发错误，执行交织或编码。

但是，使用簇的传统方法存在的问题是，移动站要消耗大量的功率，因为它对全部子载波执行FFT，即使它具有分配给自己的簇。还有，万一分组的数据不够执行交织的长度，如控制信号，传统的方法就不能克服进发错误。

发明内容

因此，本发明的一个目的是提供一种使用comb模式的码元，即comb码元的跳频正交频分多址(OFDMA)方法，该方法即使当将comb码元，而不是簇分配给移动站作为OFDMA的子载波来传输短数据分组也能克服进发错误，。

本发明的另一个目的是提供一种使用comb码元的跳频OFDMA方法，该方法通过将comb码元分配给移动站作为OFDMA的子载波，能减少快速傅立叶变换(FFT)的计算量。

本发明的另一个目的是提供一种使用comb码元的跳频OFDMA方法，当comb码元被另外分配给移动站时，该方法通过将comb码元分配给移动站作为OFDMA的子载波，能减少快速傅立叶变换(FFT)的计算量。每个comb码元包括与已经分配给移动站的comb码元的子载波相邻的子载波，并与已经分配的comb码元具有相同大小。

本发明的另一个目的是提供一种使用comb码元的跳频OFDMA方法，该方法通过建立comb码元的最小跳频单元作为comb码元的大小，能减少FFT的计算量。

本发明的另一个目的是提供一种使用comb码元的跳频OFDMA方法，当comb码元被另外分配时，该方法通过建立最小跳频单元作为第一分配的comb码元的大小，由此根据该跳频改变子波的间隔，可以减少FFT的运算量并增加频率的多样性。

本发明的另一个目的是提供一种使用comb码元的跳频OFDMA方法，该方法依据comb码元的大小，通过对子载波分组，为comb码元分配预定数量的适合于数据传输速率的子载波组，并执行跳频，能减少FFT的计算量并提高频率利用率。

本发明的另一个目的是提供一种使用comb码元的跳频OFDMA方法，该方法通过使基站小区的所有移动站具有相同跳频模式，能阻止小区之间的干扰。

本发明的另一个目的是提供一种使用comb码元的跳频OFDMA方法，该方法根据每个基站的小区，通过对分配给移动站的comb码元的跳频模式进行区分，能使小区之间的干扰最小。

本发明的另一个目的是提供一种使用comb码元的跳频OFDMA方法，该方法中的移动站，通过将由一组具有最小FFT计算量的子载波所组成的comb码元分配给导频音(pilot tone)，并且不执行跳频，就能利用最小的功耗获得全部频带的信道信息。

本发明的另一个目的是提供一种使用comb码元的跳频OFDMA方法，该方法依据数据传输速率，通过利用各种大小的comb模式码元来构造树型结构或复合树型结构，并根据基站小区中的树型结构或复合树型结构向移动站分配comb码元，就能分配在小区中相互正交的comb码元。

本发明的另一个目的是提供一种使用comb码元的跳频OFDMA方法，该方法中，依据一个单一跳频模式，小区中全部comb码元在频域(frequencydomain)执行跳频，这样，当根据数据传输速率形成各种大小的comb模式，码元码元时，由不同数量的子载波形成的comb模式码元码元就能执行跳频，而不会相互冲突。

本发明领域的普通技术人员从本发明的附图、详细说明以及权利要求书中，能理解本发明的其它目的和优点。

依据本发明的另一个方面，提供了一种执行跳频正交频分多址(OFDMA)方法，包括步骤：a)向调制的数据序列分配comb模式的频域信号X(k)，其中X(k)是comb码元，而k是频率索引；b)执行跳频，以便comb码元能够具有独立的频率偏移量；以及c)对要转换成时域(time domain)信号x(n)的comb码元执行快速逆傅立叶变换(FFT)，并传输时域信号x(n)，其中n是时间索引。

附图说明

结合附图，从以下对本发明优选实施例的说明中，本发明的上述和其它目的和特点将变得明显，其中：

图1A是示出依据传统OFDMA方法，关于簇的跳频模式的示意图；

图1B是示出依据传统OFDMA方法，在跳频期间跌入信道的无效频率的簇的示意图；

图2是说明依据本发明，使用comb模式的码元即comb码元的跳频正交频分多址(FH-OFDMA)***的方框图；

图3是说明依据本发明实施例，在频域中由子载波形成的comb码元的示意图；

图4是说明依据本发明实施例comb码元跳频的示例图；

图5是说明基数2的频率十分之一(DIF)的蝶型单元的示意图；

图6是说明基数2的时间十分之一(DIT)的蝶型单元的示意图；

图7是示出采用DIF算法的快速傅立叶变换(FFT)单元的信号流的示意图；

图8是示出采用DIT算法的FFT单元的信号流的示意图；

图9是示出采用DIF算法的快速逆傅立叶变换(IFFT)的信号流的示意图；

图10是示出依据本发明的一个实施例，被分配给一个移动站并执行跳频的comb码元的示意图；

图11表示依据本发明的一个实施例，被分配给一个移动站并随机地执行跳频的comb码元的示意图；

图12表示依据本发明的一个实施例，当另外分配comb码元时，子载波改变其在频域中位置的示意图；

图13是依据本发明实施例，在蝶型单元中，FFT单元采用DIF算法以产生邻近子载波组应该执行的计算量的示意图；

图14是依据本发明实施例，在蝶型单元中，FFT单元采用DIF算法以产生非邻近子载波组的计算量的示意图；

图15是示出comb码元的示意图，依据本发明实施例，每个comb码元由不同数量的子载波组成，被分配给基站小区内的很多移动站，并且对相同大小的邻近子载波组执行跳频；

图16A到16D是依据本发明实施例，根据由一组子载波即子载波组所组成comb码元的跳频模式，说明部分FFT计算的示意图；

图17A到17D是当分配两个comb码元时，根据跳频模式说明部分FFT计算的示意图；

图18A到18D是当分配两个comb码元时，根据跳频模式说明部分FFT计算的示意图；

图19是示出当另外分配comb码元，并因此依据本发明的一个实施例的两个码元执行跳频时，在频率域中子载波间隔变化的示意图；

图20是说明comb码元的示例图，依据本发明的一个实施例，每个comb码元由4个子载波组成，被分配给一个小区内的很多移动站并随机执行跳频；

图21是表示小区排列的示意图；

图22A到22G是依据本发明的一个实施例，为了减小小区内干扰，说明跳频模式示例的示意图；

图23A到23G是依据本发明的一个实施例，为了减小小区内干扰，说明跳频模式示例的示意图；

图24是说明导频信号放置的示意图；

图25是依据本发明实施例，分配作为导频信号的子载波组的跳频，以及分配用作数据信号的子载波组的跳频的示意图；

图26是依据本发明实施例，说明通过在树型结构中形成码元来分配comb码元资源的方法的示意图；

图27A是依据本发明实施例，说明由于收缩(puncture)与空载波相应的数据，在数据传输速率上无损的数据传输方法的示意图；

图27B是依据本发明的一个实施例，说明通过对与空载波相应数据进行移位，没有数据丢失的数据传输方法的示意图；

图28A到28B是依据本发明实施例，说明通过在复合树型结构中形成码元，来分配comb码元资源的方法的示意图；

图28C是当每个子带使用256个(＝2048/8)-FFT，并且N和M分别是2048和8(N＝2048，M＝8)时，包含8个子树ST_i＝T₂₅₆(i＝1，，8)的复合树的示例图；

图29是表示在图28A复合树型结构中，分配给一个移动站的352个子载波的示例图；以及

图30是说明跳频方法的示意图，其中，小区的所有comb码元依据跳频模式在频域中执行跳频，由此避免不同大小码元之间的冲突。

具体实施方式

结合下述附图，从以下对实施例的说明中，本发明的其他目的和方面将变得更加清楚。相同的附图标记表示相同的元件，虽然这些元件在不同附图中出现。另外，如果相关现有技术的更详细的说明会使本发明的观点不易理解的话，将省略这些说明。下面将参考附图对本发明的优选实施例进行详细说明。

图2是说明依据本发明，利用comb模式码元即comb码元的跳频正交频分多址(FH-OFDMA)***的方框图。参考图2，FH-OFDMA通信***由发射***210和接收***230组成。

发射***210包括调制单元211，子载波分配单元212，跳频单元213，快速逆傅立叶变换(IFFT)214和无线信号发射单元215。

在调制单元211中，发射数据序列以广为熟知的调制方法，如四相移键控(QPSK)调制，并且被映射为复数。该调制方法是***设计者的一个选项，在本发明中，它不局限于具体调制方法。

comb码元，每个均包含不同数量的子载波，根据每个请求的传输速率，由子载波分配单元212分配给多个移动站。然后，在调制单元211中调制的复数被分配给每个子载波信号。

在给定模式下，跳频单元213依据时隙执行子载波的跳频，由此向IFFT214输出频域信号X(k)。在IFFT 214中，频域信号X(k)被转换成时域信号x(n)。然后，守卫间隔被加到时域信号x(n)上，以防止在无线信号发射单元215中由多路衰落引起的交互码元干扰。

接收***230包括无线信号接收单元232、FFT单元233、反向跳频单元234、子载波恢复单元235和解调单元236。

无线信号接收单元232经无线通信信道环境220接收所发送给接收***230的无线信号，执行采样、移动守卫间隔(guide interval)来获得时域信号y(n)，并将时域信号y(n)输出给FFT单元233。在FFT单元233，时域信号y(n)被转换成频域信号Y(k)。

在反向跳频单元234中，依据发射***210中时隙执行跳频的comb码元被恢复成具有跳频前的子载波频率。子载波恢复单元235从已分配给移动站的comb码元的子载波中恢复表达为复数的数据序列。最后，在解调单元236中恢复出这些数据序列。

图3是说明comb码元的示意图，依据本发明实施例，每个comb码元由频域中的子载波组成。在该图中，comb模式的子载波以相同频率间隔被分配在整个可用频带上。

在本发明中，comb模式的子载波集合被称为comb码元，而子载波集合称为子载波组。在图3中，附图标记30到33分别表示comb码元。

当能用在全部频带上的所有子载波的数量是N时，形成第i个comb码元的子载波数量为Nsi，能分配在整个频带上的comb码元的数量为Nc，可获得以下的方程。

N = Σ_{i}^{N_{c}} N_{si} = N_{C} * N_{S},

(N_si＝N_s＝常数) 方程1

其中，Nc表示在全部频带上可以分配的comb码元的数量，也就是频率偏移量的数量；以及

Nsi表示第i个comb码元内的子载波数量，第i个comb码元的大小，或者构成第i个comb码元的子载波组的大小。

依据移动站请求的数据传输速率，可以不同地建立起构成Nc个comb码元中每个的子载波数Ns。例如，一个comb码元可由四个子载波形成，而另一个comb码元可由64个子载波形成。

参考图3，构成第i个comb码元的子载波具有间隔Δf_i(＝N_C*Δf)[Hz]，由下面的方程2表达。

\{\begin{matrix} p_{i} = 0,1, \cdot \cdot \cdot, N_{si} - 1 \\ q_{i} = 0,1, \cdot \cdot \cdot, N_{C} - 1 \end{matrix}

方程2

如果根据comb码元执行多址存取，利用comb码元就可能获得频率多样性效果。这是因为在全部频带上以相同的频率间隔即Δf_i(＝N_C*Δf)[Hz]将组成comb码元的子载波分开。而且，comb码元的跳频产生频率多样性和使干扰平均的影响。后面将说明comb码元如何被分配给移动站而在频率之间不产生冲突的方法。

图4是说明依据本发明的一个实施例comb码元跳频的示例图。参考图4，在整个频带上，统一分开构成两个comb码元50和51的每一个的子载波。这就防止所有子载波同时跌入无效频率中，由此防止了进发错误。因此，本发明的comb码元跳频方法在传输短分组时，与传统的集簇方法相比，具有优异的频率多样性效果。

如上所述，如果根据comb码元将子载波分配给移动站，并且，每个移动站的信号与其它移动站的信号由comb码元之间的频率偏移量而区分开，那么，在接收***中，通过后面将说明的部分FFT，就可恢复每个移动站的信号。

以下将说明部分FFT的数字表达式。FFT是一种实现离散傅立叶变换(DFT)的数字信号处理算法。它具体表现为一个或多个实时处理信号的物理器件的集成电路。在本发明实施例的FH-OFDMA方法中，FFT具体表现为图2的FFT单元233。N点直接DFT操作可以表示为方程3：

Y (k) = Σ_{n = 0}^{N - 1} y (n) W^{nk}

k＝0，1，…，N-1 方程3

其中n表示时间索引；

k表示频率索引；

N表示点；以及

W表示转换因子，等于e^-f2π/N(W＝e^-f2π/N)。

在方程3中，y(n)指示在接收***230中接收到的时域的comb码元，也就是以采样间隔Ts[秒]采样OFDM信号得到的值，而y(k)指示频域信号。

如果除守卫间隔外的OFDM码元的周期是T[秒]，那么子载波间隔Δf[Hz]是1/T。因此，如果子载波的频率是f_c[Hz]，那么Y(k)是在f_C+(k-N/2)Δf[Hz]的值。

频域的索引k和主时间的索引n可被分成两个不同的变量，并且如方程4所定义：

k = p_{i} N_{C} + q_{i}, \{\begin{matrix} p_{i} = 0,1, {. . . N}_{st} - 1 \\ q_{i} = 0,1, . . ., N_{C} - 1 \end{matrix}

n = r_{i} N_{S} + s_{i}, \{\begin{matrix} r_{i} = 0,1, \dots, N_{C} - 1 \\ q_{i} = 0,1, \dots, N_{st} - 1 \end{matrix}

方程4

其中p表示构成一个comb码元的单个子载波，而q表示comb码元的频率偏移量。例如，依据***设计者的选项，频率偏移q量可确定为0，N_C/2*Δf，N_C/4*Δf，3N_C/4*Δf，N_C/8*Δf，5N_C/8*Δf，3N_C/8*Δf，7N_C/8*Δf，N_C/16*Δf，9N_C/16*Δf，5N_C/16*Δf，13N_C/16*Δf，3N_C/16*Δf，11N_C/16*Δf，7N_C/16*Δf，15N_C/16*Δf，…[Hz]。因此，频率偏移量q应该理解为不局限于具体模式。

通过用方程4中定义的变量p_i、q_i、r_i和s_i替换方程3中的变量k和n，可以重组DFT方程，重组后的DFT方程表示为方程5：

Y (p, q) = Σ_{s = 0}^{N_{S} - 1} W^{N_{C} sp} W^{sq} g (q, s)

方程5

其中

g (q, s) = Σ_{r = 0}^{N_{c} - 1} y (r, s) W^{Nsqr} (N_{s} = N_{st}, p = p_{i}, q = q_{i}, r = r_{i}, s = s_{i})

依据本发明的实施例，接收***230的移动站不要求全部子载波，而只要求分配给每个移动站的子载波。因此，如果移动站处理仅仅分配给它的comb码元，那么，与方程5中移动站的频率偏移量相应的变量q_i就变成了常数。在这种情况下，g(q，s)是关于N_C点DFT操作，而Y(p，q)可通过乘以N_C复数获得。由于复数乘法操作应该执行N次

(N = Σ_{i}^{N_{C}} N_{si})

以获得Y(p，q)，所以，与需要执行全部DFT的操作量N²相比，减少了复数乘法操作的量。

这里，如果N、N_si和N_C是2ⁿ的形式，也就是，如果它们都是2的指数，那么FFT可以应用于Y(k)的计算上。如上所示，仅仅执行关于具体子载波的部分FFT计算，代替执行关于全部子载波的全部FFT计算就称为“部分FFT计算”。万一感兴趣的具体子载波形成comb码元，就可最优化地减少FFT计算量。

在FFT计算中有两种算法：频域消去(DIF)和时域消去(DIT)。图5和6分别表示利用基数2DIF算法和基数2DIT算法表达的基数2蝶型单元的基本结构。换句话说，图5是表示基数2DIF蝶型单元结构的示意图，而图6是表示基数2DIT蝶型单元结构的示意图。

形成FFT单元233和IFFT单元214的蝶型单元是执行方程3算术运算的元件。FFT单元233的蝶型操作是利用γ点的数据计算来执行的，γ是基数。在log_γN阶段的每个阶段上，N点FFT单元包括N/γ个蝶型单元。一个蝶型阶段的操作结果变成下一个蝶型阶段的输入。

图7是示出采用DIF算法的FFT单元的信号流示意图，而图8是示出采用DIT算法的FFT单元的信号流示意图。图7和图8表示了在N＝32，如Nc＝8和Nc＝4的情况下，采用每个DIF和DIT算法的基数2FFT单元233中的信号流。如附图所示，32个点FFT的蝶型操作是由5(log₂32)个阶段执行的，而每阶段由16(＝32/2)个蝶型单元组成。图7示出具有图5DIF蝶型单元的基数2FFT单元233，而图8示出具有图6DIT蝶型单元基数2FFT单元233。

经无线信号接收单元232传输的comb码元，也就是OFDM码元的时域采样值y(n)，按照标记的顺序被输入到图7的FFT单元233的输入单元60中。在图7中，y(n)被输入到FFT单元233的输入单元60中，n是从0到31中选择的值。

由于在输入单元60中标记的数字表示时间索引，时间索引是被输入到相应输入终端的信号y(n)中的n，所以，它与输入单元的地址对应。对于输入的信号y(n)，在每个阶段中执行蝶型计算。在最后阶段蝶型计算之后，频域信号Y(k)被保存在FFT单元233的输出存储器61中。

在附图中，在输出存储器61中标记的数字是通过对从0顺序排列的输出存储器61的地址进行位反转获得的。这些数字是频率索引k。

在图7所示的DIT FFT单元233的信号流中，根据存储器地址子载波组，依据预定的标准，对保存在输出存储器61中的频域信号Y(k)进行分组。这些数字是频率索引k。

基于存储器地址，依据预定的标准，保存在输出存储器61中的频域信号Y(k)被分组并形成子载波组。然后，将最接近所保存的存储器地址的一个子载波组定义为邻近组。在图7中，按照存储器地址顺序被分组后的Y(k)集合变成了子载波组。

按照输出存储器61的地址被位反转后的顺序，映射保存在输出存储器61中的频域信号Y(k)，以便使它们在频域65中，在构成comb码元的子载波频率中具有一个值。因此，被保存在输出存储器61中的子载波组的频域信号Y(k)变成了构成comb码元的子载波信号。

在图7实施例中，也就是在32点FFT单元中，万一输出存储器61的地址由5位组成，那么，输出存储器61的地址和通过位反转该地址获得并由构成comb码元的子载波(f_c+(k-N/2)×Δf)[Hz]传输的信号Y(k)均按照如表1所示被映射。

表1

输出存储器地址(十进制数)	输出存储器地址(二进制数)	位反转的 k(二进制数)	位反转的 k(十进制数)	Y(k)的频率
输出存储器地址(十进制数)	输出存储器地址(二进制数)	位反转的 k(二进制数)	位反转的 k(十进制数)	Y(k)的频率	0	00000	00000	0	f<sub>c</sub>+(0-N/2)×Δf
1	00001	10000	16	f<sub>c</sub>+(16-N/2)×Δf	0	00000	00000	0	f<sub>c</sub>+(0-N/2)×Δf
1	00001	10000	16	f<sub>c</sub>+(16-N/2)×Δf	2	00010	01000	8	f<sub>c</sub>+(8-N/2)×Δf
3	00011	11000	24	f<sub>c</sub>+(24-N/2)×Δf	2	00010	01000	8	f<sub>c</sub>+(8-N/2)×Δf
3	00011	11000	24	f<sub>c</sub>+(24-N/2)×Δf	4	00100	00100	4	f<sub>c</sub>+(4-N/2)×Δf
5	00101	10100	20	f<sub>c</sub>+(20-N/2)×Δf	4	00100	00100	4	f<sub>c</sub>+(4-N/2)×Δf
5	00101	10100	20	f<sub>c</sub>+(20-N/2)×Δf	6	00110	01100	12	f<sub>c</sub>+(12-N/2)×Δf
7	00111	11100	28	f<sub>c</sub>+(28-N/2)×Δf	6	00110	01100	12	f<sub>c</sub>+(12-N/2)×Δf
7	00111	11100	28	f<sub>c</sub>+(28-N/2)×Δf	8	01000	00010	2	f<sub>c</sub>+(2-N/2)×Δf
9	01001	10010	18	f<sub>c</sub>+(18-N/2)×Δf	8	01000	00010	2	f<sub>c</sub>+(2-N/2)×Δf
9	01001	10010	18	f<sub>c</sub>+(18-N/2)×Δf	10	01010	01010	10	f<sub>c</sub>+(10-N/2)×Δf
11	01011	11010	26	f<sub>c</sub>+(26-N/2)×Δf	10	01010	01010	10	f<sub>c</sub>+(10-N/2)×Δf
11	01011	11010	26	f<sub>c</sub>+(26-N/2)×Δf	12	01100	00110	6	f<sub>c</sub>+(6-N/2)×Δf
13	01101	10110	22	f<sub>c</sub>+(22-N/2)×Δf	12	01100	00110	6	f<sub>c</sub>+(6-N/2)×Δf
13	01101	10110	22	f<sub>c</sub>+(22-N/2)×Δf	14	01110	01110	14	f<sub>c</sub>+(14-N/2)×Δf
15	01111	11110	30	f<sub>c</sub>+(30-N/2)×Δf	14	01110	01110	14	f<sub>c</sub>+(14-N/2)×Δf
15	01111	11110	30	f<sub>c</sub>+(30-N/2)×Δf	16	10000	00001	1	f<sub>c</sub>+(1-N/2)×Δf
17	10001	10001	17	f<sub>c</sub>+(17-N/2)×Δf	16	10000	00001	1	f<sub>c</sub>+(1-N/2)×Δf
17	10001	10001	17	f<sub>c</sub>+(17-N/2)×Δf	18	10010	01001	9	f<sub>c</sub>+(9-N/2)×Δf

7	00111	11100	28	f<sub>c</sub>+(28-N/2)×Δf
7	00111	11100	28	f<sub>c</sub>+(28-N/2)×Δf	19	10011	11001	25	f<sub>c</sub>+(25-N/2)×Δf
20	10100	00101	5	f<sub>c</sub>+(5-N/2)×Δf	19	10011	11001	25	f<sub>c</sub>+(25-N/2)×Δf
20	10100	00101	5	f<sub>c</sub>+(5-N/2)×Δf	21	10101	10101	21	f<sub>c</sub>+(21-N/2)×Δf
22	10110	01101	13	f<sub>c</sub>+(13-N/2)×Δf	21	10101	10101	21	f<sub>c</sub>+(21-N/2)×Δf
22	10110	01101	13	f<sub>c</sub>+(13-N/2)×Δf	23	10111	11101	29	f<sub>c</sub>+(29-N/2)×Δf
24	11000	00011	3	f<sub>c</sub>+(3-N/2)×Δf	23	10111	11101	29	f<sub>c</sub>+(29-N/2)×Δf
24	11000	00011	3	f<sub>c</sub>+(3-N/2)×Δf	25	11001	10011	19	f<sub>c</sub>+(19-N/2)×Δf
26	11010	01011	11	f<sub>c</sub>+(11-N/2)×Δf	25	11001	10011	19	f<sub>c</sub>+(19-N/2)×Δf
26	11010	01011	11	f<sub>c</sub>+(11-N/2)×Δf	27	11011	11011	27	f<sub>c</sub>+(27-N/2)×Δf
28	11100	00111	7	f<sub>c</sub>+(7-N/2)×Δf	27	11011	11011	27	f<sub>c</sub>+(27-N/2)×Δf
28	11100	00111	7	f<sub>c</sub>+(7-N/2)×Δf	29	11101	10111	23	f<sub>c</sub>+(23-N/2)×Δf
30	11110	01111	15	f<sub>c</sub>+(15-N/2)×Δf	29	11101	10111	23	f<sub>c</sub>+(23-N/2)×Δf
30	11110	01111	15	f<sub>c</sub>+(15-N/2)×Δf	31	11111	11111	31	f<sub>c</sub>+(31-N/2)×Δf

参考图7，保存在输出存储器61中的频域信号Y(k)被分组成每四个一组，并且这些子载波组被表示为子载波组a、子载波组b、子载波组c、…、子载波组h、63。输出存储器61的地址为0、1、2、3、…、31，在表1中顺序地表示出来。它们的位反转顺序是0、16、8、24、…、31。因此，出现在子载波组a中的实际频域信号是Y(0)、Y(16)、Y(8)和Y(24)。

相似地，子载波组b表达的实际频域信号是Y(4)、Y(20)、Y(12)和Y(28)。一般地，与子载波组i相应的值是comb码元i的频域信号。总之，子载波组a的值Y(k)对应于频域65中comb码元a64的子载波集合。

参考图8，时域信号y(n)按照标记的顺序被输入到DIT FFT单元的输入单元70中。在图8中，通过位反转输入单元70的地址0到31而获得的值y(n)被输入到FFT单元233的输入单元70中。在输入单元70中所示数字指示将要通过输入终端输入作为时间索引值y(n)中的n。与图7不同，图8的值是位反转后的值。

在图8示出的采用32点FFT单元的实施例中，如果输入单元70的地址由5位组成，那么，这些地址被映射为通过位反转输入单元70所获得的并构成表2中所示comb码元的子载波y(n)。

表2

输入单元地址(十进制数)	输入单元地址 (二进制数)	位反转的 n(二进制数)	位反转的 n(十进制数)	y(n)的采样点
输入单元地址(十进制数)	输入单元地址 (二进制数)	位反转的 n(二进制数)	位反转的 n(十进制数)	y(n)的采样点	0	00000	00000	0	0×T<sub>s</sub>
1	00001	10000	16	16×T<sub>s</sub>	0	00000	00000	0	0×T<sub>s</sub>
1	00001	10000	16	16×T<sub>s</sub>	2	00010	01000	8	8×T<sub>s</sub>
3	00011	11000	24	24×T<sub>s</sub>	2	00010	01000	8	8×T<sub>s</sub>
3	00011	11000	24	24×T<sub>s</sub>	4	00100	00100	4	4×T<sub>s</sub>
5	00101	10100	20	20×T<sub>s</sub>	4	00100	00100	4	4×T<sub>s</sub>
5	00101	10100	20	20×T<sub>s</sub>	6	00110	01100	12	12×T<sub>s</sub>
7	00111	11100	28	28×T<sub>s</sub>	6	00110	01100	12	12×T<sub>s</sub>
7	00111	11100	28	28×T<sub>s</sub>	8	01000	00010	2	2×T<sub>s</sub>
9	01001	10010	18	18×T<sub>s</sub>	8	01000	00010	2	2×T<sub>s</sub>
9	01001	10010	18	18×T<sub>s</sub>	10	01010	01010	10	10×T<sub>s</sub>
11	01011	11010	26	26×T<sub>s</sub>	10	01010	01010	10	10×T<sub>s</sub>
11	01011	11010	26	26×T<sub>s</sub>	12	01100	00110	6	6×T<sub>s</sub>
13	01101	10110	22	22×T<sub>s</sub>	12	01100	00110	6	6×T<sub>s</sub>
13	01101	10110	22	22×T<sub>s</sub>	14	01110	01110	14	14×T<sub>s</sub>
15	01111	11110	30	30×T<sub>s</sub>	14	01110	01110	14	14×T<sub>s</sub>

16	10000	00001	1	1×T<sub>s</sub>
16	10000	00001	1	1×T<sub>s</sub>	17	10001	10001	17	17×T<sub>s</sub>

16	10000	00001	1	1×T<sub>s</sub>
16	10000	00001	1	1×T<sub>s</sub>	18	10010	01001	9	9×T<sub>s</sub>
19	10011	11001	25	25×T<sub>s</sub>	18	10010	01001	9	9×T<sub>s</sub>
19	10011	11001	25	25×T<sub>s</sub>	20	10100	00101	5	5×T<sub>s</sub>
21	10101	10101	21	21×T<sub>s</sub>	20	10100	00101	5	5×T<sub>s</sub>
21	10101	10101	21	21×T<sub>s</sub>	22	10110	01101	13	13×T<sub>s</sub>
23	10111	11101	29	29×T<sub>s</sub>	22	10110	01101	13	13×T<sub>s</sub>
23	10111	11101	29	29×T<sub>s</sub>	24	11000	00011	3	3×T<sub>s</sub>
25	11001	10011	19	19×T<sub>s</sub>	24	11000	00011	3	3×T<sub>s</sub>
25	11001	10011	19	19×T<sub>s</sub>	26	11010	01011	11	11×T<sub>s</sub>
27	11011	11011	27	27×T<sub>s</sub>	26	11010	01011	11	11×T<sub>s</sub>
27	11011	11011	27	27×T<sub>s</sub>	28	11100	00111	7	7×T<sub>s</sub>
29	11101	10111	23	23×T<sub>s</sub>	28	11100	00111	7	7×T<sub>s</sub>
29	11101	10111	23	23×T<sub>s</sub>	30	11110	01111	15	15×T<sub>s</sub>
31	11111	11111	31	31×T<sub>s</sub>	30	11110	01111	15	15×T<sub>s</sub>

在每个阶段，输入给FFT单元233的输入单元70的信号y(n)执行蝶型计算。在最后阶段执行蝶型计算之后，频域信号Y(k)被保存在FFT单元233的输出单元71中。在图8中，在输出存储器71中表示的数字是输出存储器71的地址，k表示频率索引。与图7不同，这些数字不是位反转数字。

也就是说，图8示出保存在输出存储器71中的频域信号Y(k)，按照在采用DIT算法的FFT单元中没有执行位反转顺序，对应实际频带。因此，在应用DIT算法的图8的信号流中，保存在输出存储器71中带有规则空Nc的Y(k)值的集合就变成了子载波组。

换句话说，在图8中所示的DIT FFT单元233的信号流中，子载波组定义为通过位反转保存在输出存储器71中的频域信号Y(k)的索引k，并将位反转索引分组为它们中的预定数量而获得的值。而且，在保存于输出存储器地址的子载波组中，具有和通过位反转输出存储器71地址所获得的值最接近的位反转值的子载波组变成了相邻组。

例如，保存在输出存储器71中的频域信号Y(0)、Y(8)、Y(16)和Y(24)的索引k，或者通过位反转输出存储器71的地址所获得的值是0、2、1和3，并且这四个子载波被定义为组a。另举一例，保存在输出存储器71中的频域信号Y(4)、Y(20)、Y(12)和Y(28)的索引k，或者通过位反转输出存储器71的地址所获得的值是4、5、6和7，并且这四个子载波定义为与组a相邻的一个组。

总之，在图7和图8分别给出的采用图5DIF算法和图6DIT算法的两个信号流中，在实际频带中，保存在FFT单元233的输出存储器71中的一个子载波组Y(k)形成单个comb码元。

在图7和8中，用于获得子载波组a的子载波信号Y(0)、Y(8)、Y(16)和Y(24)的蝶型计算的输入和输出点被圈点。依据附图中所示的本发明的实施例，计算在FFT单元中是部分地操作的，以获得comb码元a64。因此，由于减少了计算量，功耗显著降低。

接收***230通过子载波组的属性，如信号的开始点、跳频模式、子载波组的大小等，来预先了解它应该获得的子载波组。这样，它就能预先确定获得子载波信号Y(k)的蝶型计算的输入和输出点。蝶型计算如图7和8中所示操作。因此，通过执行部分FFT以在接收***230中恢复comb码元的子载波信号，就可以减少计算量。

同时，为了在发射***210中产生OFDM发射信号，IFFT计算应该在IFFT单元214中操作。通过以comb码元的形式分配子载波可以减少IFFT单元的计算量。

一般地，IFFT计算是在FFT单元中操作的。依据IFFT计算，时域信号x(n)的获得是通过切换频域信号X(k)的实数部分和虚数部分，将得到的结果值输入到FFT单元的输入单元60和70，在每个阶段操作蝶型计算，然后再切换在输出存储器61和71中获得的输出值的实数部分和虚数部分。

图9示出一个实施例，其中IFFT计算是利用图5中基数2DIF算法操作的。在该附图中，频域信号X(0)、X(16)、X(8)和X(24)，作为形成comb码元a84的子载波信号X(0)、X(16)、X(8)和X(24)被输入到地址是0、8、16和24的IFFT单元214的相应终端。IFFT单元214的其它终端则输入空信号(0)。

用于获得时域子载波信号x(0)到x(31)的蝶型计算的输入和输出点被圈点。在图9中，万一“0”被输入到蝶型的两个终端输入，并阻止操作蝶型计算，那么，蝶型计算如图9中输入点和输出点所示操作。

这里，子载波信号X(0)、X(8)、X(16)和X(24)形成comb码元a84。子载波信号X(0)、X(8)、X(16)和X(24)是这样被输入到IFFT单元214中的，也就是将从图2的发送***210传输来的数据序列经调制单元211映射为复数，根据该数据序列的传输速率接收comb码元，comb码元由经过子载波分配单元212而分配给其的四个子载波组成，并且根据沿跳频单元213的每个时隙给定的模式对这些子载波执行跳频。后面将说明将comb码元分配给移动站而不引起频率冲突的方法。

图8表示输入时间信号y(n)，输出构成comb码元a的四个频域信号Y(k)。相反，图9表示输入构成comb码元a的四个频域信号X(k)，输出时域信号x(n)到输出存储器81。

这两个附图，图8和9表示它们的计算量是相同的。在IFFT单元的计算中，如果蝶型计算的两个输入值都是“0”，则不操作蝶型计算。只有当两个输入值都不是“0”时，才能操作蝶型计算。因此，发射***210的IFFT单元的计算量与部分FFT施加到接收***230情况时的计算量相同。

正如从图8的DIT FFT计算中容易理解的DIF IFFT单元的计算，从图7的DIF FFT单元的计算容易理解采用DIT算法的IFFT单元的信号流。因此，在此不做进一步的说明。

总之，如果以comb码元的形式分配子载波，那么就可以减少IFFT单元的计算量。这就导致了发送***210计算量的减少。

与传统的基于簇的跳频不同，依据在子载波组之间的跳频，本发明基于comb码元的跳频使comb码元的频率偏移量65在频带方面不同。例如，在图7中，子载波组a被分配为comb码元的子载波。如果子载波组a的频率跳到相邻的子载波组b，那么，在频域中，频率偏移量会从comb码元a变为comb码元b。

依据本发明的实施例，跳频是在子载波组之间执行的。这样在跳频之后分配的子载波总与在以前时隙中分配的子载波不同。

图10是说明依据本发明的一个实施例，被分配给一个移动站，执行跳频到相邻子载波组的comb码元示意图。图11是说明依据本发明的一个实施例，被分配给一个移动站，并随机执行跳频的comb码元示意图。

换句话说，图10示出一个comb码元的子载波组执行跳频到相邻子载波组的模式，而图11展示一个comb码元的子载波组随机执行跳频的模式。随机跳频模式包括具有相同频率偏移量的跳频模式，这是在跳频实际没有出现在频带中的情况。依据时间建立独立的频率偏移量使这成为可能。

参考图9，依据子载波组之间的跳频，comb码元的频率偏移量在频带方面是不同的。在图10和11的左部标记为子载波组Y(k)的方框是图7的子载波组a、b、c、…、63。

如图10和11中所示的，依据本发明实施例，由相邻子载波组所组成的comb码元执行跳频。但是，在实际频带中，没有完成到相邻频率的comb码元的跳频，而跳频出现在复数模式中。这用作一个正因数，以根据频跳增加频率多样性效果。

同时，如果移动站的传输速率增加了，那么，需要传输信号的子载波组的数量也增加了。这就要求另外分配comb码元，并减少在子载波之间的空。图12示出子载波，这些子载波的位置因为传输速率增加所引起的另外分配comb码元而在频域中发生改变。

图12是说明依据本发明实施例，当另外分配comb码元时，在频域中改变其位置的子载波的示意图。它示出当分配子载波组a时的comb码元a的模式90，除了子载波组a外，当分配子载波组b时的comb码元a和comb码元b组合的模式91，当分配子载波组a、子载波组b和子载波组c时的comb码元a、comb码元b和comb码元c组合的模式92，以及当分配子载波组a、子载波组b、子载波组c和子载波组d时，comb码元a、comb码元b、comb码元c和comb码元d的组合模式93。

换句话说，如果初始时分配了子载波组a，然后与增加的传输速率成比例地再分配子载波组b、c和d，那么，comb码元的子载波之间的空就减少了。

万一向一个移动站分配了多个comb码元，那么，构成comb码元的子载波之间的空可能不相同，而是依赖于comb码元的频率偏移量。还有，如果初始的comb码元不是comb码元a，而是具有另一个频率偏移量的comb码元，那么，依据增加的传输速率以及另外分配其它comb码元而改变的子载波分配模式将与图12的不同。例如，如果分配给移动终端的初始comb码元是comb码元b，然后另外分配了comb码元c、d和a，那么，子载波分配模式会看起来与图12的不同。

图13是说明依据本发明实施例，FFT单元采用DIF算法以产生相邻子载波组在蝶型单元中应该执行的计算量。图14是说明依据本发明实施例，FFT单元采用DIF算法以产生非邻近子载波组在蝶型单元中应该执行的计算量。

示出FFT单元233中信号流的图13和14提出了一个实施例，其中相同大小的两个comb码元被分配给一个移动站以对传输速率加倍。参考图13，依据本发明，分配了相邻子载波组的comb码元。相反，图14示出分配了非相邻子载波组的子载波组的comb码元。从这两个附图中可以看出，分配了相邻子载波组的本发明技术是优于图14技术的。

在图13和14中，虚线方框122和132表示由于另外分配comb码元而另外消耗的计算量。如图13所示，当子载波组a的comb码元和相邻子载波组b121的comb码元被分配给一个移动站时，只需要另外消耗一点计算量。在这种情况下，comb码元a123和属于相邻子载波组的comb码元b124的子载波组没有相邻，而是被频带中一段空分开。

另一方面，图14示出非相邻子载波组的子载波a130和子载波e131的comb码元被分配给一个移动站的情况。在附图中，用于获得附加子载波组e131的信号的蝶型计算量增量132比图13中的计算量增量122大。

因此，如果将要分配的comb码元数量增加了，那么，通过另外分配相邻子载波组的comb码元就比分配非相邻子载波组的子载波组的comb码元能减少更多计算量。

图15是示出comb码元的示意图，依据本发明实施例，每个comb码元由不同数量的子载波形成，被分配给基站小区内的很多移动站，并跳频到相同大小的相邻子载波组。它示出了一个模式的例子，即子载波组的comb码元执行跳频到相邻子载波组的comb码元。在附图中，水平轴指示时隙，而垂直轴表示子载波组。应该注意到，垂直轴示出与图1A不同的子载波组。

如图15所示，如果不同的comb码元被分配给不同的移动站，并在所有移动站中执行相同模式的跳频，那么，子载波组没有任何重叠地执行跳频到相邻comb码元。从而就可以防止一个小区中移动站之间的干扰。

图15示出构成所分配的comb码元的子载波组数量依据数据类型而不同的示例。参考图15，由几个子载波如4个子载波形成的子载波组是a1、b1和c1，而由很多子载波如64个子载波形成的子载波组是a2、b2和c2。如果构成comb码元的子载波数量是comb码元的大小，那么适合将小尺寸的comb码元分配给具有短分组的数据信号，如语音信号或控制信号，并且将大尺寸的comb码元分配给要求高传输速率的信号。

通过将由较小尺寸如4个子载波comb码元构成的子载波a1、b1和c1分为一组，并且将由成较大尺寸如64个子载波comb码元构成的子载波a2、b2和c2分为另一组，然后在分配comb码元和确定跳频模式的处理中，使这些子载波组执行跳频到相同大小的子载波组，就可以使部分FFT的计算量最小。

当依据发射数据的属性来确定comb码元的大小时，应该考虑如***条件和服务类型等因素，并且这些因素可能依据***设计者而不同。应该理解，本发明的实施例不只局限于图15中所示的两个子载波组。

依据本发明的实施例，可以只在相同大小的comb码元之间，也就是在形成所分配的comb码元的子载波组内完成跳频。总之，跳频是在大小相同而频率偏移量不同的comb码元之间执行的。这样，就使部分FFT的计算量最小。

图16A到16D示出依据本发明实施例，基于由一组子载波组成的comb码元的跳频模式，表示部分FFT计算的示意图。图17A到17D和18A到18D是说明当两个或多个comb码元被分配给一个移动站时，依据跳频模式的部分FFT计算的示例图。

图16A到16D是示出当子载波组的大小是4，即当comb码元由四个子载波组成时，依据频率模式采用DIF算法的FFT单元的信号流。根据时隙区分四个附图，并按照子载波组的顺序a→b→c→d完成跳频模式。

图17A到17D是表示由于传输量的增加，当分配两个大小相同大小的comb码元时，依据跳频模式采用DIF算法的FFT单元的信号流。根据时隙来区分四个附图，并按照子载波组的顺序(a，b)→(b，c)→(c，d)→(d，e)来完成跳频模式。

如上所示，当需要分配另外的comb码元时，可以减少FFT计算量，从而可以通过建立跳频的最小单元作为初始分配的comb码元的大小，并通过跳频改变子载波之间的空，来增加频率的多样性。

更进一步，依据本发明的实施例，跳频的最小单元被确定为两个子载波组大小的总和。按照子载波组(a，b)→(c，d)→(e，f)→(g，h)的顺序执行跳频。也就是说，如果有i个comb码元被分配给一个移动站，那么，就建立了comb码元跳频的最小单元，作为形成第i个comb码元的子载波的数量。

参考图18A到18D可以看到，当另外分配comb码元并完成跳频时，依据时隙的计算，即计算量所要求的蝶型的数量是相同的。这里，基于comb码元来放置子载波。

总的来说，如果考虑到将分配的子载波组的数量作为一个单元，对分配的子载波组即分配的comb码元执行跳频，就能提高部分FFT计算效率。这可由方程6表示。

G＝(g_n+P(l)×i)mod N_c方程6

其中G表示时隙l中的组数；

P(l)表示跳频模式函数；i表示已分配的组数，或子载波组数；

g_n表示在初始时隙中的组数。

例如，在图18A到18D中，组a、b、c等顺序地获得与其对应的组数，如组0、1、2等，并且初始分配的子载波组的组数为g_n，依据方程6所示的跳频模式函数对子波组G执行跳频。跳频单元是分配给移动站的子载波组大小的总和。

同时，在具有相同大小的的子载波组内执行comb码元的分配和跳频。通过基于分配的子载波组的最大数量完成跳频，使得部分FFT的计算量最小。同时，通过改变被分配的子载波之间的空可以使得频率多样性效果最大。

图19说明了在频带中图18A到图18D的跳频。图19描述了当另外分配comb码元时改变频带中子载波组之间的空，从而两个子载波组执行跳频。

也就是说，在图18A的时隙1中分配的子载波是图19的附图标记300，而图18B的时隙2是图19的附图标记301。然后，在图18C的时隙3是图19的附图标记302，而图18D的时隙4是图19的附图标记303。

参考图19，当执行图18的跳频时，会改变子载波组之间的空。从而通过跳频改变子载波组之间的空，可以带来频率多样性的效果。

图20示出依据本发明实施例的comb码元的示例图，其中，每个comb码元包括4个子载波，被分配给一个小区内的很多移动站，并随机地执行跳频。当传输量增加时，另外分配相邻的子载波组以形成comb码元。然后，虽然随机地完成跳频，但还可以显示出计算部分FFT的优势。

同时，图20示出了子载波组，每个子载波组由相同数量的子载波构成，并且在相同大小的子载波组之间被分配和执行跳频。例如，如果分配了大小为182和183的comb码元，并执行跳频，则在子载波组a1，b1，c1和d1之间完成跳频。万一分配了大小为180和181的comb码元，并执行跳频，那么就在子载波组a2，b2，c2和d2之间分配comb码元和执行跳频。

同时，如果所有的移动站具有独立跳频模式或在小区内的所有移动站具有相同的跳频模式，则可以消除小区内移动站之间的干扰。另一方面，如果在移动站之间comb码元的跳频模式是不同的，则可以使得小区之间的干扰均衡，而不用另外分配频率。也就是说，相邻小区可以在一个时隙中偶然使用相同的频率。但是，由于每个小区具有不同的跳频模式，在小区之间的干扰就被拉平(level)，这就减少了对一个移动站产生的干扰。

图21是示出小区排列的示意图，图22A到22G是说明依据本发明实施例用于减小小区间干扰的跳频模式的示例图。图23A到23G是说明依据本发明实施例用于减小小区间干扰的跳频模式的示例图。

在图22A到22G以及23A到23G中，提出了当每个小区在图21小区环境中使用不同跳频模式时所适合的跳频模式例子。在图22A到22G以及23A到23G中，在y轴顶部的子载波组是子载波组a，紧随其后的是按所述顺序的子载波组b、c、d、e、f、g、h、i、j、k、l、m、n、o和p。x轴表示时隙。

图22A示出在小区A中建立的跳频模式，而图22B示出在小区B中建立的跳频模式。在图22A中，跳频到相邻子载波组是从子载波组a开始的，紧随其后的是按所述顺序的载波组b、c、d、e、f、g、h、i、j、k、l、m、n、o和p。在图22B中，跳频到相邻子载波组是从子载波组a开始，紧随其后的是按所述顺序的子载波组c、e、g、i、k、m、o和p。也就是说，跳频的是从一个相邻子载波到下一个相邻子载波组执行的。

图22C到22G还示出跳过一些子载波组执行跳频的模式。简而言之，通过使跳频的方向相同而使跳频的空不同，为图22A到22G中提出的小区A到G中建立不同的跳频模式。

图23A示出在小区A中建立的跳频模式，而图23C表示在小区C中建立的跳频模式。图23E表示在小区E中建立的跳频模式，而图23G表示在小区G中建立的跳频模式。图23A、23C、23E和23G的跳频模式分别与图22A、22B、22C和22D的跳频模式相同。

同时，图23B展示了小区B的跳频模式，其中，跳频模式是从最低位置的子载波组p开始的，并以相反的方向执行。图23D展示了小区D的跳频模式，其中跳频模式是从子载波组p开始的，并以相反的方向执行，跳过了一个相邻子载波组。也就是说，不同跳频模式是通过改变位移的空和方向来产生的，然后被分配。如果使用了上述的跳频模式，则在这些小区中使用相同频率的可能性就可以降到最小，从而减小小区间的干扰。

例如，在此说明图22A中的跳频模式1和图22B中的跳频模式2。这里，假设只有小区A和B。依据时隙，两个跳频模式1和2具有相同的位移方向，但它们不同的是，模式1的子载波组位移到它们的相邻子载波组，而模式2的子载波组跳过一个子载波组位移到下一个相邻子载波组。

如果全部子载波组的数量是N_g，并且跳频周期是N_h，那么，可以用于一个跳频周期的子载波组数量是N_g×N_h。如果假设每个用户只接收一个子载波组，那么，在一个小区中能执行多址访问的用户数量是N_g。

在第一个时隙中，在示出子载波组的y轴顶部位置的子载波组被称为组0，而在组0以下的子载波组被称为组1、2、3、…、N_g-1。换句话说，全部子载波组被定义为组0到N_g-1。在初始时隙中，被分配了组u的用户定义为用户u。

如果在小区A中有N_g个用户使用跳频模式1，而在小区B中只有一个用户，其在第一时隙中被分配的子载波组是组0，那么，在一个跳频周期中对小区A产生干扰的组的数量是N_h。由于小区A使用了全部的子载波组，不可避免地，两个小区的子载波组将发生重叠，重叠的数量与小区B中使用的子载波组的数量相同。对小区A的用户上产生干扰的子载波组的数量平均为N_g/N_h。

产生干扰的组的数量是整数。因此，对小区A中每个用户产生干扰的组数根据N_g和N_h而可能不同。换句话说，在小区A的用户与小区B的一个用户之间重叠的组数根据N_g和N_h可以是不同的。例如，如果小区B采用跳频模式2，而在初始时隙中分配给小区B的用户的子载波组是组0，那么，当它满足方程7的条件时，对于小区A的用户u，重叠的子载波组数是(i+1)。

iN_g+u＜N_h≤(i+1)N_g+u

i＝0，1，2，… 方程7

u＝0，1，2，…，N_g-1

以下将说明图23A到23G的跳频模式。这里，假定小区A使用图23A的跳频模式1，而小区B使用图23B的跳频模式2。其它条件保持与上述实例相同。

沿着时隙，跳频模式1和2的位移方向互不相同。如果小区A有N_g个用户，而小区B有一个用户，其在初始时隙中被分配的子载波组是第N_g-1组，那么，在一个跳频周期中，由小区B的用户对小区A产生干扰的组数是N_h。这个结果与前述示例的结果一样。简而言之，对于小区A的用户，被小区B干扰的组数相同，是N_h。但是，当变成对小区A的每个用户而言时，被干扰的组数与上述示例的结果不同。

\frac{N_{g} + 1}{2} + {iN}_{g} - m \leq N_{h} < \frac{N_{g} + 1}{2} + (i + 1) N_{g} - m

i＝0，1，2，…

方程8

如果满足方程8的条件，并且N_g为2z+1，z是整数，那么，小区A的用户u有(i+1)个子载波组重叠(u＝2m，m＝0、1、2、…、(N_g-1)/2)。如果满足方程8的条件，并且N_g为2z，那么，小区A的用户u将没有子载波组重叠(u＝2m，m＝0、1、2、…、N_g/2-1)。

N_g+iN_g-m≤N_h＜N_g+(i+1)N_g-m 方程9

i＝0，1，2，…

如果满足方程9的条件，且N_g为2z+1，那么，小区A的用户u有(i+1)个子载波组重叠(u＝2m+1，m＝0、1、2、…、(N_g-3)/2)。

\frac{N_{g}}{2} + i \frac{N_{g}}{2} - m {\leq N}_{h} < \frac{N_{g}}{2} + (i + 1) \frac{N_{g}}{2} - m

i＝0，1，2，…

方程10

如果满足方程10的条件，并且N_g为2z，那么，小区A的用户u有(i+1)个子载波组重叠(u＝2m+1，m＝0、1、2、…、N_g/2-1)。

应该注意到，参考图22A到22G和23A到23G说明的小区间和/或小区间跳频模式不需要与本发明的其它技术特性进行必要地结合。这是因为，频率多样性的影响和减少的FFT计算量的影响可以利用本发明的comb码元分配和跳频的技术属性单独产生。而且，在图22A到22G和23A到23G说明的小区内和/或小区间跳频模式具有另外的影响，即使得小区间干扰的影响最小并防止一个小区内移动站之间的干扰。

说明导频信号排列的图的图24提供了用于估计信道或同步单元的OFDM***中导频信号排列的示例。在本发明的详细说明书中，导频信号被定义为在控制信号、所有用户需要的信号和估计信道的信号中，与数据信号一起传输数据的信号。

总之，导频信号2100在全部频带上以相同的间隔排列。这与在本发明中为数据传输定义的comb码元相同。所以，可以直接采用本发明的方法。

说得更具体些，导频信号2100被认为是一个固定的且不依据时隙执行跳频的comb码元。然后，通过采用仅仅与导频信号对应的子载波，并且在接收***230中执行部分FFT，利用少量的计算量就可以获得全部频带上的信道信息。

所有移动站需要信道信息来恢复信号。依据本发明，通过对与导频信号2100对应的comb码元以及分配给所有接收***230中移动站的comb码元执行部分FFT，利用最少功耗就可以获得信道信息。

由于所有的移动站都要求导频信号，所以希望向通过消耗最小功耗就可以获得的comb码元分配导频信号。

表3示出对于每个comb码元获得具有最小计算量的comb码元所需要的计算量。在表中，给出了每个comb码元要求的复数加法的计算量和复数乘法的计算量的比较。这里，全部子载波数N是2048，comb码元数Nc是16，分配给每个comb码元的子载波数Ns是128。在表3中，表示为comb码元的a、b、…、p是保存在图7的FFT单元233的输出存储器61中的子载波组a、b、…、p。

表3

F	2816	894	2816	576
F	2816	894	2816	576	G	2816	1022	2816	576
H	2816	1148	2816	576	G	2816	1022	2816	576
H	2816	1148	2816	576	I	2816	1280	2816	832
J	2816	1406	2816	832	I	2816	1280	2816	832
J	2816	1406	2816	832	K	2816	1534	2816	832
L	2816	1660	2816	832	K	2816	1534	2816	832
L	2816	1660	2816	832	M	2816	1790	2816	832
N	2816	1916	2816	832	M	2816	1790	2816	832
N	2816	1916	2816	832	O	2816	2044	2816	832
P	2816	2170	2816	832	O	2816	2044	2816	832
P	2816	2170	2816	832	总数	45056	19424	45056	10498
平均	2816	1214	2816	656.1	总数	45056	19424	45056	10498

从表3中，可以看出所需的复数乘法数量是随着comb码元的减少而增加。因此，导频信号应该被分配，并且依据具有最少数量复数乘法的comb码元的优先级，也就是说，包括保存在输出存储器地址0中子载波的comb码元的优先级，顺序地执行跳频。否则，获得信道信息的计算量在所有移动站中将变成最小。

也就是说，应该依据导频信号的要求数量来分配comb码元，但是选择的优先权应该给包含保存在输出存储器地址0中子载波的comb码元，再后面是包含保存在下一个最小地址中子载波的comb码元。

例如，在图7中按次序comb a、comb b、…建立了优先权。如果有多个要分配的导频信号，那么，根据上述确定的优先次序来分配导频信号并将其发射给移动站。

图25是说明依据本发明实施例，为导频信号分配的子载波组跳频以及为数据信号分配的子载波组跳频的示意图。它表示子载波组a1被分配到导频信号2300的示例。依据时隙，导频信号2300不执行跳频而在全部时间被分配给子载波组a1。另一方面，数据信号2301和2302根据所给定跳频模式沿时隙执行跳频。

所有的移动站只对子载波组a1的导频信号2300以及在接收***230中分配给它们的comb码元执行部分FFT，由此来获得信道与同步信息和所发射的数据。实际上，子载波组的子载波是按comb码元形式进行实际分配的，并且子载波组的跳频是跳频到实际具有不同频率偏移量的comb码元。

上述说明的是给移动站分配comb码元和执行跳频的技术，其中comb码元是在全部频带上以预定间隔分散的子载波组。

依据本发明的实施例，comb码元是按树型结构形成的。comb码元、子载波资源是动态分配的。下面将说明向移动站分配树型结构子载波资源的方法。

26是说明依据本发明实施例，通过按树型结构形成comb码元，以分配comb码元资源的方法。在该实施例中，在全部频带中的子载波的数量N和构成comb码元的子载波的数量Ns是2的乘方，并且这些comb码元以树型结构形成。如下所述，在小区中根据树型结构分配comb码元资源如下所述。

参考图26，如果在全部频带中子载波的数量是N＝2ⁿ，comb码元以树型结构形成，其中构成comb码元的子载波的数量Ns是1，2，4，...，2ⁿ。comb码元由方程2表达。万一不需要区别频率索引k，下面将其省略。

在图26的树型结构中，在根节点的comb码元X_1，0由2ⁿ个子载波组成。根节点comb码元X_1，0包括comb码元X_2，0和X_2，1，其每一个由2^n-1个子载波组成。

由2^n-a个子载波组成且具有频率偏移量b的comb码元

包括comb码元和其每一个由2^n-a-1个子载波组成，且频率偏移分别为b和b+2^a。

图26表示树型结构

在全部频带中，在子载波数量为N＝2ⁿ的环境下，该树型结构具有由Ns个(Ns＝^{1，2，4，...，2n}，n是整数)子载波组成的comb码元并作为其节点。例如，如果在树型结构

(a≠c)中有两个comb码元X_a，b和X_c，d，且X_a，b是X_c，d的父节点，X_a，b包括X_c，d。也就是说，如果X_c，d(k)＝1，也就意味着X_a，b(k)＝1。

但是，如果X_a，b不是X_c，d的父节点，则X_a，b和X_c，d相互正交。也就是说，如果X_c，d(k)＝1，也就意味着X_a，b(k)＝0，或者如果X_c，d(k)＝0，也就意味着X_a，b(k)＝1。因此，通过将全部comb码元的集合

形成为树型结构依据移动站要求的数据传输速率分配comb码元，将建立所分配的comb码元和其子节点的comb码元作为使用的码元，并且，如果comb码元的分配被取消了，则建立相应的comb码元和其子节点的comb码元作为可使用的码元，在全部频带中子载波的数量为N＝2ⁿ的环境下，由Ns个子载波(Ns＝^{1，2，4，…，2n}，n是整数)组成的comb码元被分配给移动站，而不会在频率之间产生冲突。

同时，因为在发射端或接收端使用了滤波器，OFDMA***可以使用空载波。这样，能承载实际数据的子载波数量可能不是2的乘方。在这种情况下，comb码元被形成图26的树型结构并根据该树被分配，而且，数据在移位或损坏之后再发送，因为与空载波相应的数据位置可以预先知道。

图27A是说明依据本发明实施例，由于损坏与空载波相应的数据，不损失数据传输速率的数据发射方法。在附图中，在将空数据***到数据中与空载波相应的位置后再发射数据。在图27A中，当全部子载波的数量N是任意整数，且构成comb码元的子载波数量Ns不是2的乘方时，comb码元形成为树型结构，并且在小区中依据树型结构来分配这些comb码元。

图27A表示了一个示例，其中的comb码元每个都具有两个子载波，被分配并执行跳频。附图标记3000到3011是将被发射的数据。数据3004和3008与空载波相应。这样，它们会被损坏且不实际发射。由于该数据被损坏并发射，所以，数据的传输速率与空载波不存在的情况是相同的。在接收端，在纠错码解码期间可以恢复被击穿的数据。

图27B是说明依据本发明实施例，通过对与空载波相应的数据移位而没有数据丢失的数据发送方法。在附图中，在将空数据***到与空载波相应的位置后发射数据。在图27B中，当全部子载波的数量N是任意整数，且构成comb码元的子载波的数量Ns是2的乘方时，comb码元形成为树型结构，并且在小区中依据树型结构来分配这些comb码元。

图27B表示一个示例，其中具comb码元每个具有两个子载波，被分配并执行跳频。附图标记3000到3009是将要发送的数据。由于在发射端已知comb码元的初始位置和跳频模式，所以将空数据***到空载波中，并且与空载波相应的数据被移位，移动到承载下一个数据的子载波，并被发送。本发明还包括在图27A和27B中说明的方法的组合。

图28A和28B是说明依据本发明实施例，通过在多树型结构中形成码元来分配comb模式的码元资源的方法示意图。在图28A和28B的实施例中，当使用N’点FFT，并且在全部频带中的子载波的数量N不是2的乘方时，comb码元以复合树型结构形成并依据小区中的多树型结构被分配。

如果在频带中的子载波的数量N是2^n-1＜N＜2ⁿ，这意味是

N = Σ_{i = 0}^{n} a_{i} 2^{i} (a_{i} i = 0, . . ., n),

a_i，i是非负的整数。在这种情况下，通过形成关于i＝0，…，n的

1个树就可以形成关于子载波数N的复合树。

图28A是表示当N′是2048，N是1792(N′＝2048和N＝1792)，并且a₁₀＝1，a₈＝2，a₇＝2(其余的a_i＝0)时，由5个子树ST₁＝T₁₀₂₄，ST₂＝ST₃＝T₂₅₆，ST₄＝ST₅＝T₁₂₈，(2⁷＝128，2⁸＝256，2¹⁰＝1024)组成的复合树示例图。

图28B是表示当N′是2048，N是1792(N′＝2048和N＝1792)，且a₇＝14(其余的a_i＝0)时，由14个子树ST_i＝T₁₂₈，(i＝1，…，14)(2⁷＝128)组成的复合树的示例图。

为了区分与不同子树的节点相应的comb码元，方程2被重新定义为方程11：

方程11

其中st表示子树索引；

K_st表示子树索引的开始频率索引；p＝0，1，…，(N_st/N_c)-1，N_st是子树中子载波的数量；以及q＝0，1，…，N_c-1。

明显地，图28A和28B以及方程11表示不同子树节点的comb码元是相互正交的。因此，通过对每个子树采用图28的方法并分配频率资源，可将由很多子载波组成的comb码元分配给移动站，而不发生频率冲突。而且，如果是一个较大值，那么，在全部频带中的子载波的数量N被定义为

N \approx Σ_{i = 0}^{n} b_{i} 2^{'}

以减少子树的数量。也就是说，

被建立得较小。在使用图27A和27B的方法被损坏并位移之后，与空载波对应的数据就可以被发送了。

同时，为了使在每个频带执行适应调制成为可能，包括N个子载波的全部频带被分成由连续的子载波组成的M个子带。然后，在每个子带使用N/M点FFT，以减少移动站和/或基站的计算量。

在这种情况下，通过将每个频带的子载波组成为comb码元的树型结构，扩展树型结构以在全部频带上形成包括子树的复合树，并在comb码元分配处理期间，在一个或多个子带上将子载波分配给移动站，这样能减少移动站的FFT计算量。

图28C是复合树示例，当N是2048，M是8(N＝2048和M＝8)时，该复合树包括在每个子带使用256(＝2048/8)FFT时的8个子树ST_i＝T₂₅₆，(i＝1，…，8)。如果有空载波，那么，可以使用图27A、27B、28A和28B的方法。

如上所述，通过将全部频带中的N个子载波分成M个子带，并在全部频带上建立包含comb码元子树的复合树，且每个子树是关于每个子带形成的，在comb码元分配处理期间，在一个或多个子带中任意大小的子载波被分配给移动站。所分配的子载波在根据子带执行跳频。这样，根据每个频带可以执行适应调制。由于FFT计算是关于每个子带的N/M个子载波进行的，所以可以减少计算量。

同时，如果依据移动站要求的数据传输速率，将N_r个子载波分配给移动站(N_r≠2ⁿ，N_r是正整数)，子载波的数量N_r可以定义为

N_{r} = Σ_{i = 0}^{n} c_{i} 2^{i}

(cⁱ＝0或1，i＝0，…，n)。于是，万一cⁱ＝1，i＝0，…，n，就形成

个comb码元

并且能将每个包含N_r个子载波的comb码元分配给移动站。

如图28A到28C所述，即使当全部子载波在一个复合树中形成，每个包含N_r个子载波的comb码元也被分配给移动站。而且，为了获得频率的多样性，可以从所有子树中选择i(cⁱ＝1，i＝0，…，n)。进一步，为了使接收端的部分FFT计算量最小，如果可能的话，从多个子树中提取出的comb码元X_st1NC1ql，……X_stmNCmqm被分配为具有相同的频率间隔，同时又保持N_ci为固定值。最好地，分配的是从两个相邻子树提取出的，并且在两端的频率之间的间隔与两个comb码元之间的间隔相同的comb码元。

图29是表示在图28A的复合树型结构中分配给一个移动站的352个子载波的示例图。352是256、64和32之和(352＝256+64+32)。这些子树被分为子树1、子树3和子树5。然后再分配具有相同频率间隔的comb码元，由此使部分FFT计算量最小。

图30是说明跳频方法的示意图，其中小区的所有comb码元在频域中依据跳频模式执行跳频，由此避免不同大小的码元之间的冲突。它说明了利用图26、28A、28B和28C的方法，对频率域中分配给小区移动站的comb码元执行正交跳频的方法。

万一依据其大小对分配给小区中移动站的comb码元分组，那么，通过使用图15和20的方法，可以使接收端的部分FFT计算量最小。但是，如果跳频不是在具有与构成分配给移动站的任意大小的comb码元的子载波组相同大小子载波组当中执行的，也能满足正交跳频和部分FFT计算量最小的要求。

以图26和29的方法，在分配给小区内移动站并满足正交性的各种尺寸的comb码元当中，在时隙1中表示跳频模式的任意comb码元X_a，b(k)的频率指示符函数Y_a，b(k；1)被定义为：

Y_a，b(k；1)＝X_a，b((k+P(1))modN 方程12

其中，P(1)(0≤P(1)≤N)是时隙1中小区的comb码元的跳频模式；N表示全部子载波的数量。

根据方程12的Y_a，b(k，1)，进行数据发射并执行跳频。在图30的示例中，依据图26的方法，全部子载波的数量是16，且comb码元X_8，1被分配给3100，X_4，2给3101，X_4，0给3102，X_8，7给3103。它表示根据方程12，依据时间的comb码元的跳频模式P(1)＝0，7，13，3，9，2，…。

如图29和方程12所示，在小区中分配的所有comb码元在频域中依据模式执行跳频。所以，如果在初始期间所分配的comb码元是正交的，那么，不管跳频模式如何，在小区中分配的所有的comb码元总是正交的。

由于Y_a，b(k，1)能表达成X_a，b(k)的形式，所以，不管跳频模式如何，在接收端都可以使部分FFT计算量最小。

如图22和23中所述，通过在不同小区中分配不同跳频模式，可以使得内部小区干扰平滑。

本发明的方法可以以程序的形式实现，并被保存在计算机可读记录媒介，如CD-ROM，RAM，ROM，软盘，硬盘和磁光盘中。

依据传统的FH-PFDMA，跳频是在簇基础上在频域中执行的。通过近似地将子载波组织成组来获得簇。但是，通过在频域中对comb码元执行跳频，本发明的方法可以增加频率的多样性，并在短数据分组传输期间增强抑制平滑的效应。comb码元由在全部频带上以预定频率间隔子分开的子载波组成。

不同跳频模式的使用使comb码元总是跳入不同的子载波中。本发明还有另一个优点，即通过只恢复与经部分FFT而分配给每个移动站的comb码元相应的部分来使功耗最小。在移动站或基站的发射***中，通过执行与不计算蝶型输入全部是零时部分FFT计算量相同的IFFT，就可以使功耗最小。

依据本发明，由于承载数据的comb码元是依据每个时隙而进行不同选择的，所以执行跳频。跳频模式包括具有规律规则的模式，例如，其中根据时隙将子载波移位到相邻子载波的模式，以及其中随机执行跳频的模式。

通过在每个时隙不重叠跳频，小区中所有移动站阻止内部小区干扰。如果移动站由于不同的服务类型而具有不同的传输速率，那么与传输速率成比例，comb码元的大小被不同地定义。对于附加的comb码元，通过将子载波分组成相邻的子载波来形成附加的comb码元。通过这样处理，就可以使部分FFT的计算量最小。

而且，当comb码元被另外分配时，可通过根据子载波组执行跳频来使部分FFT的计算量最小。即使当子载波组被另外分配时，也能根据存在的子载波组，通过执行跳频来减小部分FFT的计算量。频率多样性效果可以增强。在这样的处理过程中，可通过改变所分配子载波之间的间隔可以增强频率多样性效果。

同时，通过统一在小区内中分配的所有comb码元的跳频模式和区分小区之间的跳频模式，邻近小区之间的干扰就被平滑，而不需要额外分配频率。这里，通过使用使跳频模式不同的方法，就可能保持子载波组的一个移位方向并使得沿时隙使移位间隔不同，或者，就可能区分子载波组的移位间隔并改变移位方向。这种方法，在相邻小区之间使用相同频率的可能性就最小，于是，可减少小区间干扰。

还以comb码元形式给定估计信道或同步单元的导频信号。于是，通过在接收***中执行部分FFT就可能在全部频带上以较少的计算量获得信息。分配导频信号的comb码元，在所有可用的子载波组之中，给利用最少计算量执行恢复的顶部子载波组以优先权，而不执行跳频。然后，所有移动站就可以以最少的计算量获得信道信息。如果对导频信号执行跳频，那么，就能获得频率多样性效果，并且能获得更精确的信道信息。

同时，如果在分配comb码元期间，小区的移动站要求多种传输速率，那么，具有正交性和适合多种数据传输速率的comb码元被形成树型结构或复合树型结构，并被动态地分配。

而且，对于在每个频带中的适应调制，形成N个子载波的全部频带被分成子带，每个由M个连续的子载波组成。在每个子带中的子载波组成comb码元的树型结构和包括如子树，如根据全部频带形成的子树的复合树型结构。在comb码元的分配中，通过在一个或多个子带中将任意大小的子载波分配给移动站，并在每个子带中使用N/M点的FFT，就可以减少FFT的计算量。通过根据子带执行跳频能在每个频带上执行适应调制。

虽然参考特定的优选实施例对本发明进行了说明，本领域的普通技术人员会清楚，不脱离本发明权利要求所定义的范围，可以做各种变化和修改。

Claims

1.一种用于执行跳频正交频分多址(OFDMA)的方法，包括步骤：

a)将comb模式的频域信号X(k)分配给调制的数据序列，X(k)是comb码元，而k是频率索引；

b)执行跳频，以使comb码元能具有独立的频率偏移；以及

c)对要转换为时域信号x(n)的comb码元执行快速逆傅立叶变换IFFT，并发送所述时域信号x(n)，n是时间索引，

其中由预定数量子载波组成的comb码元，也被称为子载波组，被以预定间隔放置在全部可用频带上，并且，在全部可用频带上子载波的数量被表示为：

其中，N_si＝N_s＝常数

其中，N_C表示能在全部可用频带上分配的comb码元的数量；

N_si表示第i个comb码元内子载波数量，第i个comb码元的大小，或者构成第i个comb码元的子载波组的大小，以及

其中，p表示构成一个comb码元的单个子载波，而q表示comb码元的频率偏移量，

；和

其中，在步骤b)中，根据作为跳频模式并表示如下的频率指示器函数Y_a，b(k；l)，对分配给小区中移动站的comb码元X_a，b(k)执行跳频：

Y_a，b(k；l)＝X_a，b((k+P(l))mod N)

其中，P(l)是时隙l中小区内的comb码元的跳频模式，其中0≤P(l)≤N；以及

N表示子载波的全部数量。

2.如权利要求1所述的方法，其中如果有N个子载波，且N是2的乘方，被表示成N＝2ⁿ，n是非负整数，那么步骤a)包括步骤：

a1)形成由1到2ⁿ个子载波组成的comb码元树

其中，具有2ⁿ个子载波的comb码元X_1，0是父节点，而具有2^n-a个子载波且具有频率偏移量b的comb码元

包括作为子节点的

和

每个具有2^n-a-1个子载波且分别具有频率偏移量b和b+2^a，而具有一个子载波的comb码元是末节点，以及

a2)将大小适合移动站要求的传输速率的comb码元分配给移动站，并且通过不将与树

中comb码元的子节点对应的comb码元分配给该移动站所属小区中的其它移动站，直到从分配中释放出具有适当大小的comb码元为止，以防止comb码元之间的冲突。

3.如权利要求2所述的方法，其中，如果由于在全部可用频带上N个子载波中存在空载波，能承载数据的子载波数量不是2的乘方，N是2的乘方，被表示成N＝2ⁿ，n是非负整数，那么，与所述空载波对应的数据部分在步骤a)中被收缩。

4.如权利要求2所述的方法，其中，如果由于在全部可用频带上N个子载波中存在空载波，能承载数据的子载波数量不是2的乘方，N是2的乘方，被表示成N＝2ⁿ，n是非负整数，那么，通过将空数据***到数据的与空载波对应的位置上，并在步骤a)中将不是空载波的子载波分配给与空载波对应的数据，能防止数据传输速率中的任何丢失。

5.如权利要求1所述的方法，其中，如果在全部可用频带上有N个子载波，其中2^n-1＜N＜2ⁿ，那么步骤a)包括步骤：

a3)形成由1到2ⁿ′个子载波组成的comb码元子树n’是非负整数，其中，具有2ⁿ′个子载波的comb码元X_1，0是父节点，而具有2ⁿ′^-a个子载波且具有频率偏移量b的comb码元

包括作为子节点的

和

每个具有2ⁿ′^-a-1个子载波且分别具有频率偏移b和b+2^a，而具有一个子载波的comb码元是末节点；

a4)对每个i，通过执行步骤a3)来形成具有a_i个comb码元子树和总共N个子载波的复合树；以及

a5)从复合树的一个子树上选择大小适合移动站请求传输速率的comb码元，并将所述comb码元分配给移动站，并通过不将与在所选择子树中comb码元子节点对应的comb码元收集到该移动站所属小区中的其它移动站，直到从分配中释放出具有适当大小的comb码元为止，以防止comb码元之间的冲突。

其中由多个子树形成的复合树的comb码元被重新定义为：

其中st是子树索引；

K_st表示子树的开始频率索引；

p＝0，1，...，(N_st/N_c)-1，N_st是子树的子载波的数量；以及

q＝0，1，2，...，N_c-1。

6.如权利要求5所述的方法，其中，在步骤a5)中，从复合树的子树中未分配comb码元的子树中，最好选择大小适合移动站请求传输速率的comb码元。

7.如权利要求1所述的方法，其中步骤a)包括步骤：

a6)将存在于全部可用频带上的N个子载波分成M个子带；

a7)形成由1到2ⁿ′个子载波组成的comb码元子树

其中，具有2ⁿ′个子载波的comb码元X_1，0是根节点，而具有2ⁿ′^-a个子载波且具有频率偏移量b的comb码元包括作为子节点的

和

每个具有2ⁿ′^-a-1个子载波且分别具有频率偏移量b和b+2^a，而具有一个子载波的comb码元是末节点；

a8)对于每个子带，通过执行步骤a7)来形成具有M个comb码元子树和总共N个子载波的复合树；以及

a9)从复合树的一个子树上选择大小适合移动站请求传输速率的comb码元，并将所述comb码元分配给移动站，并通过不将与在所选择子树中具有适当大小的comb码元的子节点对应的comb码元分配给该移动站所属小区中的其它移动站，直到从分配中释放出具有适当大小的comb码元为止，以防止comb码元之间的冲突。

其中由M个子树形成的复合树的comb码元被重新定义为：

其中st表示子树索引；

K_st表示子树的开始频率索引；

p＝0，1，...，(N_st/N_c)-1，N_st是子树的子载波的数量；以及

q＝0，1，2，...，N_c-1。

8.如权利要求7所述的方法，其中，在步骤b)中，基于分配给移动站的comb码元所属的子树，对comb码元执行跳频。

9.如权利要求1所述的方法，其中，在步骤b)中，comb码元执行跳频到具有大小相同但不同频率偏移量的comb码元。

10.如权利要求1所述的方法，其中，在步骤b)中，comb码元执行跳频，以使所有的comb码元随机地具有跳频模式。

11.如权利要求1所述的方法，其中，在步骤b)中，comb码元执行跳频，以便给相同小区内所有移动站提供相同的跳频模式。

12.如权利要求11的方法，其中，在步骤b)中，comb码元执行跳频，以使不同小区间的移动站能有不同的跳频模式。

13.如权利要求11所述的方法，其中，在步骤b)中，comb码元执行跳频，以便小区之间具有不同的跳频间隔。

14.如权利要求11所述的方法，其中，在步骤b)中，comb码元执行跳频，以使跳频的方向能根据每个小区而不同。

15.如权利要求1所述的方法，其中，如果当接到移动站的请求而另外分配comb码元，那么就另外分配由子载波组形成的comb码元，这些子载波组与当前分配的comb码元的子载波组相邻。

16.如权利要求15所述的方法，其中，如果另外的comb码元由从这样子载波组中选择的子载波组组成，这些子载波组每个与构成当前分配的comb码元的子载波组大小相同。

17.如权利要求15所述的方法，其中，在步骤b)中，另外分配的comb码元在子载波组中执行跳频，这些子载波组每个与构成当前分配的comb码元的子载波组大小相同。

18.如权利要求15所述的方法，其中，在步骤b)中，通过利用构成所分配comb码元的子载波组总和作为跳频的最小单位，对由子载波组组成的comb码元进行跳频，所述子载波组对应于从下式获得的数量：

G＝(g_n+P(l)×i)modNc

其中，G表示在时隙l中的组数；

P(l)表示跳频模式函数；

i表示所分配组的数量；以及

g_n表示在初始时隙中的组数，以及

其中，当另外分配comb码元时，子载波组的总和与构成初始分配的comb码元和另外分配的comb码元的所有子载波组的总和相同。

19.如权利要求15所述的方法，其中，在步骤b)中，构成初始分配的comb码元的子载波组被用作跳频的最小单位，并且所分配的comb码元执行跳频。

20.如权利要求1所述的方法，其中，在步骤c)中，基于频域消去(DIF)算法执行快速逆傅立叶变换，并且，步骤c)包括步骤：

c1)通过顺序地将快速傅立叶变换(FFT)单元的输入地址映射到频率索引k，来输入频域信号X(k)。

21.如权利要求20所述的方法，其中步骤c)还包括步骤：

c2)如果0被输入到形成IFFT单元的所有蝶型的输入端，则不执行蝶型计算。

22.如权利要求1所述的方法，其中基于时域消去(DIT)算法执行IFFT，并且步骤c)包括步骤：

c3)通过将IFFT单元输入地址的反位值映射到频率索引k，来输入频域信号X(k)。

23.如权利要求22所述的方法，其中步骤c)还包括步骤：

c4)如果0被输入到形成IFFT单元的所有蝶型的输入端，则不执行蝶型计算。

24.如权利要求1所述的方法，还包括步骤：

d)接收与步骤c)中发送的comb码元对应的时域信号y(n)；

e)将时域信号y(n)恢复为初始建立的频率偏移量；以及

f)通过对要转换成频域信号Y(k)的时域信号y(n)执行FFT，来解调调制的数据序列，k是频率索引。

25.如权利要求24所述的方法，其中在步骤f)中基于DIF算法执行FFT，且步骤f)包括步骤：

f1)通过将FFT单元的输出地址的反位值映射到频率索引k，来输出频域信号Y(k)。

26.如权利要求25所述的方法，其中步骤f)还包括步骤：

f2)根据从FFT单元输出的频域信号Y(k)，控制其是FFT单元的一部分的蝶型，以执行或不执行计算。

27.如权利要求24所述的方法，其中，在步骤f)中，基于DIT算法来执行FFT，并且步骤f)包括步骤：

f3)通过顺序地映射FFT单元的输出地址和频率索引k，来输出频域信号Y(k)。

28.如权利要求27所述的方法，其中步骤f)包括步骤：

f4)根据从FFT单元输出的频域信号Y(k)，控制其是FFT单元的一部分的蝶型，以执行或不执行计算。

29.如权利要求1所述的方法，其中，数据序列与导频信号或控制信号对应。

30.如权利要求29所述的方法，其中，在步骤b)中，comb码元执行跳频以维持包括0的预定频率偏移量。

31.如权利要求30的方法，其中，在步骤a)中，最高优先顺序给予包括来自IFFT单元的输入地址和FFT单元的输出地址的0地址的子载波组，并且，下一优先顺序给予邻近这些具有优先顺序的子载波组的子载波组，并且根据优先顺序，将comb码元分配给导频信号或控制信号。