CN1722718A - 一种正交频分复用信号的频率同步装置及其方法 - Google Patents

Abstract

本发明正交频分复用信号的频率同步装置及其方法，特征是在对误差信号进行特征积累的基础上，通过最大值搜索得到相邻正交频分复用符号中导频信号的相关值；在频偏估计中，利用加权合并的方法将泄漏到相邻子载波上导频信号的能量充分利用起来，并分别根据相关值合并后的相位信息和模值特征合并后的位置信息得到主值相位的精估计和相差的粗估计，通过残差处理克服在π边界的相位跳变问题，得到频偏的估计值。本发明提出的频率同步算法能够快速可靠的达到频率同步，不需要为频率同步额外增加开销，并且可以在估计性能和同步时间之间做较好的折中。

Description

一种正交频分复用信号的频率同步装置及其方法

技术领域：

本发明涉及正交频分复用(OFDM)移动通信技术领域，特别涉及OFDM通信***中的频率同步装置及其方法。

背景技术：

正交频分复用(OFDM)技术被普遍认为是***移动通信***中不可缺少的技术。但OFDM***对载波频偏比较敏感，因此载波频率同步是OFDM***中的一项关键技术。

美国专利5,732,113公开了一种OFDM定时和频率同步的方法，但该方法需要增加额外的同步符号，这会降低数据传输速率。

《国际电子与电气工程师协会消费电子学报》(IEEE Trans.On Consumer Electronics，Volume 47，Issue 3，pp.364-369，Aug.2001)中发表了一种利用做信道估计的导频信号(Pilot)进行频率同步的方法，但该方法的残留频差较大，需要进一步的频率精同步处理，且在信噪比较低时不能可靠的达到同步。

技术内容：

本发明提供一种正交频分复用通信***的频率同步装置及其方法，使得***在高数据传输效率的前提下快速可靠的实现频率同步。

本发明的正交频分复用信号的频率同步装置，在发射端的导频***单元将导频信号均匀等间隔的插在正交频分复用符号中；

其特征在于：

在接收端，接收到的频域信号先通过特征提取模块，再通过特征积累模块，最后通过频偏估计模块；

在所述的特征提取模块中，存储单元的输出端口连接到循环移位相关单元；

在所述的特征积累模块中，积累单元的一个输入端口连接到特征提取模块中的循环移位相关单元，另一个输入端口连接到初始化单元；判决变量生成单元的输入端口连接到积累单元，判决变量生成单元的一个输出端口连接到判决单元，另一个输出端口连接到频偏估计模块中的相关值合并单元和模值特征合并单元；判决单元的一个输出端口连接到特征提取模块中的信号存储单元，另一个输出端口连接到频偏估计模块中的相关值合并单元和模值特征合并单元；

在所述的频偏估计模块中，相关值合并单元的输出端口连接到精相位计算单元；模值特征合并单元的输出端口连接到粗相位计算单元；残差处理单元的一个输入端口连接到精相位计算单元，另一个输入端口连接到粗相位计算单元，残差处理单元的输出端口连接到相频转换单元。

本发明的正交频分复用信号的频率同步方法，在发射端采用均匀等间隔的导频信号***方案，即在时间和频率方向上都等间隔均匀分布；

特征在于，其接收端包括以下步骤：

A对接收到的信号进行特征提取处理，即通过计算循环移位相关得到误差信号；

B对得到的误差信号进行特征积累处理，即对误差信号进行加权合并积累，并将积累后的接收信噪比做为判决变量，当判决变量的值高于预设门限时，进入步骤C，否则返回步骤A；

C对积累后的误差信号进行相关值合并，并根据合并后的信号计算出主值相位的精估计值；

D对积累后的误差信号进行模值特征合并，并根据合并后的信号计算出相差的粗估计值，并将该相差分解到主值区间上；

E根据精相位和主值分解后的粗相差得到频偏在相邻2个包含Pilot的OFDMSymbol时间间隔内积累出的相差的精估计值，并转换成相应的频率值，得到频偏的估计值。

本发明中所述特征提取的原理如下：

接收到的信号变换到频域后可以表示为：

$Y_i\left(k\right)=X_i\left(k\right)H_i\left(k\right)\frac{\sin \left(\mathrm{\π\ϵ}\right)}{N\sin (\mathrm{\π\ϵ}/N)}\·e^{\mathrm{j\π\ϵ}(N-1)/N}\·e^{j{\mathrm{\θ}}_i}+I_i\left(k\right)+W_i\left(k\right),(k=0,\·\·\·,N-1)----\left(1\right)$

其中，X_i(k)为第i个Symbol中，第k个子载波上发射端发送的信号；H_i(k)为第i个Symbol中，第k个子载波上的频率响应；ε为归一化到子载波间隔的载波频偏；θ_i为载波初始相位和频偏ε在第i个Symbol上引起的相差。W_i(k)为高斯白噪声；I_i(k)为子载波间干扰。

设Pilot占用M个子载波，按比率R＝M/N等间隔的***到N个子载波中；Pilot在时间方向上的间隔为d个OFDM Symbol。当存在频偏ε＝ε_int+ε_fra时，子载波间隔整数倍频偏ε_int会产生子载波的循环移位，小数倍频偏ε_fra会造成子载波的功率泄漏。由于Pilot是均匀间隔R的插在子载波上，且相邻2个包含Pilot的OFDM Symbol间只有Pilot是相关的，所以可以通过公式(2)来搜索移位和泄漏后的Pilot能量的分布位置。

$C_i\left(j\right)=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{Y}_i^{*}(\mathrm{mR}+j)\·Y_{i+d}(\mathrm{mR}+j),j\∈[0,R)----\left(2\right)$

其中，Y_i、Y_i+d为相邻2个包含Pilot的OFDM Symbol。

由公式(1)可知，C_i(j)中Pilot分量的相关值的相位即为频偏ε在一个Symbol内积累出的相差。当|ε_fra|≈0时，子载波功率泄漏很小，故C_i(j)只有一个峰值；当|ε_fra|≈0.5时，有很大一部分的Pilot功率泄漏到相邻的一个子载波上，故C_i(j)会出现相邻的两个峰值，所以该峰值的模值特征也指示了频偏信息。故可以根据G_i(j)的模值特征以及C_i(j)的相位信息来估计载波频偏。

本发明中所述特征积累的原理如下：

特征积累模块采用积累后的接收SNR的估计值

作为判决变量，当接收SNR较低时，通过增加积累次数来提高估计性能；当接收SNR较高时，在保证估计精度的前提下尽量减少积累次数。误差信号的积累如公式(3)所示，SNR的积累如公式(4)所示，判决变量的计算如公式(5)所示。

$C\left(j\right)=\mathrm{\Σ}\left|C_i\left(j\right)\right|C_i\left(j\right)----\left(3\right)$

$\widehat{\mathrm{\γ}}\left(j\right)=\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{\widehat{\mathrm{\γ}}}_i\left(j\right)----\left(4\right)$

$\widetilde{\mathrm{\γ}}=\widehat{\mathrm{\γ}}\left(K_m\right)+\widehat{\mathrm{\γ}}\left(K_s\right)----\left(5\right)$

其中，

的计算如公式(6)所示；K_m、K_s的计算如公式(8)～(9)所示。

${\widehat{\mathrm{\γ}}}_i\left(j\right)=\frac{\left|C_i\left(j\right)\right|}{{\stackrel{\‾}{P}}_i\left(j\right)-\left|C_i\left(j\right)\right|}-\mathrm{\Δ\γ}----\left(6\right)$

其中， P_i(J)表示接收到的平均功率，其计算如公式(7)所示；Δγ为一个小的偏移量，用来对估计的SNR进行校正，可通过仿真获得。

${\stackrel{\‾}{P}}_i\left(j\right)=\frac{1}{2}\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}[{\left|Y_i(\mathrm{mR}+j)\right|}^2+{\left|Y_{i+d}(\mathrm{mR}+j)\right|}^2]----\left(7\right)$

$K_m=\arg \left(\underset{j}{\max }\right|C\left(j\right)\left|\right),K_{\mathrm{sp}}={\left((K_m+1)\right)}_R,K_{\mathrm{sn}}={\left((K_m-1)\right)}_R----\left(8\right)$

$K_s=\left\{\begin{array}{cc}{K}_{\mathrm{sp}},& \mathrm{if}\left|\widehat{\mathrm{\γ}}\left(K_{\mathrm{sp}}\right)\right|\≥\left|\widehat{\mathrm{\γ}}\left(K_{\mathrm{sn}}\right)\right|\\ K_{\mathrm{sn}},& \mathrm{else}\end{array}\right.----\left(9\right)$

其中，((k))_R表示k对R取模值运算。当满足 $\widetilde{\mathrm{\γ}}\≥{\mathrm{\γ}}_{\mathrm{th}}$ 时(γ_th为判决门限值)，即从积累过程转入频偏估计过程。

本发明中所述频偏估计的原理如下：

由于Pilot的能量主要扩散到相邻的子载波上，这部分泄漏的能量同样包含我们所需要的频偏信息，本发明利用加权合并的方法将这部分泄漏的能量充分利用起来，合并的方法如公式(10)～(11)所示；公式(10)为相关值合并，合并后信号 C的相位即为精相位值，如公式(12)所示，可知该相位是频偏积累出的相差在主值区间(-π，π]上的主值，它具有较高的精度，但存在2π模糊问题；公式(11)为模值特征合并，合并后的值指示了Pilot分量在子载波轴上的位置，可利用该位置信息由公式(13)得到频偏的粗估计，进而根据该频偏粗估计得到由频偏积累出的相差的粗估计，并通过主值分解得到该相差粗估计值在主值区间上的主值和2π的倍数，如公式(14)所示，可以看出该相差的粗估计不存在2π模糊问题，但精度很低；由于在π边界存在相位跳变问题，本发明采用向残差靠近处理方法来解决该问题，如公式(15)所示，通过残差处理后即可得到频偏积累出的相差的精估计，进而得到频偏的估计值，如公式(16)所示。

$\stackrel{\‾}{C}=\frac{\left|C\left(K_m\right)\right|\·C\left(K_m\right)+\left|C\left(K_{\mathrm{sp}}\right)\right|\·C\left(K_{\mathrm{sp}}\right)+\left|C\left(K_{\mathrm{sn}}\right)\right|\·C\left(K_{\mathrm{sn}}\right)}{\left|C\left(K_m\right)\right|+\left|C\left(K_{\mathrm{sp}}\right)\right|+\left|C\left(K_{\mathrm{sn}}\right)\right|}----\left(10\right)$

${\stackrel{\‾}{K}}_0=\frac{\left|C\left(K_m\right)\right|\·K_m+\left|C\left(K_{\mathrm{sp}}\right)\right|\·(K_m+1)+\left|C\left(K_{\mathrm{sn}}\right)\right|\·(K_m-1)}{\left|C\left(K_m\right)\right|+\left|C\left(K_{\mathrm{sp}}\right)\right|+\left|C\left(K_{\mathrm{sn}}\right)\right|}----\left(11\right)$

${\widehat{\mathrm{\θ}}}_{\mathrm{fine}}={\tan }^{-1}\left\{\frac{\mathrm{Im}\left(\stackrel{\‾}{C}\right)}{\mathrm{Re}\left(\stackrel{\‾}{C}\right)}\right\},{\widehat{\mathrm{\θ}}}_{\mathrm{fine}}\∈(-\mathrm{\π},\mathrm{\π}]----\left(12\right)$

${\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_{\mathrm{coarse}}=\left\{\begin{array}{cc}{\left(({\stackrel{\‾}{K}}_0-K_0)\right)}_R,& \mathrm{if}{\left(({\stackrel{\‾}{K}}_0-K_0)\right)}_R\∈[0,\frac{R}{2}]\\ {\left(({\stackrel{\‾}{K}}_0-K_0)\right)}_R-R,& \mathrm{else}\end{array}\right.----\left(13\right)$

$\mathrm{\Δ}{\widehat{\mathrm{\θ}}}_{\mathrm{coarse}}=2\mathrm{\π}{\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_{\mathrm{coarse}}(1+r_G)=2\mathrm{m\π}+{\widehat{\mathrm{\θ}}}_{\mathrm{coarse}},{\widehat{\mathrm{\θ}}}_{\mathrm{coarse}}\∈(-\mathrm{\π},\mathrm{\π}]----\left(14\right)$

$\mathrm{\Δ}{\widehat{\mathrm{\θ}}}_{\mathrm{fine}}=\left\{\begin{array}{cc}2\mathrm{m\π}+{\widehat{\mathrm{\θ}}}_{\mathrm{fine}}+2\mathrm{\π}\·\mathrm{sign}\left({\widehat{\mathrm{\θ}}}_{\mathrm{coarse}}\right),& \mathrm{if}|{\widehat{\mathrm{\θ}}}_{\mathrm{coarse}}-{\widehat{\mathrm{\θ}}}_{\mathrm{fine}}|\≥\mathrm{\π}\\ 2\mathrm{m\π}+{\widehat{\mathrm{\θ}}}_{\mathrm{fine}},& \mathrm{else}\end{array}\right.----\left(15\right)$

$\widehat{\mathrm{\ϵ}}=\frac{\mathrm{\Δ}{\widehat{\mathrm{\θ}}}_{\mathrm{fine}}}{2\mathrm{\π}(1+r_G)}----\left(16\right)$

与现有技术相比较，本发明在频偏估计中根据由载波频偏造成的子载波功率泄漏的特征，充分利用了泄漏到相邻子载波上Pilot的能量，利用由特征提取获得的相邻Symbol的循环移位相关函数的相位信息和模值特征，使用残差处理等技术，同时完成频率粗同步和精同步；此外还增加了特征积累过程，这可以保证有足够的SNR进行可靠的同步，还可以在估计性能和同步时间之间做较好的折中。故本发明可以快速可靠的达到频率同步，且不需要为频率同步额外增加开销。

附图说明：

附图1为本发明的OFDM频率同步***实现框图。

附图2为本发明的一个实施例的SNR与积累时间关系的仿真曲线。

附图3为本发明的一个实施例的SNR与估计均方误差关系的仿真曲线。

具体实施方式：

以下结合附图说明本发明的实施例。

实施例1：

本实施例***使用的OFDM信元长度为2048，信道采用COST207六径模型，最大多径时延为10us，六径在0～10us内等间隔分布，各径的功率谱密度满足通常的Jake模型。

本实施例中，在发射端采用均匀梳状的Pilot***方案，即Pilot在时间方向上的间隔d＝1。Pilot长为256，间隔8的插在子载波上。

本实施例中，在接收端的OFDM频率同步***实现框图如图1所示。其中，单元102、103完成特征提取功能，根据输入信号提取误差信号；单元105、106、107、108完成特征积累功能，对误差信号进行特征积累；单元112、113、114、115、116、117完成频偏估计功能，根据积累后的误差信号进行频偏估计；102为信号存储单元，对收到的变换到频域的基带数字信号101进行缓存，当缓存的信号达到2个OFDM Symbol时，循环移位相关单元103开始按公式(2)计算出相邻两个Symbol间的循环移位相关函数，即误差信号104；105为初始化单元，在起始时刻对积累寄存器进行清零，103计算出的误差信号104被送到积累单元106按公式(3)进行误差信号的积累，此外积累单元106还按公式(6)、(7)计算出接收SNR，并按公式(4)进行SNR积累；107为判决变量生成单元，它根据积累后的信号按公式(5)、(8)、(9)计算出判决变量并送到判决单元108；判决单元108将收到的判决值与预定门限值进行比较，当不超过门限时，判决单元108产生积累触发信号109送到信号存储单元102，信号存储单元102根据该触发信号送出下一个OFDM Symbol，循环移位相关单元103根据该Symbol计算出新的误差信号104，积累单元106对新计算出的误差信号104进行积累，同时计算出本Symbol的接收SNR，并进行SNR积累；判决变量生成单元107根据积累后的信号更新判决变量的值，直到该判决值超过判决单元108的门限时才进入频偏估计过程，并送出积累后的误差信号110；相关值合并单元112根据判决单元108送出的积累后的误差信号110和判决变量生成单元107送出的最大值位置信号111按公式(10)进行相关值合并；模值特征合并单元113根据判决单元108送出的积累后的误差信号110和判决变量生成单元107送出的最大值位置信号111按公式(11)进行模值特征合并；精相位计算单元114根据相关值合并的结果按公式(12)计算出主值相位的精估计，该相位具有较高的精度但存在2π相位模糊问题；粗相位计算单元115根据模值特征合并单元的结果按公式(13)计算出频偏的粗估计，进而由公式(14)得到相应的粗相差，并将该粗相差进行主值分解，该粗相差的精度很低但不存在2π相位模糊问题；残差处理单元116根据精相位和主值分解后的粗相差按公式(15)得到频偏在一个OFDM Symbol时间内积累出的相差的精估计；最后，相频转换单元117按公式(16)将精相差转换成对应的频偏估计值。

附图2、3分别为在COST207六径信道模型下，载波频偏ε＝1.5时，SNR与积累时间之间、SNR与估计均方误差之间关系的仿真曲线。在仿真中，积累模块的门限值设为5dB，即10·log₁₀(γ_th)＝5，其中γ_th为单元111的预定门限值；公式(6)中偏移量为0.025，即Δγ＝0.025；附图2中的曲线a的最大多普勒频偏为700Hz，曲线b的最大多普勒频偏为200Hz，曲线c的最大多普勒频偏为50Hz；附图3中的曲线d的最大多普勒频偏为700Hz，曲线e的最大多普勒频偏为200Hz，曲线f的最大多普勒频偏为50Hz。

附图2中曲线特征为：

1.随着SNR的增加，曲线a、b、c的积累时间减少。

2.当SNR高于5dB后，曲线a、b、c的积累时间快速收敛于3个Symbol。

3.在相同SNR下，曲线a的积累时间略大于曲线b，曲线b的积累时间略大于曲线c。

附图3中曲线特征为：

1.曲线d、e、f的估计均方误差随SNR的变化起伏很小。

2.在相同SNR下曲线d高于曲线e，曲线e高于曲线f。

3.曲线d的均方误差范围为10^-4～10^-3。

当ε_fra≈0.5时，子载波功率泄漏最为严重，此时Pilot子载波位置自身能量的衰减最强，同时其它数据位的干扰也最大。由附图2、3的特点，随着SNR的增大积累时间会减小，一般只需要2～3个Symbol的积累即可达到预定的性能，在非常恶劣的情况下，也只需要4～6个Symbol的积累就可以达到预定性能；且通过积累后，估计性能随SNR的变化起伏很小；当多普勒频偏增大时，由于子载波间干扰增大，估计性能会降低，但同时注意到，在最大多普勒频偏为700Hz时，估计的均方误差为10^-4～10^-5，仍具有较好的性能。

本发明在对误差信号进行特征积累的基础上，通过最大值搜索得到相邻Symbol中Pilot的相关值；在频偏估计中，根据频偏造成的子载波功率泄漏的特征，利用加权合并的方法将泄漏到相邻子载波上Pilot的能量充分利用起来，并分别根据相关值合并后的相位信息和模值特征合并后的位置信息得到存在相位模糊但精度较高的主值相位精估计和没有相位模糊但精度很低的相差粗估计，通过残差处理克服在π边界的相位跳变问题，同时完成频率粗同步和精同步，得到频偏的估计值；本发明提出的频率同步算法可以快速可靠的达到频率同步，不需要为频率同步额外增加开销，并且可以在估计性能和同步时间之间做较好的折中。

Claims (2)

1、一种正交频分复用信号的频率同步装置，在发射端导频***单元将导频信号均匀等间隔的插在正交频分复用符号中；

其特征在于，

在接收端，接收到的频域信号先通过特征提取模块，再通过特征积累模块，最后通过频偏估计模块；

在所述的特征提取模块中，存储单元的输出端口连接到循环移位相关单元；

在所述的特征积累模块中，积累单元的一个输入端口连接到特征提取模块中的循环移位相关单元，另一个输入端口连接到初始化单元；判决变量生成单元的输入端口连接到积累单元，判决变量生成单元的一个输出端口连接到判决单元，另一个输出端口连接到频偏估计模块中的相关值合并单元和模值特征合并单元；判决单元的一个输出端口连接到特征提取模块中的信号存储单元，另一个输出端口连接到频偏估计模块中的相关值合并单元和模值特征合并单元；

在所述的频偏估计模块中，相关值合并单元的输出端口连接到精相位计算单元；模值特征合并单元的输出端口连接到粗相位计算单元；残差处理单元的一个输入端口连接到精相位计算单元，另一个输入端口连接到粗相位计算单元，残差处理单元的输出端口连接到相频转换单元。

2、一种正交频分复用信号的频率同步方法，在发射端采用均匀等间隔的导频***方案，即在时间和频率方向上都等间隔均匀分布；

其特征在于，接收端包括以下步骤，

A  对接收到的信号进行特征提取处理，即通过计算循环移位相关得到误差信号；

B  对得到的误差信号进行特征积累处理，即对误差信号进行加权合并积累，并将积累后的接收信噪比做为判决变量，当判决变量的值高于预设门限时，进入步骤C，否则返回步骤A；

C  对积累后的误差信号进行相关值合并，并根据合并后的信号计算出主值相位的精估计值；

D  对积累后的误差信号进行模值特征合并，并根据合并后的信号计算出相差的粗估计值，并将该相差分解到主值区间上；

E  根据精相位和主值分解后的粗相差得到在相邻2个包含导频的正交频分复用符号时间间隔内积累出的相差的精估计值，并转换成相应的频率值，得到频偏的估计值。

Images