CN1719739A - 通信***发射器中降低信号动态范围的装置 - Google Patents

Abstract

本发明制造了一种降低一信号的动态范围的装置(101)，所述信号在沿着一通信***的发射器中的一信号处理方向的一第一点，该装置(101)设于沿着该信号处理方向的一第二点，其在该第一点前。所述装置(101)包含一输入，其为一输入信号输入处；一校正预测装置(103)，其根据该输入信号产生一预测信号，其表示在第一点该信号的预测，且由该预测信号产生一校正信号；一延迟装置(102)，其产生由该输入信号的一延迟所延迟的一输入信号，该延迟会考虑到在该校正预测装置(103)的处理时间；一加法装置(104)，其中该延迟输入信号减去该校正信号，以便产生一已校正信号，其产生具有在该第一点降低动态范围的信号；以及一输出，其为该已校正信号输出处。

Description

通信***发射器中降低信号动态范围的装置

技术领域

本发明大体上是关于一种在通信***中的发射器，尤其是关于用以在通信***发射器中降低信号动态范围的装置。

背景技术

通信***通常分为无线通信***，例如移动无线***和无线网络，以及有线连接通信***。全球移动通信***(UMTS)是现行的一种移动无线***，一个UMTS移动无线***的基础架构在其它事物间会有移动站(使用者设备(UE))以及一无线接入网络(UMTS路基无线接入网络(UTRAN))。无线接入网络包含经由无线发射数据的设备，例如基站，其在UMTS移动无线***中称为节点B，基站分别供应移动站所能座落的一特定区域及一小区，以无线在介于一移动站和一基站间做无线通信的接口，称为一无线接口(Uu接口)。

在下文中，是参考说明书3GPP TS 25.213 V5.3.0(2003-03)的「展开与调制(FDD)」、3GPP TS 25.104 V.6.2.0(2003-06)的「基站(BS)无线发射及接收(FDD)」、以及3GPP TS 25.141 V.6.2.0(2003-06)的「第三代伙伴项目(3GPP)技术规格群组无线接入网络的基站(BS)符合测试」。

在一UMTS移动无线***中，欲由一基站在路线上发射至一移动站的数字数据，一开始需先进行信道编码，此提供具冗余的数字数据，并且避免其因经由一受干扰的移动无线信道而产生错误发射，或是在该数据的个别接收器可执行一错误校正。该数字数据接着藉由一循序/并行转换分成两个数据比特流，且藉由一数字调制方法映像至在一复数平面上的符号。该数字数据接着藉由一多路存取方法，在有效发射频宽内散布至实体信道，该实体信道彼此组合，且接着藉由一密码加密。为了经由一移动无线信道发射该数字数据，便使用正交载波信号。该移动无线信道也藉由一双工方法分成发射运作和接收运作。

在UMTS移动无线***中所使用的数字调制方法是四进制相移键控(QPSK)或是16-四进制振幅调制(16QAM)，其中欲被发射的一位序列的二(QPSK)或四(16QAM)连续位会组合，且映像至一符号空间的符号，该空间藉由在该复数平面上一实部同相分量(I)及一虚部正交分量(Q)展开，其具有四个(QPSK)或16(16QAM)个元素。

分别在UMTS标准或是3GPP标准中，该码分多址方法(CDMA)是用以作为多路存取方法，其中预备发射的双极数据位串流，乘上一用户特定双极码序列或是一扩展码并展开。该扩展码的元素称为码片(chips)，以便在语义上可与数据位串流的位区分，原则上，码片不过就是位而已。该数据位串流乘上该码片串联再一次成为一双极数据串流，一般来说，码片串流率会是数据位串流率的倍数，且其由扩展码的长度所决定，该扩展码藉由一展开因子(SF)所描述，该展开因子对应每位的码片量，随着固定发射器和接收器间无线发射链接上的码片率，在码片串流中表现的数据位率就仅与个别用户特定扩展码的展开因子有关。在UMTS移动无线***中，为了可执行不同的数据率，因此便使用具有可变展开因子的正交扩展码(OVSF＝正交可变展开因子)，OVSF扩展码订易于规格3GPP TS 25.213中，在此装置中，数据率可在32kbit/s至2Mbit/s的范围内变动。

宽带码分多址方法(WCDMA)是ETSI(欧洲通信标准学会)选择作为FDD UMTS无线接口的基础，其中发射的两个方向以相同的数据率运作，或是对称上行链路/下行链路运作是可行的。根据UMTS标准，数据于基站和移动站间以帧发射，每一帧具有15个时隙，每一时隙具有2560个码片。一帧会具有10ms的持续时间，且每一时隙因此具有666μs的持续时间，且每一码片因此具有约0.2604μs的持续时间Tc，码片率F_chip为每帧38400码片或是3.84Mchips/s。

为了由一基站或是一移动站的接收信号分离发射信号，或是将移动站至基站上行链路与基站至移动站的下行链路分离，在UMTS移动无线***中便可使用时分双工方法(TDD)或是码分双工方法(FDD)。在FDD方法中，该站台在分离的频带中发射及接收，在此装置中，一站台的发射带为另一站台的接收带，反之亦然。

所有用户使用多路存取方法以在其可用的数据中刻印一个指纹，其藉由允许该发射信号储存于该接收信号总和的用户特定扩展码。欲由一发射器平行发射的不同数据位串流，在调制方法的实部同相分量及虚部正交分量上乘上正交扩展码，接着便相加。复数总和信号接着以一特定复数加密码加密，其藉由该总和信号做码片方向(chipwise)及帧校准的复数乘法运算。在UMTS移动无线***的FDD模式中，该加密码为站台特定(station-specific)，亦即每一基站及每一移动站能使用不同的加密码。由于接收码片序列，该数据位串流的位可在接收器中藉由重复乘法程序复原，为了此目的，该码片串流再一次在正确的相位中以已经在发射器中使用相同的加密码做乘法或关联运算，其再一次形成该发射数据位串流。

在上行链路方面，举例来说，数据由移动站经由一无线链接发射至基站，不同移动站的数据根据CDMA多路存取方法编码，且在实体信道发射，其组合以形成一无线信号，经由共享频率信道或是无线信道至该基站，其与该移动站以无线接触。在FDD模式中，一实体信道由亦称为信道化码的扩展码，以及频率信道所定义。

通常，所谓的专用实体信道及共享实体信道间有所区别。专用实体信道专由一连结使用，且在呼叫设定期间及可能在呼叫期间重新配置。共享实体信道同时地或交替地由一些呼叫所利用。

在FDD模式中，实体信道，举例来说，可为专用实体信道(DPCH)、共享控制实体信道(CCPCH)、共享导引信道(CPICH)以及同步化信道(SCH)。SCH是下行链路信道且用在小区搜寻和移动站同步方面，其可区分成两个子信道，主要同步化信道(P-SCH)以及次要同步化信道(S-SCH)，P-SCH对所有的小区来说都相同，且因此不需要加密即可送出。

图12所示为一发射器的装置，或是定义在规格3GPP TS 25.213下行链路调制装置，亦即由一基站至一移动站。在此例子中，该发射器使用一特定的载波频率ω/2π，复数个不同位率的位串流中的一位串流，由一循序/并行转换器(S-＞P)转换成为两个平行的位串流，两位串流藉由一映像装置映像至复数平面的符号，其根据一数字调制方法，例如QPSK或是16QAM(四进制振幅调制)，配置给同相分量(I)及正交分量(Q)的符号串流由以个别扩展码C_ch，SF，m在乘法装置中展开。在此装置中，不同的扩展码会分派给每一实体信道，所得的正交分量(Q)及同相分量(I)的实部码片串流便由加上一单一复数码片串流转换，且此码片串流接着藉由一复数加密码S_dl，n加密或是编码。在加密后，每一实体信道由一加权因子Gi加权(点S)，其根据其功率等级。所得的码片串流于一加法装置及一额外加法装置中组合，以加权因子G-_p和G_s加权的同步化信道P-SCH和S-SCH便加至该复数码片串流，所得码片串流在一装置中分成一实部成分和一虚部成分(点T)，实部成分和虚部成分的频谱在两个形状滤波器(shape filter)中形状，例如RRC(均方根升余弦)滤波器，其展现20％的滚降(roll-off)，该滤波码片串流或是表现出最终由混合器升频(up-converted)的信号，使用正交载波信号传至特定载波频率，且导入一功率放大器(图上未示)，且至一发射天线(图上未示)。

理论上在发射天线所获得的信号为一参考信号，WCDMA下行链路信号的定义规定于规格3GPP TS 25.213中，为了帮助发射器的执行，根据规格3GPP TS 25.104及3GPP TS 25.141的UMTS标准，允许一实际信号可与参考信号有些许的不同，且定义一定要达到的品质需求。品质需求由参考信号定义，其必须在测试(测试模式1至5)期间使用，且在测试期间必须测量品质因子，其错误向量大小(EVM)、波峰码域错误(PCDE)以及邻接信道漏损功率比例(ACLR)。

在点T的码片串流或是信号，为不同实体频当的许多复数随机信号的总和。此总和的结果为高斯信号，其缺点便是具有一个宽广的动态范围，如果没有适当地选择扩展码，则在点T后的滤波运作将更进一步增加该信号的动态范围。

图13所示为WCDMA信号的互补累积分布函数(CCDF)，其在点T及图12发射器的输出，纵坐标表示一信号瞬间功率大于横坐标的值的机率，用以定义该信号的动态范围的机率值为10^-4。图13显示，WCDMA信号在点T的功率相对功率的均方根(RMS)出现了10dB的动态范围，除此之外，由发射器的输出的互补累积分布函数可看出，如果把在点T后在发射器中的处理考虑进去的话，则动态范围会变得更大。

在发射器中的装置被产生信号的宽广动态范围影响最钜的就是功率放大器，而其在所有的对象间是最复杂和最贵的组件。功率放大器必须在整个输入范围内都具有线性特征。随着WCDMA信号，功率放大器的运作点必须远离(10dB或更大)其饱和点，以便避开非线性影响及信号漏损至邻近信道，此结果会便是必须选择相对所需的rms功率过大的功率放大器；由于功率放大器的效率很低，因此较大的功率放大器就需要较大的冷却***；设定该功率放大气得运作点需求就会更高；且功率放大器的功率消耗就更大。总结来说，这是关于更大的开支以及关于移动无线***操作员的更高成本。

图14A首先展示传统发射器的实施。如同图12一般，一符号来源产生具有一符号率为1/T的复数符号，当该符号来源产生一WCDMA信号时，其信号率或是码片率为3.84MHz，该复数符号输入给一形状滤波器，其于该滤波器的输出产生该符号序列内插版本，其具有由K所增加的符号率以及一所需的频谱。该符号序列接着在一混合器中与一中间频率混合，且使用一数字/模拟转换器(DAC)转换成一连续模拟时间域信号。在一处理装置中做进一步模拟处理后，其显示带通滤波的数个阶段且混合适当的载波频率，该信号导入一功率放大器，最终导入一发射器天线。

图14B所示为图14A的发射器，其在符号来源和形状滤波器间具有预补偿装置，如同在WO 99/53625 A1中所描述的一样。该预补偿装置用以降低预备发射信号的动态范围。图15亦显示该预补偿装置的图式，一输入信号的序列x(nT)符号的振幅与在预补偿装置中的阈值比较，当超过此阈值时，便会计算一阻尼因子a(nT)，在一乘法装置中由该符号乘上阻尼因子x(nT)*a(nT)，便会获得一校正信号或该预补偿装置的输出信号的序列x_c(nT)，该阻尼因子由如下决定：如果|x(nT)|＞阈值

a(nT)＝1-(1-阈值/|x(n)|)

否则

a(nT)＝1                                        (1)

图14B中的发射器会具有显著的优势是由于在该形状滤波器前便执行校正，因此预期不会有来自所需信号带的漏损。然而该发射器具有一个明显的缺点，其将以范例说明，假设该符号来源产生下列三序列符号其一：

1)  +1  0   0   0   +1  0  0  0  +1  0  0  0  +1  0

2)  +1  +1  +1  +1  0   0  0  0  0   0  0  0  0   0

3)  -1  +1  +1  -1  0   0  0  0  0   0  0  0  0   0    (2)

这三个序列具有相同的能量和相同的动态范围，该序列接着送至该形状滤波器，例如RRC滤波器，在该形状滤波器的输出，该三个序列产生具有非常不同的动态范围信号，该三个序列尤其在该形状滤波器的输出产生一序列，其波峰会大于由该第一序列在该形状滤波器的输出产生的序列波峰，由于该信号的形状，在通过该发射器内的一些内插阶段后，图15的预补偿装置便无法认知，在预补偿装置中所设定的阈值必须设定非常低，以便达到该功率放大器中所需的动态范围。此会以相同的方法影响所有的序列，而且该***便无法分辨有校正需要的序列以及无校正需要的序列，最终便是无谓的干扰或失真便会导入一信号或是一序列中。

因此，图14B发射器及图15预补偿装置的显著缺陷，便是当一信号的一序列需要或不需要校正时，该预补偿装置无法分辨，且因此无法有效降低在该发射器中信号的动态范围而不造成该信号失真。

另一个已知可降低一信号的动态范围便是使用FIR滤波器，用以由一振幅校正信号的序列产生一校正信号，该校正信号被加至该信号。

在T.May，H.Rohling，“Reducing the Peak-to-Average PowerRatio in OFDM Radio Transmission System”.Proc.IEEE VTC’98，Phonix，May 1998，pp.2472-2478，以及N.Hentati，M.Schrader，“Additive Algorithm for Reduction of Crest Factor”.5^th InternationalOFDM Workshop 2000，Hamburg，pp.27-1-27-5中，描述了用以降低正交频分多任务(OFDM)信号的动态范围的装置和方法。

T.May et al.和N.Hentati et al.都藉由增加一校正信号至该信号，以达到降低一信号的峰值因子。

x_c(n)＝x(n)+c(n)                                    (3)

x(n)为取样序列或是需被校正的信号序列，c(n)是校正信号的序列，而x_c(n)是已校正信号的序列。该校正信号的序列由如下获得：

$c\left(n\right)=\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{n-k}\·\mathrm{\Δc}\left(k\right)---\left(4\right)$

h(.)是用以校正的脉冲，而Δc(k)是一振幅校正信号的序列Δc(k)，其用以降低该峰值因子至一目标值，在T.May et al.和N.Hentati et al.中，振幅校正信号的序列Δc(k)使用下列表示式获得：

Δc(k)＝x(k)-x(k)/|x(k)|·阈值                        (5)

该脉冲h(.)为高斯或是一si类函数(si＝sinx/x)脉冲，一复数带通滤波器的脉冲响应可用以作为分派给非零频率的信号，一种产生脉冲h(.)的可能性便是使用具有一有限脉冲响应(FIR)的滤波器，在脉冲或是FIR滤波器的脉冲响应具有长度为2N+1系数的情况下，方程式(4)会变成：

$c\left(n\right)=\underset{k=-N}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{n-k}\·\mathrm{\Δc}\left(k\right)---\left(6\right)$

图16所示为用以降低一OFDM信号的动态范围的装置，该装置展示一振幅校正信号产生装置、一FIR滤波器，其具有一延迟组件(z^-1)及系数h_i、一延迟装置以及一加法装置，该FIR滤波器的系数h_i为脉冲h(n)的2N+1个取样。在T.May et al.中，假设主系数h₀等于1，该振幅校正信号产生装置接着根据方程式(5)产生一振幅校正信号的序列Δc(k)，如果该振幅校正信号的序列Δc(k)不为零，则在N+1个步骤后，该FIR滤波器的输出信号就等于所需校正信号的序列c(n)，如果该欲被校正信号的序列x(k)的延迟装置的延迟等于N+1，则该FIR滤波器校正信号的序列c(n)对准欲被校正延迟信号的序列x(n)。如果在该加法装置中，该延迟信号的序列x_c(n)减掉该校正信号的序列c(n)，则会产生具有所需动态范围的该已校正信号的序列x_c(n)。

图17所示为由该FIR滤波器产生校正信号的序列c(n)，以及相关振幅校正信号的序列Δc(k)，其为较窄的点曲线，其中该目标动态范围或阈值较大。该振幅校正信号的滤波序列或是校正信号的序列c(n)，恰好符合在校正时间输入至FIR滤波器的该振幅校正信号的序列Δc(k)。欲被校正的信号序列x(n)超过所需阈值的机率很低，而且仅偶而需要校正。

图18所示为该校正信号的序列c(n)，其中目标动态范围或是该阈值为中间大小，该校正已经以与该校正信号的序列c(n)的脉冲重叠频率进行。然而，该校正信号的序列c(n)以及在FIR滤波器输入的振幅校正信号序列Δc(k)间，在该校正时间便很符合。该FIR滤波器的校正信号会稍稍大于中间校正值。

图19所示为由该FIR滤波器产生的校正信号序列c(n)，其中该动态范围的阈值设定的非常低，且因此该校正信号序列的脉冲重叠部分非常多，该校正信号的序列c(n)以及在FIR滤波器输入的振幅校正信号序列Δc(k)间，在该校正时间符合度便很差。

因此，图16中用以降低一OFDM信号动态范围的装置的缺点，便是在于动态范围具有非常低的阈值，欲被校正信号的过校正发生，且过校正会将无谓的噪声导入欲被校正的信号，过校正的问题是基于该校正信号旧脉冲的尾端与新脉冲重叠。

该装置另一个缺点便是在于可能会在校正时间的外部产生不需要的大波峰。

在某些国家，移动无线***的操作员在移动无线***小区内可使用超过一个载波频率，这些载波频率位于邻接频率信道，举例来说，间隔约为5MHz。因此在此类移动无线***中，必须为所有载波频率降低被发射信号的动态范围。

图20所示为一种传统的发射器，用以产生一些具有不同载波频率的载波信号(N)。为了实行此一发射器，基础发射器结构会为了N各载波重复，每一基础载波结构具有位串流b_i数字调制的映像装置，举例来说，QAM调制；以加权因子G_i加权该位串流的加权装置；一扩展码产生器，以扩展码C_CH，SF，m展开该加权位串流，且以码片率F-_chip产生码片串流(实体信道)；一第一加法装置，用以组合该实体信道以形成一信号；一加密码产生器用以加密该信号(点S)；一第二加法装置，用以将同步化信道加至该信号(点T)；一形状滤波器；一处理装置以及不同实体信道的功率放大器。该N基础发射器结构的N个载波信号在一第三加法装置中相加，且产生的多载波信号传入一天线。

图21所示为另一个传统的发射器，用以产生一些具有不同载波频率的载波信号，该发射器类似于图20的发射器，但可以较低的成本实施。在图21的发射器中，一基础发射器结构的每一载波信号，会藉由形状滤波器后的混合器混合一中间频率f，置于该载波信号间间隔的频率已经对应所需频率间隔。个别基础发射器结构的载波信号接着藉由该第三加法器在其外加总，以便产生一多载波信号。该多载波信号接着在一处理装置中升频至一中间无线频率，并且送出至一单一多载波功率放大器，然后再送至天线。因为该功率放大器是发射器中最复杂的组件，因此图21的发射器在降低方面的复杂度与图20的发射器相比立即变得清楚。在图20的发射器中，每一基础发射器结构皆需一功率放大器，反之，图21的发射器仅需一多载波功率放大器而已。

然而，图21发射器的缺点便是该多载波信号的动态范围大于个别载波信号的动态范围，如图13所示。这使得多载波功率放大器难以达到需求标准，且还必须降低宽广的动态范围。

在多载波WCDMA基站设计考量-放大器线性化及峰值因子控制-技术***-PMC Sierra Inc.-2002年八月一日，Andrew Right和Oliver Nesper描述用以降低多载波态范围的装置。

图22所示为用以降低多载波信号的动态范围的装置，其可用于图21的发射器，其由T点向前。具有一码片率F_chip的每该N信号首先藉由一形状滤波器内插至一较高速率，举例来说，藉由一RRC滤波器或是一等价装置。在此速率时，便可藉由一相关混合器将个别信号与中间频率f₁，f₂，...，f_N混合，在该混合器输出的该N个产生载波信号x₁，x₂，...，x_N具有所需载波间的间隔。在此点，该载波信号由一第一加法装置加总，以便产生一参考多载波信号v，如果该参考多载波信号v的振幅/功率超过一固定或可变的阈值，一多载波振幅校正信号Δv便会由一多载波振幅校正信号产生装置计算，以便将该参考多载波信号v降到阈值下，该参考多载波信号v、该多载波振幅校正信号Δv、以及该载波信号x₁，x₂，...，x_N接着输入一校正脉冲产生器，其由这些N个复数单载波校正信号c₁，c₂，...，c_N产生，该单载波校正信号c₁，c₂，...，c_N-每一为以单载波振幅校正信号Δc₁，Δc₂，...，Δc_N调制的脉冲h₁(.)，h₂(.)，...，h_N(.)，每一单载波校正信号c₁，c₂，...，c_N分派给一载波信号x₁，x₂，...，x_N，该单载波校正信号c₁，c₂，...，c_N最终于第二加法装置中加至每一载波信号x₁，x₂，...，x_N的一延迟版本，以便产生已校正的载波信号，该延迟载波信号由延迟装置产生，且个别延迟等于该第一加法装置、该多载波振幅校正信号产生装置、以及该校正脉冲产生器和该脉冲延迟群组的处理时间。该N个已校正载波信号接着在一第三加法装置加在一起，以形成一多载波信号并送出至另一升频阶段，且最终送至多载波功率放大器，如图21所示。该脉冲h_i(.)具有降低在该载波带内一错误频谱功率密度的功能，其以符合邻接信道漏损率(ΔCLR)的需求达成。以单载波振幅校正信号Δc₁，Δc₂，...，Δc_N调制的该N个脉冲h_i，当加总在一起时，会形成一多载波校正信号，如果该多载波校正信号加上一适当的延迟多载波信号，则其在取样位置t₀的振幅，亦即侦测到原始波峰处便会降低，这些脉冲可为低通脉冲，其接着升频至相关载波频率，亦可为复数带通脉冲，其为载波带设计。

图23所示为表现图22装置效应的图表，考虑N＝4的载波信号，该四个载波信号由向量x₁，x₂，x₃，x₄在复数平面上表示，当该载波信号被加上时，其产生参考多载波信号v或是参考多载波信号v的向量，参考多载波信号v的向量于由阈值所定义的目标范围外，该目标范围由在一圆圈内的复数点所表示，图22的装置产生一多载波振幅校正信号Δv，其降低该参考多载波信号v的振幅(功率)在该目标范围内。

该多载波振幅校正信号由Δv＝-α·v所获得，且其分布在四个载波信号x_i间。图23所示关于N个单一载波振幅校正信号的选择，其可由Andrew Right et al.得知：

Δc₁＝-α·x₁，Δc₁＝-α·x₁，..，Δc₁＝-α·x₁       (7)

图23所示为四个单载波振幅校正信号Δc_i对应多载波振幅校正信号Δv的向量加法，在时间(t₀)时，该振幅降低是必要的，该单载波振幅校正信号Δc_i降低该振幅至目标范围，在不同的时间点方面，多载波振幅校正信号Δv为如下脉冲的总和：

(Δc₁·h₁(t-t₀)，Δc₂·h₂(t-t₀)，...，Δc_N·h_N(t-t₀))      (8)

其中t₀是需要振幅校正的时间。

根据方程式(7)选择单载波振幅校正信号的缺点，便在于他们会造成多载波信号巨大的失真，此失真的功率与使用的脉冲能量以及使用的单载波振幅校正信号的振幅成比例，其中脉冲有可能具有相同的能量。

图24所示为表示图22装置效应的图表，其中每一向量，亦即本例中载波信号的向量x₃，并非该参考多载波信号v的巨大振幅的原因，在根据方程式(7)所计算单载波振幅校正信号中，该单载波振幅校正信号Δc₃＝-α·x₃实际上代表太多的校正，其会将无谓的噪声导入该载波信号x₃中。

在上述的例子中，信号本身乃是一些信号的加总，每该信号具有不同的频率带且能以不同的调制方法产生，这些能为个别载波信号或是一些以不同调制方式调制的载波信号，例如以四进制振幅调制(QAM)方式或是以四进制相位位移键控(QPSK)，并且以多路存取方法(CDMA，WCDMA等等)编码或是以多载波技术(OFDM＝正交频分多任务)编码。这些信号具有变动非常大的动态范围，且在某些情况下动态范围很宽，其会导致在发射器中巨大的电路复杂度，且尤其是功率放大器。

本发明的目的在于产生一种装置，其有效降低一信号的动态范围，而不会有无谓的信号失真。

所述目的可藉由权利要求1、9或13的装置来达成。

发明内容

本发明制造一种在第一点降低一信号的动态范围的装置，其沿着在一通信***的发射器中的一信号处理方向，该装置置于沿着该信号处理方向的第二点，其在第一点前，其包含一输入信号传入的一输入；一校正预测装置，其根据该输入信号产生一预测信号，其表示在第一点的信号预测，且由该预测信号产生一校正信号；一延迟装置，其藉由该输入信号的一延迟产生一延迟输入信号，该延迟会在该校正预测装置中考虑该处理时间；一加法装置；其中该延迟输入信号减去该校正信号，以便产生一已校正信号，其产生具有在第一点降低动态范围的信号；以及该已校正信号输出处的一输出。

在从属权利要求1至8中，可发现权利要求1所描述的装置所具优点的实施样态及改善处。

根据一较佳实施方式，在发射器中的信号具有符号序列，且校正预测装置具有一些预测装置，每一预测装置分派给该信号的每一符号在第一点中的特定相位，且每一预测装置产生个别相位的一预测信号。

根据另一较佳实施方式，该校正预测装置亦具有校正信号产生装置，其分别与具有一个别阈值的个别预测信号值比较，且根据该比较的结果产生单一相位校正信号，其中低于该个别阈值的信号可由该个别预测信号所产生。

根据另一较佳实施方式，该校正预测装置亦具有一校正组合装置，其组合该单一相位校正信号，以便产生该校正信号。

根据另一较佳实施方式，该预测装置为有限脉冲响应滤波器。

根据另一较佳实施方式，该预测装置所分派的相位彼此等距间隔。

根据另一较佳实施方式，该校正预测装置具有一内插滤波器，其产生该预测信号。

根据另一较佳实施方式，该校正预测装置亦具有一校正信号产生装置，其比较该具有阈值的预测信号值，且根据该比较结果产生一多相校正信号。

本发明易制造一种在一特定点降低一信号的动态范围的装置，其沿着在一移动通信***的发射器中的一信号处理方向，其包含一输入信号所传入的一输入；一振幅校正信号产生装置，其由该输入信号产生一振幅校正信号；一转送滤波器，其由一修正振幅校正信号产生一校正信号；一反馈滤波器，其由该修正振幅校正信号产生后者的输出信号，其表示该校正信号的一前脉冲值；一处理装置，其由该振幅校正信号及该反馈滤波器的输出信号，产生该修正振幅校正信号，依此则校正信号的脉冲间不会有重叠；一延迟装置，其藉由该输入信号的延迟产生一延迟输入信号，该延迟会在该振幅校正信号产生装置、该处理装置以及该转送滤波器中考虑该处理时间；一加法装置，其中该延迟输入信号减去该校正信号，以便产生具有降低动态范围的一校正信号，且该校正信号于一输出处输出。

在从属权利要求10至12中，可发现权利要求9所描述的装置所具优点的实施样态及改善处。

根据一较佳实施方式，如果由该反馈滤波器的输出信号所表示的校正信号前脉冲值，大于该振幅校正信号值的话，则该处理装置设定该修正振幅校正信号值为零，否则便设定该修正振幅校正信号设定为振幅校正信号值与校正信号前脉冲值的差距。

根据另一较佳实施方式，该振幅校正信号产生装置比较该输入信号值与阈值，且根据该比较结果产生该振幅校正信号，其中低于该个别阈值的信号可由该个别预测信号所产生。

根据另一较佳实施方式，该转送滤波器以及该反馈滤波器，为有限脉冲响应滤波器或是一无限脉冲响应滤波器。

本发明亦制造一种用以在一特定点降低一些具有不同载波频率的载波信号动态范围的装置，其沿着在一移动通信***的发射器中的一信号处理方向，其包含载波信号输入处的一输入；一加法装置，该载波装置于其中加总，以便产生一参考多载波信号；一多载波振幅校正信号产生装置，其比较该参考多载波信号以及一阈值，且根据该比较结果产生一多载波振幅校正信号，其中低于该个别阈值的信号可由该参考多载波信号所产生；一校正脉冲产生器，其根据该多载波振幅校正信号产生个别单载波振幅校正信号，其由多载波振幅校正信号乘上一相关系数，且用以校正该载波信号的该单载波振幅校正信号由该单载波振幅校正信号乘上相关脉冲；延迟装置，其由该载波信号的一相关延迟产生延迟载波信号，该延迟会在该加法装置、该多载波振幅校正信号产生装置以及该校正脉冲产生器中考虑该处理时间；加法装置，其将单载波校正信号加上相关的延迟载波信号，已产生具有降低动态范围的载波信号，并于已校正载波信号所输出处输出。

在从属权利要求14至26中，可发现权利要求13所描述的装置所具优点的实施样态及改善处。

根据一较佳实施方式，该系数为α_i＝1/N，N为载波信号量。

根据另一较佳实施方式，该校正脉冲产生器亦根据该载波信号产生该单载波校正信号，且该系数为α_i＝P_i/(P₁+P₂+...+P_N)，其中i＝1，...，N，N为载波信号量，而P_i为关于该载波信号i的功率。

根据另一较佳实施方式，该校正脉冲产生器亦藉由该载波信号产生该单载波校正信号，且该系数为 ${\mathrm{\α}}_i=\sqrt{P_i}/(\sqrt{P_1}+\sqrt{P_2}+...+\sqrt{P_N}),$ 其中i＝1，...，N，N为载波信号量，而P_i为关于该载波信号i的功率。

根据另一较佳实施方式，该校正脉冲产生器亦根据该载波信号产生该单载波校正信号，且该系数为α_i＝|x_i|/(|x₁|+|x₂|+...+|x_N|)，其中i＝1，...，N，N为载波信号量，而x_i为关于该载波信号i的功率。

根据另一较佳实施方式，该校正脉冲产生器亦根据该载波信号以及该参考多载波信号，以产生该单载波校正信号，且该校正脉冲产生器针对个别载波信号的向量，分别计算投影至该参考多载波信号的向量，且当该投影具有一方向与该参考多载波信号相反时，便不校正该个别载波信号，且当该投影具有一方向与该多载波信号(v)向量相同时，则以α_i＝n_i/(n₁+n₂+...+n_N)计算该系数，其中i＝1，...，N，N为载波信号量，而n_i为载波信号x_i的向量投影至该参考多载波信号的向量。

根据另一较佳实施方式，该校正脉冲产生器在计算该系数时，考虑一特定量的最显著投影。

根据另一较佳实施方式，该校正脉冲产生器亦具有一校正分布装置，其计算该系数且产生该单载波振幅校正信号，其由该多载波振幅校正信号乘上该系数，以及脉冲产生器，每该脉冲产生器分派给一载波信号，且产生一个别单载波校正信号，其由一个别单载波振幅校正信号乘上一相关脉冲。

根据另一较佳实施方式，该校正脉冲产生器亦具有第一混合器，其降频一相关的单载波振幅校正信号至一基频，且将其转送至一个别脉冲产生器，以及一第二混合器，其升频一相关单载波振幅校正信号至该个别载波频率。

根据另一较佳实施方式，该脉冲为复数带通脉冲，且具有一频谱特征，其类似相关载波信号的频谱特征。

根据另一较佳实施方式，该脉冲为等量低通脉冲，且具有一频谱特征，其系类似相关载波信号的频谱特征。

根据另一较佳实施方式，在发射器中的第一点或是特定点，为一数字/比转换器或是一放大器的一形状滤波器或是一混合器的输出。

根据另一较佳实施方式，该通信***为一移动无线***或是一无线局域网络(WLAN)。

根据另一较佳实施方式，该移动无线***为一UMTS移动无线***。

本发明的优点在于预测一信号，其动态范围会降低，可使用一等价模块描述发射器的所有阶段，且藉此表示信号失真可降低而不限制该动态范围的降低表现。

本发明的另一优点在于不会修改一校正信号的频谱特征，因为仅修改一转送滤波器的输入信号。

本发明的另一优点在于具有一所需校正的校正值可在校正时间达到一较佳符合度。

本发明的另一优点在于降低该失真功率。

本发明的另一优点在于由一信号校正产生的第二波峰是降低，且因此可达成较佳的动态范围降低。

本发明的另一优点在于一多载波信号的个别载波信号具有较少失真。

附图说明

在下文中，本发明的较佳实施方式将参照附图做更详细的解释，其中：

图1所示为根据本发明的一说明用实施方式；

图2所示为图1装置的输入信号；

图3所示为图1装置的校正预测装置；

图4所示为图3预测装置的预测函数；

图5所示为本发明应用中，一输出信号的互补累积分布函数；

图6所示为根据本发明的另一说明用实施方式；

图7所示为根据本发明的另一说明用实施方式；

图8所示为图7装置的一详细表示；

图9所示为根据本发明的校正脉冲产生器的一说明用实施方式；

图10所示为根据本发明的校正脉冲产生器的另一说明用实施方式；

图11所示为图9装置的效应的图表表示；

图12所示为一公知发射器；

图13所示为图12公知发射器的CDMA信号的互补累积分布函数；

图14A和图14B所示为另一公知发射器；

图15所示为图14B公知发射器的一预补偿装置；

图16所示为用以降低一OFDM信号的动态范围的公知装置；

图17所示为图16装置的一校正信号；

图18所示为图16装置的一校正信号；

图19所示为图16装置的一校正信号；

图20所示为一些载波信号的一公知发射器；

图21所示为一些载波信号的一公知发射器；

图22所示为用以降低一多载波信号的动态范围的公知装置；

图23所示为图22装置的效应的图表表示；以及

图24所示为图22装置的效应的图表表示。

具体实施方式

图1所示为根据本发明的说明用实施例，其一种用以降低一信号动态范围的装置。该装置用以降低一信号的动态范围，其在一通信***传输器中一信号处理方向的第一点，该装置配置在沿着在发射器中该信号处理方向的第二点上，其位于该第一点前。

该通信***较佳地为一移动无线***，且可为任何无线通信***，例如一无线局域网络(WLAN)，或是一有线连接通信***。该发射器较佳地为一UMTS移动无线***的一基站的发射器。在该发射器中的信号较佳地由一符号来源产生，其较佳地藉由QPSK方法映像位串流至符号序列，且藉由WCDMA多路存取方法将其分配至实体信道。该装置较佳地用于根据图14A的发射器中。举例来说，第一点为图14A的功率放大器或是数字/模拟转换器或是混合器或是形状滤波器的输出。举例来说，第二点为图14A中符号来源的输出。

该装置101具有一延迟装置102、一校正预测装置103以及一加法装置104。一输入信号的一序列x(nT)或是符号序列输入至该装置101的输入，其在该装置101所配置的发射器中的第二点，在此装置下，T为符号间隔。在延迟装置102中，一延迟输入信号的序列x(nT-D)由该输入信号的序列x(nT)产生，该延迟D考虑到该校正预测装置103的处理时间。一校正信号的序列c(nT)由该校正预测装置103从该输入信号的序列x(nT)在发射器中的第一点产生，该校正预测装置103预测由该装置101输入信号的序列x(nT)所影响的信号序列，该输入信号位于该发射器内的第二点，并且一校正信号的序列c(nT)，其以在第一点的信号具有所需降低动态范围的方法。该预测仅执行输入信号确实需要的校正，且在第一点的信号与图14B预补偿装置和发射器相比，并没有无谓的失真。在该加法装置104中，该延迟输入信号的序列x(nT-D)减掉该校正信号的序列c(nT)，以便产生一校正信号的序列x_c(nT)作为该装置101的输出信号，此校正过信号会在第一点产生具有一降低动态范围的信号。

图2所示为该输入信号的序列x(nT)，其在图1的装置中处理。该输入信号序列x(nT)的符号间隔T以时间细分成N个样本或点。在这些时间上做参考点作为相0、相1、...、相N-1，间隔[nT，(n+1)T]的N个相较佳地以不同距离间隔。在图1的校正预测装置103中，N个预测装置在该符号间隔内的N个时间(相)预测一信号序列值，其将在下文中做更详细的解释。

图3所示为图1装置的校正预测装置，该校正预测装置103具有每一相的一预测装置105、一校正信号产生装置106以及一相位校正装置107。该校正预测装置103亦具有一校正组合装置108。该预测装置105为每一相关相p产生一预测信号序列x_p’(nT)，该预测信号的个别序列x_p’(nT)一个接一个与一阀值在一校正信号产生装置106中比较，当该预测信号的序列x_p’(nT)的符号序列超过该阈值时，该个别该个别校正信号产生装置106会计算一单相校正信号的序列c_p(nT)，对一相p而言，该单相校正信号的序列c_p(nT)较佳地根据下列规则计算：

如果|x_p’(nT)|＞阈值

c_p(nT)＝x_p’(nT)*(1-阀值/|x_p’(nT)|)

否则

c_p(nT)＝0                                    (9)

一单相校正信号的序列c_p(nT)是基于在该传输器中第一点的预测信号序列x_p’(nT)所计算，其确实降低动态范围，而非基于在第二点输入信号的序列x(n)。该第一点是不同于图14的形状滤波器输入的点，举例来说，可为该图14中形状滤波器的输出、混合器的输出、该数字/模拟转换器的输出或是该放大器的输出。该相位校正装置107用以在基频产生转换单相校正信号的序列e_p(nT)，其等价于一单相校正信号的个别序列c_p(nT)。对每一相0，1，...，N-1而言，在一相位校正装置107中使用不同的转换。

该相位校正装置107将转换单相校正信号序列e_p(nT)提供给该校正组合装置108，非常可能会有超过一个该转换单相校正信号序列e_p(nT)在同一时间不为零。举例来说，在图2中，相1和相3的单相校正信号序列c₁(nT)和c₃(nT)在符号x(nT)期间同时不等于零，该校正组合装置108组合该转换单相校正信号的序列，以便产生该校正信号的序列c(nT)。

在图1和图3的装置中，信号动态范围的降低较佳地为对应于图14A形状滤波器输出的第一点执行。关于这方面，图4所示为图14B的形状滤波器典型的脉冲响应，输入信号的序列x(nT)的符号间隔T根据图2分成四个相，对每一相而言，可取相等脉冲响应作为样本，亦即在图14的连续图形、虚线、点虚线、点线的样本，其分别为相0、相1、相2及相3。在图3的校正预测装置103中，该N预测装置105较佳地为有限脉冲响应滤波器(FIR滤波器)，每一具有对应等价脉冲响应，该N等价脉冲响应为h₀(kT)，h₁(kT)，...，h_N-1(kT)，因此相p的预测信号序列x_p’(nT)为：

$X_{p^{,}}\left(\mathrm{nT}\right)=\underset{k}{\mathrm{\Σ}}x\left(\mathrm{kT}\right)\·h_p(\mathrm{kT}-\mathrm{nT})---\left(10\right)$

该相位校正装置107，其用于图3的相位1至N-1，由该单相校正信号获得转换单相校正信号的序列e_p(nT)，该转换单相校正信号序列e_p(nT)相当于导入一基频信号的实际失真，这些转换单相校正信号的最小化因此相当于导入失真的最小化。该相位校正装置107较佳地具有一含脉冲响应的FIR滤波器，其等于时间转换脉冲响应h_p(kT)，其用于个别预测装置105且由个别预测装置的该脉冲响应h_p(nT)的能量正规化，因此相p的相位校正装置107的FIR滤波器的脉冲响应为：

$e_p\left(\mathrm{nT}\right)=\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{c}_p\left(\mathrm{kT}\right)\·\frac{h_p(-(\mathrm{kT}-\mathrm{nT}))}{\underset{m}{\mathrm{\Σ}}{\left(h_p\left(\mathrm{mT}\right)\right)}^2}---\left(11\right)$

该转换单相校正信号的符号序列e_p(nT)具有最小量的能量。

该N预测装置105根据方程式(10)为每一相p产生该预测信号序列x_p’(nT)，预测信号的每一序列x_p’(nT)接着根据法则9在一个别校正信号产生装置106中检查，其为个别相p计算一单相校正信号的序列c_p(nT)。根据方程式(11)，每一单相校正信号的序列c_p(nT)由个别相位校正装置107分配一些值或是该转换单相校正信号序列e_p(nT)的符号。该校正组合装置108组合该转换单相校正信号的N个序列e_p(nT)，以便形成一校正信号的一单一序列c(nT)。可能会有超过一个相同时需要校正，在图1中，校正信号的序列c(nT)在加法装置104中减去，以形成由该延迟装置102所延迟的输入信号序列x(nT)，以便在发射器中的第一点降低该信号的动态范围。由于个别预测装置105及相位校正装置107的两个FIR滤波器，该延迟装置102较佳地考虑到处理时间D。

该校正组合装置108较佳地根据下列非线性法则组合该转换校正信号序列e_p(nT)：

c[i].re＝e₁[i].re

c[i].im＝e₁[i].im

if(ABS(c[i].re＜ABS(e₂[i].re))c[i].re＝e₂[i].re

....

if(ABS(c[i].re＜ABS(e_N[i].re))c[i].re＝e_N[i].re

if(ABS(c[i].im＜ABS(e₂[i].im))c[i].im＝e₂[i].im

....

if(ABS(c[i].im＜ABS(e_N[i].im))c[i].im＝e_N[i].im        (12)

实质上在法则12中，具最大振幅的实部成分从该转换单相校正信号序列e_x[i]的实部成分(.re)中选出，而具最大振幅的虚部成分从该转换单相校正信号序列e_x[i]的虚部成分(.im)中选出。因此以虚拟码表示的法则12已经将复数值信号的使用考虑进去。

此外，校正组合装置108可由该转换单相校正信号序列e_p(nT)的一简单加法，来计算该校正信号序列c(nT)。

图5所示为图14中形状滤波器的输出信号序列的互补累积分布函数，其在以图3N＝1，2，4的预测装置105降低动态范围后，以及未降低动态范围(N＝0)下获得，所使用的预测函数分别为，其以一个预测装置105对图4的相0作脉冲响应，以两个预测装置105对相0和相2作脉冲响应，以及以四个预测装置105对相0至相3作脉冲响应。由于相0的脉冲响应非常近似dirac脉冲，因此可假设一个(N＝1)预测装置时的结果对图15的公知解决方法亦是有效的。

图5的分布函数显示出，为了获得雨图14B和图15的预补偿装置相同程度的动态范围降低，图3中的校正预测装置103及2或4个预测装置105所使用阈值可以较大(1dB或更多)，且由该校正预测装置103所产生的失真可因此较小，且相对的在降低动态范围上有较佳的特征。

当使用FIR滤波器时，图3该校正预测装置103的该预测装置105可为多相滤波器，且如果在一符号间隔T内相位间隔相等时，由一具有N因子的单一内插滤波器执行。由于时间转换脉冲响应，图3的该相位校正装置107亦类似一匹配滤波器，其关于一对应的预测装置105。在这些考虑下，可获得一种降低一信号动态范围的另一说明用

实施方式。

图6所示为一种用以降低一信号动态范围的说明用实施方式，该装置用以降低一信号的动态范围，其在一通信***的发射器中一信号处理方向的第一点。，该装置配置在沿着在发射器中该信号处理方向的第二点上，其位于该第一点前。

该通信***较佳地为一移动无线***，且可为任何无线通信***，例如一无线局域网络(WLAN)，或是一有线连接通信***。该发射器较佳地为一UMTS移动无线***的一基站的发射器。在该发射器中的信号较佳地由一符号来源产生，其较佳地是藉由QPSK方法映像位串流至符号序列，且藉由WCDMA多路存取方法将其分配至实体信道。该装置较佳地是用于根据图14A的发射器中。举例来说，第一点为图14A的功率放大器或是数字/模拟转换器或是混合器或是形状滤波器的输出。举例来说，第二点为图14A中符号来源的输出。

该装置601具有一第一延迟装置602、一加法装置604、一内插滤波器605、一校正信号产生装置606、一第二延迟装置609、一匹配滤波器607、一十进制装置610以及一放大器611。一输入信号提供给该装置601的输入，该输入信号的一序列x(nT)或是符号序列是输入至该内插滤波器605，其在发射器中一特定点预测一信号序列x’(kT/M)，由该预测信号序列x’(kT/M)或是该内插滤波器605的输出信号，可藉由该校正信号产生装置606获得一多相校正信号序列cp(kT/M)，较佳地是使用方程式(9)。接续的延迟装置609调整该多相校正信号序列cp(kT/M)成为最佳取样相位。该延迟装置609的输出信号序列输入至该匹配滤波器607，且该匹配滤波器607的转换校正信号序列e(kT/M)在该十进制装置610中以一因子M往下取样的一符号率。该往下取样序列由该放大器611调整至正确的等级，其输出一校正信号序列c(nT)。在该第一延迟装置602中，一延迟输入信号序列x(nT-D)由该输入信号序列产生，该延迟D考虑该内插滤波器605、该校正信号产生装置606、该第一延迟装置609、该匹配滤波器607、该十进制装置610以及该放大器611的处理时间。该校正信号序列c(nT)由该延迟输入信号序列x(nT-D)在该加法装置604中减去，以便产生一校正信号或输出信号的序列x_c(nT)，其为在该装置601后的发射器中在第一点具有一降低动态范围的信号。

图7所示为一种用以降低一信号动态范围装置的另一说明用实施方式。该装置改进图16装置的脉冲产生，该装置可由T.May et al.及N.Hentati et al.所知。此信号较佳地为在一发射器中沿着一信号处理方向特定点的信号。

该通信***较佳地为一移动无线***，且可为任何无线通信***，例如一无线局域网络(WLAN)，或是一有线连接通信***。该发射器较佳地为一UMTS移动无线***的一基站发射器。在该发射器中的信号较佳地由一符号来源产生，其较佳地是藉由QPSK方法映像位串流至符号序列，且藉由WCDMA多路存取方法将其分配至实体信道。此外，在发射器中的信号可为OFDM信号，该装置较佳地是用于根据图14A的发射器中。举例来说，特定点为图14A的功率放大器或是数字/模拟转换器或是混合器或是形状滤波器的输出。

装置701具有一振幅校正信号产生装置712、一处理装置713、一反馈滤波器714、一转送滤波器715、一延迟装置702以及一加法装置704。一输入信号序列x(n)输入至该装置701的一输入，该信号为预备降低动态范围的信号，例如在发射器中一特定点的一信号序列。该延迟装置702考虑到在振幅校正信号产生装置712、在处理装置713以及在转送滤波器715的处理时间，且由该输入信号序列x(k)产生一延迟输入信号序列x(n)。在该加法装置704中，由该延迟装置702所产生的延迟输入信号是减掉一校正信号序列c(n)，以便产生该装置701的一校正输出信号序列x_c(n)，其具有一降低的动态范围，且于该装置的输出处输出。该振幅校正信号产生装置712，根据方程式(5)由该输入信号序列x(k)产生一振幅校正信号序列Δc(k)。该转送滤波器715用以产生适当的脉冲h(.)，且藉此根据方程式(6)由该处理装置713的修改振幅校正信号序列b(k)，计算一校正信号序列c(n)。该反馈滤波器714由该处理装置713的修改振幅校正信号序列b(k)，产生该输出信号序列y(k)，其表示当现行输入信号在延迟链中置于主要系数h₀的位置时，该校正信号序列c(n)的旧或先行脉冲与该校正信号序列c(n)的新或现行脉冲重叠的值。

该处理装置713使用该反馈滤波器714的输出信号序列y(k)，来检查该校正信号序列c(n)的先行脉冲尾端的确实值，是否有大于由该振幅校正信号产生装置712所产生的一振幅校正信号序列Δc(k)所需值。该处理装置713具有由该振幅校正信号序列Δc(k)产生一修改振幅校正信号序列b(k)的功能，使得该转送滤波器715不会产生如图16的装置所产生的过度校正。该处理装置713较佳地是根据下列虚拟的C程序代码产生该修改振幅校正信号序列b(k)：

abs_y＝POW(y[k])；/*尾端功率*/

abs_c＝POW(Δc(k))；/*振幅校正信号功率*/

if(abs_y＞abs_c{/*如果过度校正，则不动作*/

b[k].re＝0.0；

b[k].im＝0.0；

}

else{/*仅增加至所需值的差距*/

b[k].re＝Δc(k).re-y[k].re；

b[k].im＝Δc(k).im-y[k].re；

}

                                                (13)

在此例子中，必须考虑到在虚拟C程序代码中，输入信号是复数值的。该转送滤波器715较佳地为FIR滤波器或是有限脉冲响应滤波器(IIR滤波器)。该反馈滤波器714较佳地为一具有K系数或分接头的FIR滤波器，或是IIR滤波器。

图8所示为图7用以降低一信号动态范围装置的细节，该转送滤波器及该反馈滤波器为FIR滤波器。该转送滤波器及该反馈滤波器在一单一FIR滤波器中执行，其具有一第一和第二加法装置716和717，分别连接至加法装置716和717的系数乘法装置718，以及连接至该系数乘法装置718的延迟组件链719。该反馈滤波器因此使用该转送滤波器的某些延迟组件719。该转送滤波器的K个系数h₊₁...h_+K为在主要系数h₀后的转送滤波器K个系数。图8的装置适合于低通脉冲(实部滤波器)以及使用复数滤波器的带通滤波器。

当一些载波信号被处理后，在图8的装置使用下述复数脉冲：

h_NC(n)＝h(n)·e^j2πf1n+h(n)·e^j2πf2n+...+h(n)·e^j2πfNn    (14)

h(.)是分别用于单一载波信号的低通脉冲，而f₁，f₂，...，f_N为N个载波信号的频率。

图9所示为根据本发明一校正脉冲产生器的说明用实施方式，其用以降低图22的多载波信号动态范围。该装置较佳地使用在图20和图21的发射器中。该校正脉冲产生器具有一校正分布装置920，以及N脉冲产生器921。该校正分布装置920分配一多载波振幅校正信号Δv至N个载波信号，其根据一参考多载波信号v、一多载波校正信号Δv及/或图20的单载波信号x₁，x₂，...，x_N，并产生配置给该载波信号的单载波振幅校正信号Δc₁，Δc₂，...，Δc_N。该N个单载波振幅校正信号Δc₁，Δc₂，...，Δc_N仿真N脉冲产生器921，其产生调制脉冲h₁(t-t0)，h₂(t-t0)，...，h_N(t-t0)，或是单载波校正信号c₁，c₂，...，c_N及单载波振幅校正信号Δc₁，Δc₂，...，Δc_N。用于一脉冲产生器921的每一复数脉冲h₁，h₂，...，h_N不相同，且具有频谱特征，其类似对应载波的频谱特征。该复数脉冲较佳地为带通脉冲。

图10所示为根据本发明的一校正脉冲产生器的另一说明用实施方式。与图9的校正脉冲产生器相比，该校正脉冲产生器亦具有第一混合器922及第二混合器923。该第一混合器922用于往下转换该单载波振幅校正信号Δc₁，Δc₂，...，Δc_N至该基频。在所有的脉冲产生器921中，相同的低通脉冲h(.)，例如一实部脉冲，用于所有的载波。该第二混合器921用以往上转换该产生脉冲至个别载波频率，以便获得一适当的频谱占用，该第二混合器923考虑该处理延迟t₀。

从图9和图10中，可明显看出无论是否有校正脉冲产生器，其可由根据本发明的图9和图10的校正脉冲产生器取代，其结果便是可避免过校正且改善降低动态范围的效能。

对比于公知方程式(7)的单载波振幅校正信号，该校正信号

Δc₁＝α₁·Δv，Δc₂＝α₂·Δv，..，Δc_N＝α_N·Δv     (15)

用于图9和图10的校正分配装置920，该系数α₁，α₂，...，α_N-为实数，且总和等于1。

图11所示为根据本发明该单载波振幅校正信号的选择，图23公知选择的比较图，其在N＝4载波的情况下，改善的情况明显可见。该单载波振幅校正信号Δc₁、Δc₂、Δc₃、Δc₄的四个向量的振幅总和较小，因为他们都平行与多载波振幅校正信号Δv运作。由于四个失真来源的总功率降低，参考多载波信号v的失真也会减少，该多载波振幅校正信号Δv能较佳地以下表示：

Δv(t)＝Δc_1-·h₁(t-t0)+Δc_2-·h₂(t-t0)+...+Δc_N-·h_N(t-t0)＝[α₁·h₁(t-t0)+α₂·h₂(t-t0)+...+α_N·h_N(t-t0)]·Δv

                                                   (16)

在校正后，一多载波信号在t-₀具有该校正振幅，然而，新的波峰将可能出现在与t₀不同的位置，这些新波峰的振幅端视所使用的单载波振幅校正信号的振幅。当选择使用根据方程式(15)的单载波振幅校正信号时，这些新波峰具有较小的振幅，且最终输出信号具有降低的动态范围，其与图7公知单载波振幅校正信号的选择相比。

阈值越小，则效能改善越大。事实上，加上多载波信号v的不同方向的该载波信号x₁，x₂，...，x_N的向量在图23的目标区域外的机率会较大。

在表示式(8)中，由本发明装置所计算的单载波振幅校正信号Δc₁，Δc₂，...，Δc_N，以脉冲h₁(.)，h₂(.)，...，h_N(.)调制器，在他们加至每一载波信号前，这些脉冲较佳地为复数带通脉冲，其具有类似欲被校正的载波信号的频谱占用。

根据方程式(15)，单载波振幅校正信号的选择亦可用于图10校正脉冲产生器的说明用实施方式，其中该单载波振幅校正信号Δc_i首先由该第一混合器922转换成基频，其设定给个别载波频率f_i，且结果接着由一基频脉冲h(.)调制。相同的实部脉冲较佳地用于所有的载波，该调制信号接着再一次由该第二混合器923往上转换成该载波频率，其设定给个别载波频率f_i，且考虑一处理时间t₀，并且加至载波信号。该结果如表示式(17)所示：

(Δc₁·e^-j2πf1t·h₁(t-t0)·e^{+j2πf1(t-t0)}，Δc₂·e^-j2πf2t·h₂(t-t0)·e^{+j2πf2(t-t0)}，...，Δc_N·e^-j2πfNt·h_N(t-t0)·e^{+j2πfN(t-t0)})

                                                     (17)

为了根据方程式(15)计算该单载波振幅校正信号Δc₁，Δc₂，...，Δc_N，所有的系数α₁，α₂，...，α_N在该校正分布装置920设定等于1/N，使得其总和等于1。此方法可轻易地执行，均质地分配噪声功率于N个载波中，且当所有载波具有相同功率时亦可使用。

当该载波具有不同的功率时，每个载波的信号/噪声比也不同。因此，该系数

α_i＝P_i/(P₁+P₂+...+P_N)，其中i＝1，...，N             (18)

可用以在本发明的校正分布装置920中计算该单载波振幅校正信号Δc_i，P_i为关于载波信号i的功率，该系数α_i因此为总功率的部分。当该传输参数已知时，该系数较佳地可预计算，否则可藉由评估每一载波信号的功率立即计算。

或者，系数

${\mathrm{\α}}_i=\sqrt{P_i}/(\sqrt{P_1}+\sqrt{P_2}+...+\sqrt{P_N}),$ 其中i＝1，...，N        (19)

可用以在本发明的校正分布装置920中计算该单载波振幅校正信号，P_i为关于载波信号i的功率，该系数α_i因此为关于该载波rms功率的部分。当该传输参数已知时，该系数较佳地藉由校正分布装置920预计算，否则可藉由评估每一载波信号的功率或是藉由直接评估每一载波信号的平均值立即计算。此方法确保载波信号间相同的信号/失真比。

或者，系数

α_i＝|x_i|/(|x₁|+|x₂|+...+|x_N|)，其中i＝1，...，N        (20)

其每一载波信号的瞬间振幅比例，亦可用以在本发明的校正分布装置920中计算该单载波振幅校正信号。

或者，该值α₁，α₂，...，α_N亦可被计算，用以在本发明的校正分布装置920中计算该单载波振幅校正信号，其方法为如果，举例来说，图24中的该载波信号x₃未被校正，则该校正效能在关于新波峰校正后会有所改善。在此情况下，投影至参考多载波信号v向量的投影，对载波信号x_i的每一向量计算。如果此投影具有一该参考多载波信号v向量的相反方向，则该个别载波信号不执行校正，如果此投影具有一该参考多载波信号v向量的相同方向，则系数与该投影振幅成比例。下文中特别描述一伪码，其用以计算该系数α₁，α₂，...，α_N：

For i＝1：N

n_i＝Re{x_i*conj(v)}； ％计算投影至v

if(n_i＜0)then n_i＝0  ％检查方向

End

For i＝1：N

α_i＝n_i/(n₁+n₂+...+n_N)  ％根据投影分配该校正

END

                                                (21)

值得注意的是参数n_i为权值或是在峰值中载波信号x_i意义的指示。如果上述计算该系数α_i的方法扩张，则仅一最大数量M的参数会选择用来校正，该参数对该波峰最显著。该系数α_i接着根据下列伪码计算：

For i＝1：N

n_i＝Re{x_i*conj(v)}； ％计算投影至v

if(n_i＜0)then n_i＝0  ％检查方向

End

z＝{i：n_i∈M greatest value}  ％选择M个最显著的参数

T＝sum(n_i，i_∈z)

For i＝1：N

If(i_∈z)thenα_i＝n_i/T

END

                                                  (22)

尽管本发明藉由较佳说明用实施方式描述，其并未限制且可以多种不同方式修改。

说明用的实施方式可任意地互相组合，其可藉由信号预测以及改善的校正，达成降低一信号的动态范围。该信号可为一单载波信号及一多载波信号。本发明亦可用于通信***或是多种不同形式的传输***，例如有线连接或是无线通信***，且可用于多种不同形式的通信信号。除了UMTS移动无线***，一无线通信***可为，例如一无线局域网络(WLAN)，例如WLAN 802.11a/g，且可能通信信号为，举例来说，CDMA信号、OFDM信号等等。

Claims (26)

1.一种降低在沿着一通信***发射器中的一信号处理方向的一第一点的一信号动态范围的装置(101；601)，该装置(101)置于沿着该信号处理方向的一第二点，其在该第一点前，其包含：

一输入，为一输入信号(x(nT))输入处；

一校正预测装置(103)，其根据该输入信号(x(nT))产生一预测信号(x₀’(nT)，x₁’(nT)，...，x_N-1’(nT)；x’(kt/M))，其表示在第一点该信号的预测，且由该预测信号(x₀’(nT)，x₁’(nT)，...，x_N-1’(nT)；x’(kt/M))产生一校正信号(c(nT)；cp(kt/M))；

一延迟装置(102；602)，其产生由该输入信号(x(nT))的一延迟(D)所延迟的一输入信号(x(nT-D))，该延迟(D)会考虑到在该校正预测装置(103)的处理时间；

一加法装置(104；604)，其中该延迟输入信号(x(nT-D))乃减去该校正信号(c(nT)；cp(kt/M))，以便产生一已校正信号(x_c(nT))，其产生具有在该第一点降低动态范围的信号；以及

一输出，为该已校正信号(x_c(nT))输出处。

2.如权利要求1所述的装置(101)，其特征在于在该发射器中的信号具有符号序列，且特征在于该校正预测装置(103)具有一数量(N)的预测装置，在第一点的该信号的每一符号中一特定相位乃派给每一预测装置(105)，且产生个别相位(p)的一预测信号(x₁’(nT)，x₂’(nT)，...，x_N-1’(nT))。

3.如权利要求2所述的装置(101)，其特征在于该校正预测装置(103)亦具有N个校正信号产生装置(106)，其分别将一个别阈值与个别预测信号(x₁’(nT)，x₂’(nT)，...，x_N-1’(nT))值做比较，且根据该比较结果产生单相校正信号(c₀(nT)，c₁(nT)，...，c_N-1(nT))，进而使得低于该个别阈值的信号可由该个别预测信号(x₁’(nT)，x₂’(nT)，...，x_N-1’(nT))产生。

4.如权利要求3所述的装置(101)，其特征在于该校正预测装置(103)亦具有一校正组合装置(108)，其组合该单相校正信号(c₀(nT)，c₁(nT)，...，c_N-1(nT))，以便产生该校正信号(c(nT))。

5.如权利要求2、3或4所述的装置(101)，其特征在于该预测装置(105)为有限脉冲响应滤波器。

6.如权利要求2至5其一所述的装置(101)，其特征在于分派至该预测装置(105)的相位彼此等距间隔。

7.如权利要求1所述的装置(601)，其特征在于该校正预测装置具有一内插滤波器(605)，其产生预测信号(x’(kt/M))。

8.如权利要求7所述的装置(601)，其特征在于该校正预测装置亦具有一校正信号产生装置(606)，其比较一阈值与该预测信号(x’(kt/M))值，且根据该比较结果产生一多相校正信号(cp(kt/M))。

9.一种降低在沿着一移动通信***的一发射器中一信号处理方向的在一特定点的一信号的动态范围的装置(701)，其包含：

一输入，为一输入信号(x(k))输入处；

一振幅校正信号产生装置(712)，其由该输入信号(x(k))产生一振幅校正信号(Δc(k))；

一转送滤波器(715)，其由一修改振幅校正信号(b(k))产生一校正信号(c(n))；

一反馈滤波器(714)，其由该修改振幅校正信号(b(k))产生后者的一输出信号(y(k))，其表示该校正信号(c(n))的一先行脉冲值；

一处理装置(713)，其由该振幅校正信号(Δc(k))及该反馈滤波器(714)的输出信号(y(k))，产生该修改振幅校正信号(b(k))，依此则校正信号(c(n))的脉冲间不会有重叠；

一延迟装置(702)，其产生由该输入信号(x(k))的一延迟(D)所延迟的一输入信号(x(n))，该延迟(D)会考虑在该振幅校正信号产生装置(712)、该处理装置(713)以及该转送滤波器(715)中的处理时间；

一加法装置(704)，其中，该延迟输入信号(x(n))乃减去该校正信号(c(n))，以便产生具有一降低动态范围的一已校正信号(x_c(n))；以及

一输出，为该已校正信号(x_c(n))输出处。

10.如权利要求9所述的装置(701)，其特征在于如果由该反馈滤波器(714)的输出信号(y(k))所表示的校正信号(c(n))先行脉冲值大于该振幅校正信号值(Δc(k))的话，则该处理装置(713)设定该修改振幅校正信号(b(k))值为零，否则便将该修改振幅校正信号(b(k))值设定为振幅校正信号(Δc(k))值与校正信号(c(n))先行脉冲值间的差距。

11.如权利要求9或10所述的装置(701)，其特征在于该振幅校正信号产生装置(712)比较该输入信号(x(k))值与阈值，且根据该比较结果产生该振幅校正信号(Δc(k))，因而使得低于该个别阈值的信号可由该输入信号(x(k))所产生。

12.如权利要求9、10或11所述的装置(701)，其特征在于该转送滤波器(715)以及该反馈滤波器(714)，为有限脉冲响应滤波器(716、717、718、719)(FIR滤波器)或是无限脉冲响应滤波器(IIR)。

13.一种用以降低一数量具有不同载波频率的载波信号的动态范围的装置，所述载波在沿着在一移动通信***的一发射器中的一信号处理方向的一特定点，所述装置包含：

一输入，为一载波信号(x₁，x₂，...，x_N)输入处；

一加法装置，该载波信号(x₁，x₂，...，x_N)在其中加总，以便产生一参考多载波信号(v)；

一多载波振幅校正信号产生装置，其比较该参考多载波信号(v)以及一阈值，且根据该比较结果产生一多载波振幅校正信号(Δv)，因而使得低于该阈值的信号可由该参考多载波信号(v)所产生；

一校正脉冲产生器，其根据该多载波振幅校正信号(Δv)而由多载波振幅校正信号(Δv)乘上一相关系数(α₁，α₂，...，α_N)来产生个别单载波振幅校正信号(Δc₁，Δc₂，...，Δc_N)，并由该单载波振幅校正信号(Δc₁，Δc₂，...，Δc_N)乘上相关脉冲(h₁，h₂，...，h_N)产生用以校正该载波信号(x₁，x₂，...，x_N)的该单载波振幅校正信号(c₁，c₂，...，c_N)；

一延迟装置，其产生由该载波信号(x₁，x₂，...，x_N)的一相关延迟所延迟的载波信号，该个别延迟会考虑在该加法装置、该多载波振幅校正信号产生装置以及该校正脉冲产生器中的处理时间；

一加法装置，其将单载波校正信号(c₁，c₂，...，c_N)加上相关的延迟载波信号，以便产生具有降低动态范围的已校正载波信号；以及

一输出，为该已校正载波信号(x_c(n))输出处。

14.如权利要求13所述的装置，其特征在于该系数为α_i＝1/N，N为载波信号数量。

15.如权利要求13所述的装置，其特征在于该校正脉冲产生器亦根据该载波信号(x₁，x₂，...，x_N)产生该单载波校正信号(c₁，c₂，...，c_N)，且其特征在于该系数为α_i＝P_i/(P₁+P₂+...+P_N)，其中i＝1，...，N，N为载波信号数量，而P_i为关于该载波信号i的功率。

16.如权利要求13所述的装置，其特征在于该校正脉冲产生器亦根据该载波信号(x₁，x₂，...，x_N)产生该单载波校正信号(c₁，c₂，...，c_N)，且其特征在于该系数为 ${\mathrm{\α}}_i=\sqrt{P_i}/(\sqrt{P_1}+\sqrt{P_2}+\·\·\·+\sqrt{P_N}),$ 其中i＝1，...，N，N为载波信号数量，而P_i为关于该载波信号i的功率。

17.如权利要求13所述的装置，其特征在于该校正脉冲产生器亦根据该载波信号(x₁，x₂，...，x_N)产生该单载波校正信号(c₁，c₂，...，c_N)，且其特征在于该系数为α_i＝|x_i|/(|x₁|+|x₂|+...+|x_N|)，其中i＝1，...，N，N为载波信号数量，而P_i为关于该载波信号i的功率。

18.如权利要求13所述的装置，其特征在于该校正脉冲产生器亦根据该载波信号(x₁，x₂，...，x_N)以及该参考多载波信号(v)，以产生该单载波校正信号(c₁，c₂，...，c_N)，且其特征在于该校正脉冲产生器针对一个别载波信号(x_i)的向量，分别计算投影至该参考多载波信号(v)的向量的投影(n_i)，且当该投影(n_i)具有与该参考多载波信号(v)的向量相反的方向时，便不校正该个别载波信号(x_i)，且当该投影(n_i)具有与该多载波信号(v)向量相同的方向时，则以系数α_i＝n_i/(n₁+n₂+...+n_N)来计算，其中i＝1，...，N，N为载波信号量，而n_i为载波信号x_i的向量投影至该参考多载波信号(v)的向量。

19.如权利要求18所述的装置，其特征在于该校正脉冲产生器在计算该系数α_i时，考虑到一特定量(M)的最显著投影(n_i)。

20.如权利要求13至19其一所述的装置，其特征在于该校正脉冲产生器亦具有下列特征：

一校正分布装置(920)，其由该多载波振幅校正信号(Δv)乘上该系数(α₁，α₂，...，α_N)计算出该系数α_i且产生该单载波振幅校正信号(Δc₁，Δc₂，...，Δc_N)；以及

多个脉冲产生器(921)，一载波信号(x₁，x₂，...，x_N)乃分派至各该脉冲产生器(921)，且由一个别单载波振幅校正信号(Δc₁，Δc₂，...，Δc_N)乘上一相关脉冲(h₁，h₂，...，h_N)产生一个别单载波校正信号(c₁，c₂，...，c_N)。

21.如权利要求20所述的装置，其特征在于该校正脉冲产生器亦具有下列特征：

一第一混合器(922)，其往下转换一相关的单载波振幅校正信号(Δc₁，Δc₂，...，Δc_N)至一基频，且将其转送至一个别脉冲产生器(921)；以及

一第二混合器(923)，其往上转换一相关单载波振幅校正信号(c₁，c₂，...，c_N)至该个别载波频率。

22.如权利要求13至20其一所述的装置，其特征在于该脉冲(h₁，h₂，...，h_N)为复数带通脉冲，且具有频谱特征，所述频谱特征类似于相关载波信号(x₁，x₂，...，x_N)的频谱特征。

23.如权利要求13至21其一所述的装置，其特征在于该脉冲(h₁，h₂，...，h_N)为低通脉冲，且具有一频谱特征，所述频谱特征类似相关载波信号的(x₁，x₂，...，x_N)频谱特征。

24.如前述权利要求其一所述的装置(101；601；701)，其特征在于在发射器中的第一点或是特定点为一形状滤波器、一混合器、一数字/比转换器或是一放大器的一输出。

25.如前述权利要求其中的一所述的装置(101；601；701)，其特征在于该通信***为一移动无线***或是一无线局域网络(WLAN)。

26.如权利要求25所述的装置(101；601；701)，其特征在于该移动无线***为一UMTS移动无线***。

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