CN1684449A - 信道响应测量方法和信道响应测量器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及通信***的信道响应量测方法，尤其是涉及快速似近信道响应的方法和装置。所述的方法包含下列步骤：首先，接收一输入信号，分切所述的输入信号产生一分切信号；将所述的分切信号延迟i个时间单位得到第i个延迟信号，其中i为一整数；将所述的第i个延迟信号与所述的输入信号相乘产生一相乘结果；累加所述的相乘结果产生一第一值；量测所述的分切信号的能量值大小产生一第二值；最后根据所述的第一值和第二值计算一信道响应中第i个信道参数的似近值；所述的第i个信道参数可以是所述的第一值除以所述的第二值。

Description

信道响应测量方法和信道响应测量器

技术领域

本发明涉及通信***的信道响应测量方法，特别涉及快速似近信道响应的方法和装置；具体的讲是信道响应测量方法和信道响应测量器。

背景技术

在通信***中，传输信道的特征称为信道响应(channel response)，表示为h[n]＝[h₀，h₁，...，h_N]。信道响应的测量，对接收器而言是很重要的工作。一般的信道响应测量器分成两大类，数据导向式(data aided)和非数据导向式(non-dataaided)测量器。数据导向式的信道响应测量器，使用于传输符号(symbol)已经预先知道的接收器，这些传输符号并不携带任何使用者数据，通常称为引导符号(pilot symbol)或训练序列(training sequence)。数据导向式的信道响应测量器使用方便且实用性较高。但数据导向式的信道响应测量器主要缺点在于，传输符号传送时占用部份频宽且不带使用者数据，使用者真正可用的频宽变少，因此数据导向式的信道响应测量器的整体效能相对较低。

非数据导向式的信道响应测量器则不会降低***效能。然而其使用相当复杂，需将对接收数据进行高阶统计，统计的变异性过高时，常产生严重的测量误差。一般而言，信道响应测量的精确度相当重要，会影响信号接收与译码的正确性。但是在某些情况下信道响应测量的精确度又不需要那么高。举例来说，接收端的均衡器(equalizer)只需大概知道多路径(multipath)的大概情形，例如回音(echo)的强度和位置，就能通过自适应性算法(adaptive algorithm)进行初始值设定。因此可以使用简化版的信道响应测量机制来降低使用成本。

发明内容

本发明的实施例之一提供了一种信道响应测量方法，其包含下列步骤：首先，接收一输入信号，将所述的输入信号分切产生一分切信号；将所述的分切信号延迟i个时间单位得到第i个延迟信号，其中i为一整数；将所述的第i个延迟信号与所述的输入信号相乘产生一相乘结果；累加所述的相乘结果产生一第一值；测量所述的分切信号的能量值大小产生一第二值；最后根据所述的第一值和所述的第二值计算一信道响应中第i个信道参数的似近值。所述的第i个信道参数等于所述的第一值除以所述的第二值。

本发明另一实施例提供一种信道响应测量器用以估算一信道响应，所述的信道响应包含多数个信道参数，所述的信道响应测量器包含一分切器，一延迟线，一能量仪，以及多数个测量单元。所述的一分切器接收一输入信号，并分切所述的输入信号以产生一分切信号。所述的延迟线包含多数个延迟单元，接收所述的分切信号并产生对应的多数个延迟信号。所述的能量仪测量所述的分切信号的一能量值。所述的等测量单元各耦接对应的一延迟单元，根据所述的输入信号、所述的延迟单元的输出、以及所述的能量值计算所述的信道响应中的一信道参数。

所述的测量单元包含一乘法器、一第一累加器、以及一除法器。所述的乘法器将所述的输入信号和所述的延迟单元的输出相乘，产生一相乘结果。所述的第一累加器累加所述的相乘结果产生一第一值。所述的除法器将所述的第一值除以所述的能量值得到所述的信道参数。所述的能量仪包含一功率仪以及一第二累加器。所述的功率仪可测量所述的分切信号的一功率。所述的第二累加器累加所述的功率，一段时间后得到所述的能量值。

附图说明

图1为本发明实施例之一的信道响应测量器；以及

图2为本发明实施例之一的信道响应测量方法的流程图。

符号说明

信道响应测量器100      分切器106          延迟线108

延迟单元110            测量单元112        乘法器114

第一累加器116          能量仪120          功率仪122

第二累加器124          除法器128

具体实施方式

为了说明本发明的实施过程，本发明的实施例只以简化的通信***为例，只考虑信道效应。而本领域技术人员可以理解，本发明的实施例可以应用在一般通信***中。在一简化的通信***中，发送端传送一原始传输信号x₀[n]，在传送过程中受到环境干扰，即信道响应h[n]。接收端的输入信号y[n]以下式表示：

$y\left[n\right]=x_0\left[n\right]\⊗h\left[n\right]=\underset{k=0}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{x}_0[n-k]\·h_k...\left(1\right)$

其中h[n]＝[h₀，h₁，...，h_K]表示信道响应，而K为一正整数。

为了从输入信号y[n]中还原出原始信号x₀[n]，首先将输入信号y[n]分切(slice)，以产生一分切信号y′[n]。分切的意义是，提供多数个既定的离散数值，并将原始连数的数值转换成最接近的离散值。分切信号y′[n]以下式表示：

y′[n]＝x₀[n]+e[n]                                     (2)

其中e[n]代表信道造成的误差。

将第(1)式和第(2)式代入一交互相关式E(y′[n-i]·y[n])，得到

$E\left(y^{\′}\right[n-i]\·y[n\left]\right)$

$=E(\left(x_0\right[n-i]+e[n-i\left]\right)\·y[n\left]\right)$

$=E\left(x_0\right[n-i\left]\underset{k=0}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{x}_0\right[n-k]\·h_k)+E\left(e\right[n-i\left]\underset{k=0}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{x}_0\right[n-k]\·h_k)$

$=\underset{k=0}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}E\left(x_0\right[n-i\left]x_0\right[n-k\left]\right)\·h_k+\underset{k=0}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}E\left(e\right[n-i\left]x_0\right[n-k\left]\right)\·h_k...\left(3\right)$

假设误差e[n]是一平均零随机程序(zero mean random process)，原始传输信号x₀[n]是一广义平稳(wide sense stationary)随机程序，且两随机程序之间的不相关性(uncorrelated)，表示如下：

$E\left(x_0\right[n-i\left]x_0\right[n-k\left]\right)=\left\{\begin{array}{cc}E\left(x_0^2\right[n\left]\right),& i=k\\ 0,& \mathrm{otherwise}\end{array}\right....\left(4\right)$

E(e[n-i]x₀[n-k])＝0，i，k                            (5)

根据第(4)式和第(5)式，第(3)式表示为下式：

E(y′[n-i]y[n])＝E(|x₀[n]|²)·h_i                                 (6)

因此得到在信道响应h[n]中的第i个信道参数h_i：

$h_i\≈\frac{E\left(y^{\′}\right[n-i]\·y[n\left]\right)}{E\left({\left|x_0\right[n\left]\right|}^2\right)}---\left(7\right)$

此外，误差e[n]已假设为平均零随机程序，并与原始传输信号x₀[n]无关，则分切信号y′[n]和原始传输信号x₀[n]的能量值有下列关系：

E(|y′[n]|²)＝E(|x₀[n]+e[n]|²)＝E(|x₀[n]|²)+E(|e[n]|²)           (8)

如果误差e[n]的值相当小，则其量能值E(|e[n]|²)可被忽略，而原始传输信号x₀[n]的能量值可被y′[n]的能量值近似如下：

E(|x₀[n]|²)≈E(|y′[n]|²)                                        (9)

将第(9)式代入第(7)式，得到第i个信道参数h_i的近似值：

$h_i\≈\frac{E\left(y^{\′}\right[n-i]\·y[n\left]\right)}{E\left({\left|y^{\′}\right[n\left]\right|}^2\right)}---\left(10\right)$

图1为本发明实施例之一的信道响应测量器。信道响应测量器100中包含一分切器106(slicer)，一延迟线108(delay line)，一能量仪120(energy meter)，以及多数个测量单元112。分切器106接收输入信号y[n]，将输入信号y[n]分切以产生一分切信号y′[n]。能量仪120包含一功率仪122以及一第二累加器124。功率仪122测量切分信号y′[n]的功率，而第二累加器124累加所测量到的功率，最后产生的值代表切分信号y′[n]的能量值。

延迟线108中包含多数个延迟单元110，用以从切分信号y′[n]产生延迟信号y′[n-1]到y′[n-M]，其中M代表延迟单元110的数量。每一测量单元112都相同，以第i个测量单元112为例。测量单元112包含一乘法器114、一第一累加器116、以及一除法器128。乘法器114将输入信号y[n]与第i个延迟单元110产生的一延迟信号y[n-i]相乘产生一相乘结果。第一累加器116累加相乘结果。除法器128将第一累加器116的输出值除以第二累加器124的输出值，产生的结果即为信道响应h[n]第i个信道参数h_i的近似值。换句话说，信道参数h_i由下式而得：

$h_i\≈\frac{\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{y}^{\′}[n-i]\·y\left[n\right]}{\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|y^{\′}\right[n\left]\right|}^2},i=\mathrm{0,1,2}\·\·\·K---\left(11\right)$

其中N与累加时间有关。根据现有技术可知，增加N值可以增加第(11)式中的测量精准度。

图2为本发明实施例之一的信道响应测量方法的流程图。在步骤202中，接收一输入信号y[n]。在步骤204中，将输入信号y[n]分切产生一分切信号y′[n]。在步骤206中，将输入信号y[n]与延迟i个时间单位的分切信号y′[n-i]相乘得到一相乘结果，并累加相乘结果，产生一相关值 ${\mathrm{\Σ}}_{n=1}^N{y}^{\′}[n-1]y\left[n\right].$ 在步骤208中，累加分切信号的功率得到分切信号y′[n]的能量值，如 ${\mathrm{\Σ}}_{n=1}^N{\left|y^{\′}\right[n\left]\right|}^2.$ 在步骤210中，将相关值除以能量值，得到信道响应h[n]的第i个信道参数hi的近似值，如第(11)式所示。

以上实施例已说明了本发明的诸多特征。本发明虽以较佳实施例说明了本发明的实施过程，但并非用以限定本发明的范围，任何本领域的技术人员不脱离本发明的精神和范围所做的各种的变动与润饰都应包含在本发明保护的范围中。

Claims (5)

1.一种信道响应测量方法，其特征在于，包括：

接收一输入信号；

将所述的输入信号分切产生一分切信号；

将所述的分切信号延迟i个时间单位得到第i个延迟信号；

将所述的第i个延迟信号与所述的输入信号相乘产生一相乘结果，其中i为一整数；

累加所述的相乘结果产生一第一值；

测量所述的分切信号的能量值大小以产生一第二值；以及

根据所述的第一值和所述的第二值计算一信道响应中第i个信道参数的似近值。

2.如权利要求1所述的信道响应测量方法，其特征在于，所述的第i个信道参数为所述的第一值除以所述的第二值。

3.一种信道响应测量器，其特征在于，信道响应测量器用于估算一信道响应，所述的信道响应包含多数个信道参数，所述的信道响应测量器包含：

一分切器，用于接收一输入信号，并分切所述的输入信号以产生一分切信号；

一延迟线，包含多数个延迟单元，用于接收所述的分切信号并产生对应的多数个延迟信号；

一能量仪，用于测量所述的分切信号的一能量值；以及

多数个测量单元，各耦接对应的一延迟单元，用于根据所述的输入信号、所述的延迟单元的输出、以及所述的能量值计算所述的信道响应中的一信道参数。

4.如权利要求3所述的信道响应测量器，其特征在于，所述的测量单元包含：

一乘法器，用于将所述的输入信号和所述的延迟单元的输出相乘，产生一相乘结果；

一第一累加器，用于累加所述的相乘结果，产生一第一值；

一除法器，将所述的第一值除以所述的能量值得到所述的信道参数。

5.如权利要求3所述的信道响应测量器，其中所述的能量仪包含：

一功率仪，测量所述的分切信号的一功率；以及

一第二累加器，累加所述的功率，一段时间后得到所述的能量值。

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