CN1678044A - 时域同步正交频分复用接收机的自动增益控制方法及*** - Google Patents

Abstract

TDS－OFDM接收机自动增益控制方法及***属于数字信息传输技术领域。根据TDS－OFDM信号帧特点，AGC控制分为几个步骤：a)在接收机前端完成帧同步，确定PN序列和IDFT帧体的位置分隔；b)对PN序列采用时域AGC电路，完成信道AGC的快速跟踪；c)将IDFT帧体经DFT计算变换到频域，并经过信道均衡去除单频或窄带干扰，进行频域AGC控制；d)把时域估计AGC_PN和频域估计AGC_IDFT加权相加得到联合的AGC电压，反馈到前端进行AGC幅度控制。本发明在清华DMB－T***的FPGA、ASIC版本接收机中均得到实现，实际试播和测试取得了良好的效果，性能明显优于现有的其它***。

Description

时域同步正交频分复用接收机的自动增益控制方法及***

技术领域

本发明属于数字信息传输技术领域，特别涉及一种时域同步正交频分复用(Time DomainSynchronous OFDM，TDS-OFDM)数字电视接收机的自动增益控制方法及***。

背景技术

在通信接收机中，接收机的输出信号水平取决于输入信号电平和接收机的增益。由于各种原因，接收机的输入信号变化范围往往很大，最强信号和最弱信号之间相差甚至可达几十分贝。能使接收机保持正常工作的这个变化范围称为接收机的动态范围。

影响接收机输入信号的因素很多。例如，发射台功率的大小，接收机离发射台距离的远近，信号在传播过程中传播条件的变化(如电离层和对流层的骚动，天气的变化)，接收机环境的变化(如移动接收机)，以及人为产生的噪声对接收机的影响等。

为了克服外界各种因素对接收机输入信号的影响，需要使用自动增益控制(Automatic Gain Control，AGC)技术。自动增益控制电路是通信设备，特别是通信接收设备的重要电路之一。对数字接收机来说，其主要作用是使接收机用于数字处理的信号电平保持为一定的数值，因此，也可称为自动电平控制(Automatic Level Control，ALC)电路。它能够保证在接收弱信号时，接收机的增益高，而接收强信号时则增益低。使数字处理信号保持适当的电平，不至于因为输入信号太小而无法正常工作，也不至于因为输入信号太大而使接收机发生饱和或堵塞。

自动增益电路控制框图见图1。图中，可控增益放大器的放大倍数A_v受控制电压V_c的控制，闭环后***对A_v进行自动控制。环路中检波电路检测出反映信号电平的平均值，通过低通滤波器后，在比较器中与参考电平E相比较，产生控制信号V_c去控制A_v。若输入信号S_in幅度增加或电路参数变化使增益变大而导致输出信号S_out幅度增加时，环路产生一控制信号使A_v减小；反之，在各种因素造成S_out幅度减小时，环路也会产生控制电压V_c，使A_v增加。即通过环路控制作用，无论输入信号S_in幅度变化或***参数变化，输出信号S_out的电平都将保持在由参考电平E决定的电平上几乎不变。图1中，低通滤波器的作用是决定反馈支路的反应速度，因此，低通滤波器时间常数是整个自动增益控制环路的重要参数。时间常数小，通带宽，反应速度快，即在输入端信号起伏频率较高时，自动增益控制***的反馈支路也能及时地反应，使输出的信号基本保持不变。一般AGC电路均具有低通特性，即环路对高于某一频率的信号幅度变化无反应，而对低于某一频率的信号幅度缓慢变化才有控制作用。如在移动通信***中由于多径衰落，造成信号的幅度变化，这就需要自动增益对接收信号因信道而引起的缓慢幅度变化进行补偿。

自动增益根据控制方法不同可以分成惰性自动增益控制、瞬时自动增益控制和近程增益控制；根据电路形式不同可分为闭环***和开环***；按作用域不同又可分为时域AGC和频域AGC。不论采取何种模式，其基本原理都如上所述。

地面电视广播是连续的数据流，所以AGC电路通常也是连续工作的，以获得稳定的输出电平。在三大国际标准中，美国的ATSC标准采用单载波的8-VSB信号传输数字电视节目，其信号用8种调制幅度携带信息。同时由于视频信号信息较大，表现为信号幅度变化较快，所以其通常采用的时域AGC***应该控制接收机输出信号的相对长期平均值，以便能更快速的承载幅度变化的信息失真。欧洲的DVB-T和日本的ISDB-T标准均采用多载波的OFDM信号传输数字电视信号。OFDM信号的特点是：在时域上信号幅度近似成高斯分布，峰值和平均值之比很高；在频域上频谱较为平坦。如果采用时域AGC，则滤波器的时间常数应该更大，这样不利于跟踪快速变化的信道；因此可采用频域AGC，即把接收机输入信号先经过DFT变换到频域，再进行AGC控制。

清华大学提出的地面数字多媒体电视广播(Digital MultimediaTV Broadcasting-Terrestrial，DMB-T)方案的目的是提供一种数字信息传输方法，采用了时域同步正交频分复用(Time Domain Synchronous OFDM，TDS-OFDM)调制技术，关于DMB-T、TDS-OFDM的相关情况详见授权号为00123597.4名为“地面数字多媒体电视广播***”、授权号为01115520.5名为“时域同步正交频分复用调制方法”，以及授权号为01124144.6名为“正交频分复用调制***中保护间隔的填充方法”等清华大学申请的中国发明专利。

清华TDS-OFDM也是多载波OFDM***。与欧洲和日本的OFDM***不同的是，DMB-T的信号帧具有独特的结构，利用这种结构，本发明在DMB-T信号中同时采用时域和频域AGC，可以取得非常好的控制效果。

DMB-T***的结构具有分层的帧结构，其物理信道帧结构如图2所示。帧群定义为一群信号帧，其第一帧定义为帧群头(控制帧)。超帧定义为一组帧群，帧结构的顶层称为日帧(CalendarDayFrame，CDF)。物理信道是周期的，并且和绝对时间同步。信号帧是DMB-T***帧结构的基本单元，一个信号帧由帧同步和帧体两部分组成(见图2)，帧同步和帧体的基带符号率相同，规定为7.56MSps。帧同步由PN序列循环扩展生成，PN序列作为同步，可变保护间隔(填充PN序列、循环前缀或零值)，长度随信号的不同应用环境，为IDFT块长度的1/4或1/9。PN序列定义为一个8阶m序列，其特征多项式定义为x⁸+x⁶+x⁵+x+1，初始条件模板将确定所生成m序列的相位。对于一个特定的信号帧，它的信号帧号决定PN序列的初始条件。经“0”到“+1”值及“1”到“-1”值的映射后，PN序列变换为非归零的二进制信号。一个帧体的基带信号是一个3780点的正交频分复用(OFDM)块。

由图2可见，DMB-T的基本帧结构可以分为PN序列和IDFT帧体两个部分。在DMB-T中，PN序列既作为帧标志，用于帧同步，符号和载波同步以及信道估计，又作为OFDM的保护间隔。因此DMB-T中的OFDM被称为时域同步的OFDM(TimeTDS-OFDM)。由于PN序列与DFT块的正交时分复用，而且PN序列对于接收端来说是已知序列，因此，PN序列和DFT块在接收端是可以被分开的。在这个基本帧结构中，PN序列在时域上有恒定的幅度，适合采用时域AGC，其AGC环路的时间常数可以很小，以便跟踪信道的快速变化，这对于移动接收机至关重要；而IDFT帧体与通常的OFDM信号完全一样，可以对其采用频域AGC控制。

发明内容

提出了一种基于TDS-OFDM的低复杂度的AGC控制方法及***。该方法把TDS-OFDM的基本帧分成两部分，分别进行处理。对PN序列部分采用时域AGC，对IDFT帧体采用频域AGC。对于整个信号流来说，两种AGC模式都不是连续工作的。该控制方法不仅可以保证时域AGC电路快速跟踪信道变化，获得平稳的处理信号输出，使移动接收机的性能更优越，而且频域AGC电路易于去除信道中的单频和窄带干扰，提高信号的接收质量，非常适合应用于全数字TDS-OFDM接收机。

本发明提出一种基于TDS-OFDM信号帧结构的AGC控制方法，其特征在于，它是在数字电路中实现的，依次含有以下步骤：

1)分离器根据帧同步所确定的PN序列和IDFT帧体的位置，把PN序列和IDFT帧体数据分离开来：

2)对所得到的PN序列，先进行时域自动增益控制即AGC的估计：采取下式所表达的时域信号取平均的方法获得获得一个时域幅度的控制电压，记述为AGC_PN：先对接收到的PN序列按PN序列长度K累加得到： $x\left(j\right)=\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_j\left(k\right),$

r_j(k)＝c_j(k+ε)·exp(j(kΩT+θ))+n_j(k)，

其中，ε为归一化的定时误差，j为信号帧序号O≤j≤i，Ω为载波频偏，θ为载波初始相偏，n_i(k)表示信道的加性高斯白噪声，c_j(k+ε)为定时误差归一化后的接收端PN序列；累加后再经过一个低通滤波器得到一个时域幅度的控制电压，即AGC_PN：

${\mathrm{AGC}}_{\mathrm{PN}}(i+1)-{\mathrm{AGC}}_{\mathrm{PN}}\left(0\right)=\underset{j=0}{\overset{i}{\mathrm{\Σ}}}x\left(j\right)\⊗f\left(j\right),i\≥0,$

其中，f(j)是低通滤波器的冲激响应，它按照信号帧的周期进行低通运算；AGC_PN(i)为AGC_PN在第i个信号帧时的估计值，在初始时AGC_PN(0)＝0；

3)当接收机完成同步后，包括定时同步和载波恢复，便对N个帧体采样点｛r_n，0≤n≤N-1}按以下步骤在频域完成频域AGC估计：

(3.1)先把IDFT帧体经过DFT处理变换到频域，接收机在DFT以后的输出为：

$Y_k=\sqrt{\frac{1}{N}}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_n{e}^{-j2\mathrm{\πk}\frac{n}{N}},$

其中r_n为接收机收到的TDS-OFDM信号；

(3.2)进行频域均衡，用平滑电路去除单频或窄带干扰，得到考虑了噪声干扰后的频域均衡数据Z(k)；

$Z\left(k\right)=Y\left(k\right)/\hat{H}\left(k\right),$

Y_k＝H_kX_k+N′(k)，

其中N′(k)为高斯白噪声n(n)的DFT变换， 为信道频域估计，H_k表示信道响应h(l)在频率k/T处的频率响应复数值，X_k为帧体中第k个子载波的发射信号；

再用平滑电路使频率k处存在的单频或窄带干扰得以去除，即Z(k)＝0；(3.3)频域AGC电路中的累加器根据DFT块长度N进行累加，累加后得到的z(j)再经过一个低通滤波器得到一个频域幅度的控制电压，用AGC_IDFT表示：

$z\left(j\right)=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}Z\left(k\right)$

${\mathrm{AGC}}_{\mathrm{IDFT}}(i+1)-{\mathrm{AGC}}_{\mathrm{IDFT}}\left(0\right)=\underset{j=0}{\overset{i}{\mathrm{\Σ}}}z\left(j\right)\⊗y\left(j\right),i\≥0,$

其中，y(j)是低通滤波器的冲激响应，它按照信号帧的周期进行低通运算，AGC_IDFT(i)为AGC_IDFT在第i个信号帧时的估计值，其中i表示信号帧的标号。AGC_IDFT的初始值AGC_IDFT(0)＝0；

4)接收机的第i帧自动增益控制电压用AGC(i)表示，它可由时域估计AGC_PN和频域估计AGC_IDFT通过下式加权相加联合得到：

AGC(i)＝α·AGC_IDFT(i)+β·AGC_PN(i)

其中，加权系数α，β通过仿真实验得到，α，β在初始同步或移动信道下取较大的值，而在同步稳定后取较小的值。

本发明还提出一种TDS-OFDM的AGC***，其特征在于，它含有：

时域自动增益控制电路，它由累加器和低通滤波器依次串联组成，累加器的输入端与分离器的PN序列输出端相连；

频域自动增益控制电路，它由DFT、平滑电路、累加器和低通滤波器依次串联构成，DFT的输入端与分离器的帧体数据输出端相连；

加法器，它的两个输入端分别和时域的、频域的两个自动增益控制电路中的两个低通滤波器的输出端相连。

TDS-OFDM属于OFDM***，但是其独特的帧结构又使其方便进行时域处理。本发明提出的AGC控制方案利用TDS-OFDM信号帧的特点，将其看成时域和频域的两个正交时分复用部分，分别进行AGC处理。对于整个信号流来说，两种AGC模式都不是连续工作的。不仅可以保证时域AGC电路快速跟踪信道变化，获得平稳的处理信号输出，使移动接收机的性能更优越，而且频域AGC电路易于去除信道中的单频和窄带干扰，同时不受同步误差的影响，提高信号的接收质量。计算机仿真和实际***表明，该AGC控制方案能够解决地面电视广播传输中的自动增益控制问题，非常适用于TDS-OFDM***，实验室测试和场地试播都证明其性能明显优于现有的其它***。

在计算机仿真的基础上，本发明在清华DMB-T***的现场可编程门阵列FPGA和用户自定义集成电路ASIC版本接收机中均得到实现，实际试播和测试取得了良好的效果。

附图说明

图1为AGC原理框图。

图2为清华DMB-T传输协议的分级帧结构。

图3为本发明提出的TDS-OFDM接收机AGC控制***原理框图。

具体实施方式

本发明的具体实施例如图3所示。

DMB-T传输***的信号帧使用时域同步的正交频分复用调制(TDS-OFDM)，或者称为以PN序列为保护间隔的正交频分复用调制。一个信号帧由帧同步和帧体两部分组成，它们具有相同的基带符号率7.56MS/s(1/T)。PN序列与IDFT块的正交时分复用，由于PN序列对于接收端来说是已知序列，PN序列和IDFT块在接收端是可以被分开的。

接收机前端的信号首先进行码捕获过程，也就是将接收信号与本地PN序列进行相关运算。由于PN序列具有很好的自相关性，因此码捕获过程可以很容易地确定PN序列和IDFT帧体的分隔位置。

在此指导下，分离器将接收到的信号帧分为PN序列和帧体数据两个时分正交的部分。时域AGC估计，它使用得到的PN序列，采用时域信号取平均的方法实现。该时域AGC电路根据PN序列长度K进行累加，累加后经过一个低通滤波获得一个时域幅度的控制电压AGC_pN。由于PN序列采用BPSK调制，其幅度在整个序列持续过程中保持恒定，因此累加后可以获得一个较稳定的AGC的初始估计值。

假定发送和接收滤波器满足奈奎斯特(Nyquist)定律，定时恢复后的数据信号是以符号周期T采样的，在AWGN信道，存在频率偏移Ω时，在第j个信号帧时，接收到的PN序列可表示为：

r_j(k)＝c_j(k+ε)·exp(j(kΩT+θ))+n_j(k)

c_j(k+ε)为定时误差归一化后的接收端PN序列，ε为归一化的定时误差，Ω为载波频偏，θ为载波初始相偏，n_j(k)表示信道的加性高斯白噪声，k为PN码序号。得到的时域AGC控制电压AGC_PN可表示为：

$x\left(j\right)=\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_j\left(k\right)$

${\mathrm{AGC}}_{\mathrm{PN}}(i+1)-{\mathrm{AGC}}_{\mathrm{PN}}\left(0\right)=\underset{j=0}{\overset{i}{\mathrm{\Σ}}}x\left(j\right)\⊗f\left(j\right),i\≥0$

K为PN序列长度，f(j)是低通滤波器的冲激响应，它按照信号帧的周期进行低通运算。AGC_PN(i)为AGC_PN在第i个信号帧时的估计值，其中i表示信号帧的标号。AGC_PN的初始值AGC_PN(0)可设定为0，即AGC_PN(0)＝O。在实际应用中，由于PN序列可以根据不同的应用环境(如单频网或多频网)采用两种不同长度，即信号帧体长度的1/4或1/9，所以时域AGC电路应根据不同的PN序列长度K采用不同的累加时间。

接收机在初始时没有定时信息，此时只能使用时域AGC控制。当接收机完成同步后，包括定时同步和载波恢复。在每一个信号帧中，得到N个帧体采样点{r_n，0≤n≤N-1}，将输入到DFT中进行解调。，接收机在DFT以后的输出为：

$Y_k=\sqrt{\frac{1}{N}}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_n{e}^{-j2\mathrm{\πk}\frac{n}{N}}$

由 $r_n=\sqrt{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{H}_k{X}_k{e}^{j2\mathrm{\πn}\frac{k}{N}}+n\left(n\right)$

X_k为帧体中第k个子载波的发射信号，H_k表示信道响应h(l)在频率k/T处的频率响应复数值，n(n)为高斯噪声。

$H_k=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}h\left(l\right)e^{-j2\mathrm{\πk}\frac{l}{N}}$

因此有

Y_k＝H_kX_k+N′(k)

$N^{\′}\left(k\right)=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}n\left(n\right)e^{-j2\mathrm{\πk}\frac{n}{N}}$

N′(k)为高斯白噪声n(n)的DFT变换。由信道估计***得到信道频域估计

通过除法得到均衡后数据Z(k)：

$Z\left(k\right)=Y\left(k\right)/\hat{H}\left(k\right)$

如果信道中存在单频或窄带干扰，则相应频率k处的Z(k)会比相邻的数据高出非常大的幅度，因为单频干扰在频域表现为平坦频带上的“突起”，此时该频率k的数据受单频干扰，已经无法恢复，所以可将这些Z(k)设置成零，以去除单频干扰对AGC的影响，再通过累加得到频域自动增益控制信号。在第j个信号帧时，经过一个低通滤波可以获得一个频域幅度的控制电压AGC_IDFT：

$z\left(j\right)=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}Z\left(k\right)$

${\mathrm{AGC}}_{\mathrm{IDFT}}(i+1)-{\mathrm{AGC}}_{\mathrm{IDFT}}\left(0\right)=\underset{j=0}{\overset{i}{\mathrm{\Σ}}}z\left(j\right)\⊗y\left(j\right),i\≥0$

y(j)是低通滤波器的冲激响应，它按照信号帧的周期进行低通运算。AGC_IDFT(i)为AGC_IDFT在第i个信号帧时的估计值，其中i表示信号帧的标号。AGC_IDFT的初始值AGC_IDFT(0)＝0。

时域AGC在接收机未完全同步情况下得到，估计值会受到定时误差等因素影响。而频域AGC在同步情况下得到，所以准确性高。单频或窄带干扰表现为平坦频带上的“突起”，可以很容易消除，从而去除了这些干扰对AGC环路的影响。

得到上述的一种TDS-OFDM接收机AGC控制方法，它的AGC控制电压由时域估计AGC_PN和频域估计AGC_IDFT通过加权相加联合得到：

AGC(i)＝α·AGC_IDFT(i)+β·AGC_PN(i)

其中α，β分别为时域和频域AGC控制电压的加权系数，其取值与选择的环路锁定时间和环路带宽有关，可根据***需要选择。如通过仿真可以获得：AGC跟踪误差的均方值和α，β成反比。刚进入跟踪时选择较大的α，β可以提高跟踪速度，但引起了较大的AGC抖动；而跟踪稳定后选择较小α，β，可以降低跟踪误差的均方值，更好地抑制抖动，准确地锁定AGC电平。由此我们在实现AGC环路锁相环时多采用两组参数：初始同步或移动信道情况下取较大值α，β，即α＝β＝0.5，而在同步稳定后使用小值α，β，即α＝β＝0.05。

Claims (2)

1、时域同步正交频分复用接收机的自动增益控制方法，其特征在于，它是在数字电路中实现的，依次含有以下步骤：

1)分离器根据帧同步所确定的PN序列和IDFT帧体的位置，把PN序列和IDFT帧体数据分离开来；

2)对所得到的PN序列，先进行时域自动增益控制即AGC的估计：采取下式所表达的时域信号取平均的方法获得获得一个时域幅度的控制电压，记述为AGC_PN：

先对接收到的PN序列按PN序列长度K累加得到： $x\left(j\right)=\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_j\left(k\right),$

r_j(k)＝c_j(k+ε)·exp(j(kΩT+θ))+n_j(k)，

其中，ε为归一化的定时误差，j为信号帧序号0≤j≤i，Ω为载波频偏，θ为载波初始相偏，n_j(k)表示信道的加性高斯自噪声，c_j(k+ε)为定时误差归一化后的接收端PN序列；累加后再经过一个低通滤波器得到一个时域幅度的控制电压，即AGC_PN：

$\mathrm{AG}{C}_{\mathrm{PN}}(i+1)-\mathrm{AG}{C}_{\mathrm{PN}}\left(0\right)=\underset{j=0}{\overset{i}{\mathrm{\Σ}}}x\left(j\right)\⊗f\left(j\right)--i\≥0,$

其中，f(j)是低通滤波器的冲激响应，它按照信号帧的周期进行低通运算；AGC_PN(i)为AGC_PN在第i个信号帧时的估计值，在初始时AGC_PN(0)＝0；

3)当接收机完成同步后，包括定时同步和载波恢复，便对N个帧体采样点{r_n，0≤n≤N-1}按以下步骤在频域完成频域AGC估计：

(3.1)先把IDFT帧体经过DFT处理变换到频域，接收机在DFT以后的输出为：

$Y_k=\sqrt{\frac{1}{N}}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_n{e}^{-j2\mathrm{\πk}\frac{n}{N}},$

其中r_n为接收机收到的TDS-OFDM信号；

(3.2)进行频域均衡，用平滑电路去除单频或窄带干扰，得到考虑了噪声干扰后的频域均衡数据Z(k)；

$Z\left(k\right)=Y\left(k\right)/\hat{H}\left(k\right),$

Y_k=H_kX_k+N′(K)

其中N′(k)为高斯白噪声n(n)的DFT变换，

为信道频域估计，H_k表示信道响应h(l)在频率k/T处的频率响应复数值，X_k为帧体中第k个子载波的发射信号；再用平滑电路使频率k处存在的单频或窄带干扰得以去除，即Z(k)＝0；(3.3)频域AGC电路中的累加器根据DFT块长度N进行累加，累加后得到的z(j)再经过一个低通滤波器得到一个频域幅度的控制电压，用AGC_IDFT表示：

$z\left(j\right)=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}Z\left(k\right)$

$\mathrm{AG}{C}_{\mathrm{IDFT}}(i+1)-\mathrm{AG}{C}_{\mathrm{IDFT}}\left(0\right)=\underset{j=0}{\overset{i}{\mathrm{\Σ}}}z\left(j\right)\⊗y\left(j\right),i\≥0,$

其中，y(j)是低通滤波器的冲激响应，它按照信号帧的周期进行低通运算，AGC_IDFT(i)为AGC_IDFT在第i个信号帧时的估计值，其中i表示信号帧的标号；AGC_IDFT的初始值AGC_IDFT(0)＝0；

4)接收机的第i帧自动增益控制电压用AGC(i)表示，它可由时域估计AGC_PN和频域估计AGC_IDFT通过下式加权相加联合得到：

AGC(i)＝α·AGC_IDFT(i)+β·AGC_PN(i)

其中，加权系数α，β通过仿真实验得到，α，β在初始同步或移动信道下取较大的值，而在同步稳定后取较小的值。

2、时域同步正交频分复用接收机的自动增益控制***，其特征在于，它含有：

时域自动增益控制电路，它由累加器和低通滤波器依次串联组成，累加器的输入端与分离器的PN序列输出端相连；

频域自动增益控制电路，它由DFT、平滑电路、累加器和低通滤波器依次串联构成，DFT的输入端与分离器的帧体数据输出端相连；

加法器，它的两个输入端分别和时域的、频域的两个自动增益控制电路中的两个低通滤波器的输出端相连。

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